JP3981541B2

JP3981541B2 - 温度補償用電圧発生回路及び発振器

Info

Publication number: JP3981541B2
Application number: JP2001331402A
Authority: JP
Inventors: 崇桐田; 信一佐藤; 道雄磯田; 二郎金丸
Original assignee: NEC Electronics Corp; Miyazaki Epson Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp; Miyazaki Epson Corp
Priority date: 2001-10-29
Filing date: 2001-10-29
Publication date: 2007-09-26
Anticipated expiration: 2021-10-29
Also published as: JP2003133854A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、補償電圧発生回路及び発振器に関し、特に、ＩＣ化に適した温度補償型水晶発振器及びそのための補償電圧発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、小型移動体通信機器の基準信号発振源等に用いられる温度補償水晶発振器用回路としては、特開昭５５−１６３９０３号公報「クリスタル発振器の温度補償回路」が知られている。この公報に記載された補償回路は、例えば、図８に示すように温度変化に対応して３次曲線的に変動するＡＴカット水晶振動子を用いた発振器の周波数を温度補償するためのもので、図９はそのためのブロック構成図である。図９に示される発振器は、電圧制御型水晶発振器１０１の可変容量素子１０２に分離用抵抗１０３を介して電圧発生回路１０４において作出した制御電圧を印加することによって温度補償するものである。この電圧発生回路１０４は、図１０に示すように温度変化に応じて一次関数的に変化する電圧を発生する温度センサ１０５の出力を、高温側補償信号発生用差動増幅器１０６、中間温度補償信号発生用差動増幅器１０７、低温側補償信号発生用差動増幅器１０８夫々の三つの差動増幅器に供給し、夫々の差動増幅器において分担する温度領域で非直線関数的に変化する電流を発生させ、これらを電流／電圧変換器１０９において合成することによって、所望の全温度領域において水晶発振器の周波数温度補償に必要な制御電圧を得るものである。図１１は、前記電圧発生回路の具体的回路を示したもので（前記公報の図３に相当）、回路の動作について当該公報には簡単に説明されているのみであるが、本発明の理解を助けるために回路構成とその動作原理を詳細に説明する。
【０００３】
図１１に示す回路は、前記図９と同一ブロックには同じ符号を付して説明すれば、基本的には、ほぼ同様の回路構成を有する三つの差動増幅器１０６、１０７、１０８と、電流／電圧変換機能と合成機能とを果たす三つのカレントミラー回路１１０、１１１、１１２及び抵抗回路１１３と、基準電位（Vref）を設定するための抵抗回路網１１４とから構成されている。前記差動増幅器は、中温域補償用回路１０７を例に構成を説明すると、図１１に示すように、ダーリントン接続したトランジスタ二組１１５、１１６と、それらの電流流出端結合点と接地間に電流源として挿入したカレントミラー回路１１７から構成されている。差動増幅器１０７の一方の入力端子には前記基準電位設定回路網１１４の一端子からVref１なる基準電圧が、また、該差動増幅器１０７の他方入力端および前記電流源１１７にはダイオードを４つ順方向接続した温度センサ回路１０５からの電圧がVref供給され、更に、差動増幅回路の一方の差動分岐トランジスタ１１６のコレクタと電源電圧Ｖcc間には能動負荷回路としてカレントミラー回路１１０が挿入され、その出力が信号合成回路のカレントミラー回路１１２に供給されている。低温側補償用回路１０８（及び高温側補償用回路１０６）も同様に、ダーリントン接続したトランジスタ二組１１８、１１９（１２１、１２２）とそれらの電流流出端結合点と接地間に電流源としてカレントミラー回路１２０（１２３）から構成されている。なお、その他の詳細な構成については同公報を読めば補い得るので省略する。
【０００４】
図１２は前記電圧発生回路のなかから中間温度補償信号発生用差動増幅器１０７の部分を抜き出したもので、この回路図を使用して動作原理を説明する。いま同図１２に示すように、差動増幅器１０７の基準電圧供給側（左側分岐）トランジスタ１１５に流れる電流をＩＡ、温度センサ出力供給側（右側分岐）トランジスタ１１６に流れる電流をＩＢとすれば、差動増幅器１０７の二つの入力電圧がVref１＝ＶＳ１のとき、両方の分岐トランジスタに流れる電流は等しくなりこの電流をＩ０とする。一方、前記温度センサ１０５の温度・出力電圧の関係は、周知のとおりダイオードの順方向電圧が温度が低温になると大ききくなり、温度が上昇すると端子電圧は小さくなるから、その関係は図１０に示すようになる。上記差動増幅器の入力の一方に、このように温度に対応して変化する電圧を供給し、他方入力には温度に対して変化しない一定電圧をVref１として供給しているので、前記二つの分岐トランジスタに流れる電流ＩＡ、ＩＢは温度に応じて変化することになる。図１３はこの様子を図示したものである。先ず、温度センサ１０５から供給される電圧Ｖｓ１が前記基準電圧Vref１に比べて大きい場合（低温度の場合）は、基準電圧供給側（左側分岐）トランジスタ１１５に流れる電流ＩＡは、温度センサ供給側（右側分岐）トランジスタ１１６に流れる電流より小さくなり、温度が上昇するにつれて両者の差は小さくなって、前記温度センサ１０５から供給される電圧Ｖｓ１と前記基準電圧Vref１とが同一値のときに両者は等しくなる。更に、温度が上昇し、温度センサ１０５から供給される電圧Ｖｓ１が前記基準電圧Vref１に比べて低く（高温に）なると、基準電圧供給側（左側分岐）トランジスタ１１５に流れる電流ＩＡは、温度センサ出力供給側（右側分岐）トランジスタ１１６に流れる電流ＩＢより大きくなる。従って、両者の電流値が等しいときに夫々のトランジスタに流れる電流値をＩ０とすれば、両者の電流ＩＡ、ＩＢと温度センサ１０５からの電圧（温度）との関係は図１３に示すようになる。図９に示した回路は、図１３に示したような差動増幅器の直流動作特性を利用して三次関数的に変化する非直線関数信号を導出するもので、このような曲線的に変化する信号を複数組み合わせ、所望の低温領域、中温領域、高温領域において補償電流／電圧が発生するよう、各差動増幅器に供給する基準電圧を設定することによって、水晶発振器の周波数温度補償に必要な制御電圧を得るものである。即ち、同公報（特開昭５５−１６３９０３号）に示された図９、図１１の回路では、上記図１２に示し、且、動作を説明した差動増幅器１０７に、更に、同様に構成した差動増幅器１０６、１０８を加えた三つの差動増幅器を使用し、差動増幅器１０７によって中間温度領域を、差動増幅器１０６によって高温度領域を、差動増幅器１０８によって低温度領域を夫々分担し、各温度領域において水晶発振器の周波数を所望の値に維持するために必要な制御電圧を作り、これらを合成して水晶発振器の周波数制御素子、例えば可変容量素子に供給するものである。同公報に示されている制御電圧は、図８のように温度／周波数特性を有する水晶発振器に対して、低温領域では図１４に示す曲線を、中温領域では図１５に示す曲線を、更に高温領域では図１６に示す曲線となるように、夫々の差動増幅器に供給する基準電圧と温度センサ出力電圧の関係を設定したものである。なお、図１４乃至図１６に示す曲線は、前記図１３に示したＩＡもしくはＩＢ曲線の一部に相当するものである。
【０００５】
図１７は他の従来の回路を示す図で、特開平９−５５６２４号「温度補償水晶発振器」に開示されたものであるが、この回路も、動作原理は上述の特開昭５５−１６３９０３号公報記載のものと同様である。
即ち、図１７は同公報（図３）に開示された補償電圧発生回路を示すもので、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２２０のソースを電源電圧Ｖccラインに接続すると共に、ドレインを電流源２２１を介して接地し、更に、ＦＥＴ２２０とカレントミラー接続したＦＥＴ２２２〜２２７と、ＦＥＴ２２２〜２２７と縦接続したＦＥＴ２２８〜２３３とを備え、ＦＥＴ２２８のソースとＦＥＴ２３１のソース及びＦＥＴ２３２のソースとを抵抗２３４を介して接地すると共に、ＦＥＴ２２９のソースとＦＥＴ２３０のソース及びＦＥＴ２３３のソースとを抵抗２３５を介して接地し、更に、ＦＥＴ２２２のソースとＦＥＴ２２３のソースとを抵抗２３６を介して接続し、ＦＥＴ２２４のソースとＦＥＴ２２５のソースとを抵抗２３７を介して接続し、ＦＥＴ２２６のソースとＦＥＴ２２７のソースとを抵抗２３８を介して接続したものである。
ＦＥＴ２２８のソース端が電流出力端子Iout１であり、ＦＥＴ２３３のソース端が電流供給端子Iout２であり、端子Ｖｉｎには温度センサ回路（図示省略）の出力信号を供給し、更に、ＦＥＴ２２８、ＦＥＴ２３０、ＦＥＴ２３２のゲートに印可される基準電圧VREF１、VREF２、VREF３（差動増幅回路の基準電圧）はVREF１＜VREF２＜VREF３の関係にある。
このような構成の制御電圧発生回路２００は、上述したとおりの差動増幅回路の直流特性を利用することにより温度変化に対して非直線関数的に変化する電圧信号を出力するものである。なお、同公報には図４、図５、図６等を使用して動作を説明しているが、温度センサの出力電圧が温度上昇に応じて上昇する点を除き、上述した特開昭５５−１６３９０３号記載の回路とほぼ同じであるので、詳細な説明は省略する。
【０００６】
【本発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の水晶発振器では、水晶振動子の周波数温度特性によっては温度補償用電圧の曲線的変化量の不足により十分な温度補償が行えないという問題が発生する場合があった。また、近年、携帯電話システムの多機能化や機能向上、あるいは信号伝送量向上等のために、周波数安定度に対する要求が厳しくなっており、広い温度範囲において、基準周波数からのずれを更に少なくする必要が生じている。
即ち、上述したような従来の温度補償回路は、水晶発振器の周波数温度特性に近似的な曲線制御電圧を発生するものであるが、必ずしも両者の特性曲線が一致するものではなく、部分的に近似誤差が大きくなっていた。従来、この近似誤差の程度は要求される周波数安定度の許容範囲に収まっていたが、更に厳しい要求には対応できないことがあった。特に、温度領域を分割して、三つの曲線制御電圧を合成する際、各領域の連結部分における近似誤差や、水晶発振器出力周波数の極大点及び極小点等の膨らみ部分においての近似誤差が大きくなり、その部分の周波数偏差が大きくなることがあった。即ち、０℃及び６０℃付近の周波数の曲線的変化量が大きい為に上述したような構成の温度補償電圧の曲線的変化量（補償カーブ）の不足により十分な補償精度が得られないという問題が発生する場合があった。
本発明は水晶発振器の上記諸問題を解決する為になされたものであって、補償能力を高め、水晶発振器出力信号の曲線により近似した補償電圧を発生可能とすることによって、周波数安定度をより高くすることが可能な温度補償用電圧発生回路及びこれを備えた水晶発振器を提供することを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明に係わる請求項１記載の発明は、水晶発振器の三次関数的周波数温度特性を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路であって、温度に対応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が供給され高温の所定温度以上において非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出力が供給され低温の所定温度以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成することによって補償信号を作出する温度補償用電圧発生回路において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを特徴とする。
請求項２記載の発明では、水晶発振器の三次関数的周波数温度特性を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路であって、温度に対応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が供給され所定基準温度以上において非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出力が供給され前記所定基準温度以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成することによって補償信号を作出する温度補償用電圧発生回路において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを特徴とする。
請求項３記載の発明では、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、二つの分岐トランジスタを有する第１の差動増幅回路と、前記第１の差動増幅回路の一方の分岐トランジスタから出力される電流を入力し、その電流のミラー電流を出力する第１のカレントミラー回路と、二つの分岐トランジスタを有する第２の差動増幅回路と、前記第２の差動増幅回路と接地との間に挿入された電流源回路とを備え、前記電流源回路は、前記第１のカレントミラー回路から出力される電流を入力し、その電流のミラー電流を前記差動増幅回路の動作電流として出力する第２のカレントミラー回路で構成した請求項１又は２記載の温度補償用電圧発生回路であることを特徴としている。
請求項４記載の発明では、前記補償信号を作出する際に、前記高温側補償回路出力と低温側補償回路出力に更に前記温度センサ出力を合成した請求項１、請求項２または請求項３に記載の温度補償用電圧発生回路であることを特徴としている。
【０００８】
請求項５記載の発明では、水晶振動子と、発振用増幅回路と、当該発振器出力の三次関数的周波数温度特性を補償する為の温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路を備えた発振器であって、温度に対応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が供給され高温の所定温度以上において非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出力が供給され低温の所定温度以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、前記温度センサ出力と高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成した信号によって発振周波数の温度補償をおこなった発振器において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを特徴とする。
請求項６記載の発明では、水晶振動子と、発振用増幅回路と、当該発振器出力の三次関数的周波数温度特性を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路を備えた発振器であって、温度に対応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度センサの出力が供給され所定基準温度以上において非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出力が供給され前記所定基準温度以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成した信号によって発振周波数の温度補償をおこなう発振器において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを特徴とする。
請求項７記載の発明では、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、二つの分岐トランジスタを有する第１の差動増幅回路と、前記第１の差動増幅回路の一方の分岐トランジスタから出力される電流を入力し、その電流のミラー電流を出力する第１のカレントミラー回路と、二つの分岐トランジスタを有する第２の差動増幅回路と、前記第２の差動増幅回路と接地との間に挿入された電流源回路とを備え、前記電流源回路は、前記第１のカレントミラー回路から出力される電流を入力し、その電流のミラー電流を前記差動増幅回路の動作電流として出力する第２のカレントミラー回路で構成した請求項５または請求項６に記載の発振器であることを特徴としている。
請求項８記載の発明では、前記補償信号を作出する際に、前記高温側補償回路出力と低温側補償回路出力に更に、前記温度センサ出力を合成した請求項５、請求項６または請求項７に記載の発振器であることを特徴としている。
請求項９記載の発明では、前記高温側補償回路と、低温側補償回路の少なくとも一方が、３段以上の差動増幅回路を有し、前段の差動増幅回路出力によって後段の差動増幅回路の電流源を制御することによって、複数の差動増幅回路の直流電流特性を重畳し、曲率の大きな非直線電流／電圧関数信号を導出した請求項１乃至８の何れか一項に記載の温度補償用電圧発生回路または発振器であることを特徴としている。
【０００９】
【本発明の実施の形態】
以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は本発明に基づく温度補償用電圧発生回路を備えた水晶発振器のブロック図である。同図に示す水晶発振器１は水晶振動子を含む（電圧制御水晶発振器）ＶＣＸＯ２と、水晶振動子の周波数温度特性を補償するようＶＣＸＯ２に内蔵された可変容量ダイオードの容量値を制御する為の信号を生成する温度補償用電圧発生回路３とを備えたものである。温度補償用電圧発生回路３は、温度センサ４と、インピーダンス変換用増幅回路５、６と、該増幅回路６の出力を受けて温度変化に応じて非直線関数的変化を呈する電流信号を出力する高温側補償電流発生回路７及び低温側補償電流発生回路８と、前記高温・低温補償用電流発生回路７、８の出力電流Ｉ７、Ｉ８を電圧に変換する電流電圧変換器９（Ｉ／Ｖ）とを備えたものであり、上述したインピーダンス変換用増幅回路５の出力に基づく電流信号と、前記電流電圧変換器の出力（高温側補償電流発生回路７の出力電流Ｉ７と、低温側補償電流発生回路８の出力電流Ｉ８とを合成するすることによって得られた三次関数的に変化する温度補償用電流信号Ioutを電圧変換した電圧）を合成することによって温度補償用電圧Ｖｏｕｔを発生し、これを前記ＶＣＸＯ２に内蔵された可変容量ダイオードに供給するよう構成したものである。なお、前記インピーダンス変換用増幅回路５から出力される信号が電流である場合は、これに高温・低温側補償電流発生回路７、８の出力を合成した後、前記電流電圧変換回路９に供給することになる。
【００１０】
図２は、図１における高温側補償電流発生回路７及び低温側補償電流発生回路８の具体的な回路図の一例を示すものである。
同図２に示す高温側補償電流発生回路７は、点線にて囲まれた第一の差動増幅回路１０と、一点鎖線にて囲まれた第二の差動増幅回路１１と、第一の差動増幅回路１０の一方の分岐トランジスタ１６のコレクタと電源ラインＶccとの間に挿入した能動負荷として機能する第１のカレントミラー回路１２と、同様に第二の差動増幅回路１１の一方の分岐トランジスタ２１のコレクタと電源ラインＶccとの間に挿入した能動負荷として機能する第２のカレントミラー回路１３と、前記第二の差動増幅回路１１の電流源回路として挿入した第３のカレントミラー回路１４とを備えている。前記第一の差動増幅回路１０は、差動増幅回路の構成要素である二つの分岐トランジスタ１５、１６と、分岐トランジスタ１５、１６のエミッタに接続された抵抗１７、１８と、その接続点と接地間に挿入された電流源１９とを含んでいる。また、第二の差動増幅回路１１は、差動増幅回路の構成要素である二つの分岐トランジスタ２０、２１を含み、分岐トランジスタ２０、２１のエミッタは結合され前記電流源１４の一方の分岐トランジスタ２２のコレクタ・エミッタを介して接地され、更に、この電流源１４の他方の分岐トランジスタ２３のコレクタ・ベースは前記第１のカレントミラー回路１２の一方の分岐トランジスタ２４のコレクタ・エミッタを経て電源ラインＶccに接続されている。なお、前記第二の能動負荷用の第２カレントミラー回路１３は二つの分岐用トランジスタ２６、２７を有し、一方の分岐トランジスタ２６のコレクタ・エミッタは第二の差動増幅回路１１の分岐トランジスタ２１のコレクタと電源ラインＶcc間に挿入され、他方の分岐トランジスタ２７の出力（コレクタ）は温度補償用制御信号出力端子Ioutに接続されている。
【００１１】
一方、同図２に示す低温側補償電流発生回路８の構成も、ほぼ上述した高温側補償電流発生回路７と同様であり、異なる点は、温度補償用制御信号出力端子Ioutに供給する信号が、第４のカレントミラー回路２８を介して接続されていることである。即ち、低温側補償電流発生回路８は、点線にて囲まれた第一の差動増幅回路３０と、一点鎖線にて囲まれた第二の差動増幅回路３１と、第一の差動増幅回路３０の一方の分岐トランジスタ３２のコレクタと電源ラインＶccとの間に挿入され能動負荷として機能する第１のカレントミラー回路３４と、同様に第二の差動増幅回路３１の一方の分岐トランジスタ３４のコレクタと電源ラインＶccとの間に挿入され能動負荷として機能する第２のカレントミラー回路３６と、前記第二の差動増幅回路３１の電流源回路として挿入した第３のカレントミラー回路３７とを備えている。前記第一の差動増幅回路３０は、差動増幅回路の構成要素である二つの分岐トランジスタ３２、３３の他に、分岐トランジスタ３２、３３のエミッタに接続された抵抗３８、３９と、その接続点と接地間に挿入された電流源４０とを含んでいる。また、第二の差動増幅回路３１の二つの分岐トランジスタ３４、３５のエミッタは結合され前記電流源３７の一方の分岐トランジスタ４１のコレクタ・エミッタを介して接地され、更に、この電流源３７の他方の分岐トランジスタ４２のコレクタ・ベースは前記第１のカレントミラー回路３４の一方の分岐トランジスタ４３のコレクタ・エミッタを経て電源ラインＶccに接続されている。なお、前記第２のカレントミラー回路３６は分岐トランジスタ４５、４６を有し、一方の分岐トランジスタ４５のコレクタ・エミッタは第二の差動増幅回路３１の分岐トランジスタ３４のコレクタと電源ラインＶcc間に挿入され、他方の分岐トランジスタ４６の出力（コレクタ）は上述した第４のカレントミラー回路２８を介して、前記インピーダンス変換用増幅回路５の出力及び高温側補償電流発生回路７の出力と共に、温度補償用制御信号出力端子Ioutに供給されている。
【００１２】
なお、高温側補償電流発生回路７の第一及び第二の差動増幅回路１０、１１の温度センサ側の分岐トランジスタ１５、２０のベース（差動信号入力端）と、低温側補償電流発生回路８の第一及び第二の差動増幅回路３０、３１の温度センサ側の分岐トランジスタ３２、３４のベースには、共に図１に示した温度センサ４の出力が増幅回路６を介して供給されており、また、高温側補償電流発生回路７の第一及び第二の差動増幅回路１０、１１の温度センサ側の分岐トランジスタ１６、２１のベース（差動信号入力端）には第一の基準電圧Vref１が、低温側補償電流発生回路８の第一及び第二の差動増幅回路３０、３１の左側分岐トランジスタ３３、３５のベース（差動信号入力端）には第二の基準電圧Vref２が、夫々供給されるように構成されている。図３は回路の高温側補償電流発生回路７を簡略化して表したもので、動作を直感的に理解する上で有用である。即ち、第一、第二の差動増幅回路１０、１１の分岐トランジスタ１５、２０に温度センサ出力が、分岐トランジスタ１６、２１には基準電圧が印加され、第一の差動増幅回路１０の右側分岐トランジスタ１６のコレクタに挿入された能動負荷回路としての第１のカレントミラー１２の出力信号によって第二の差動増幅回路１４の電流源を制御するよう構成され、更に、第二の差動増幅回路１１の出力が、第２のカレントミラー回路１３を介して出力される。このブロック図によれば、二つの差動増幅回路の非直線関数発生機能の相乗効果によって、補償曲線曲率が大きくなることが理解できるであろう。
【００１３】
以下、前記図１、図２に示した回路の動作を詳細に説明するが、本実施例においては、高温側補償電流発生回路７と低温側補償電流発生回路８とでは、夫々の差動増幅回路に供給する温度センサ出力と基準電圧が回路図面上、互いに逆になっているので動作を理解する上で注意を要する。
先ず、前記温度センサ４は例えば図４に示すようにダイオード接続されたトランジスタ３０を温度検出素子として用いたもので、周知の通りベースエミッタ間電圧が温度上昇と共にほぼ一定変化量で低下するので出力電圧Ｖｏ端に、図１０に示したように温度上昇と共に一次関数的に低下する電圧信号を発生させることができるが、本発明の実施においてはこの回路に限らなくても良い。逆に温度上昇に伴って電圧が増大するように構成してもよい。
図２の高温側補償電流発生回路７において、温度センサ４の出力信号に基づき図１０に示すような温度変化に対して一次関数的に減少する電圧信号がＶＴＩＮ端子に供給されると、第一の差動増幅回路１０の直流特性に基づいて分岐トランジスタ１５のコレクタ電流Ｉ１５、分岐トランジスタ１６のコレクタ電流Ｉ１６は、周知の通りＩ１５＝Ｉ０／（１＋ｅ^{-q(VTIN-Vref1)/KT}）、Ｉ１６＝Ｉ０／（１＋ｅ^{q(VTIN-Vref1)/KT}）（尚、Ｔ：絶対温度、Ｋ：ボルツマン係数、ｑ：電荷）となる。
【００１４】
これは、上述した図１２、図１３を用いて説明した従来回路のものと同じように、図５に示す曲線Ｉ１５およびＩ１６、即ち、所定温度Ｔ１からＴ２の間で曲線的に変化したものとなる。この第一の差動増幅回路１０では、分岐トランジスタ１６のコレクタ・電源Ｖcc間に、能動負荷回路として第１のカレントミラー回路１２が挿入され、更に、該カレントミラー回路１２の他方分岐トランジスタ２４の出力が、第二の差動増幅回路１１の電流源として挿入された第３のカレントミラー回路１４に供給されているので、第二の差動増幅回路１１に流れる電流は、当該差動増回路１１の直流特性と前記第一の差動増幅回路１０による直流特性が合成されたものとなる。その結果、同図５に実線Ｉ２１にて示すように、前記分岐電流Ｉ１６より曲率が大きい曲線が得られる。なお、この曲線は、Ｉ２１＝Ｉ１６／（１＋ｅ^{q(VTIN-Vref1)/KT}）と表される。
同様に、低温側補償電流発生回路８は、分岐トランジスタ３３のコレクタ電流Ｉ３３がＩ３３＝Ｉ０／（１＋ｅ^{q(VTIN-Vref2)/KT}）、分岐トランジスタ３２のコレクタ電流Ｉ３２がＩ３２＝Ｉ０／（１＋ｅ^{-q(VTIN-Vref2)/KT}）であるからコレクタ電流Ｉ３３及びＩ３２は図６に示すように所要の温度Ｔ３からＴ４の間で曲線的に変化する特性である。
なお、この回路では、分岐トランジスタ３２、３３に流れる電流変化が前記図５と逆になっているのは、夫々の差動入力に供給する基準電圧信号と温度センサ出力とが逆になっていることに起因する。更に、差動増幅回路３１では同様に、差動増幅回路３０の総合電流Ｉ０が分岐トランジスタ３２のコレクタ電流（バイアス電流）と等しくなるよう制御されていることから、分岐トランジスタ４３、４２、４１のコレクタ電流もこれに追従し、二つの差動増幅回路の直流特性が重畳したものとなり、その電流Ｉ２７はＩ２７＝Ｉ２３／（１＋ｅ^{-q(VTIN-Vref1)/KT}）と表され、図６に示す実線の如く一段目の差動増幅回路３０のコレクタ電流Ｉ３２よりも温度変化に伴う曲線的変化の大きな電流となる。
尚、インピーダンス変換用増幅回路５は温度センサ４の出力電圧を単に増幅するもので、その出力電流は温度上昇に伴い一次関数的に減少する。
【００１５】
以上説明したように、本発明に係る高温側補償電流発生回路７と、低温側補償電流発生回路８は、二つの差動増幅回路を従属接続することによって、曲率の大きな非直線関数的電流を発生することを特徴とするものであり、これらを使用して実際の水晶発振回路の温度補償を構成する形態は、種々のものが考えられる。先ず第一には、低温領域と高温領域について上述した曲率が大きな補償曲線を利用して補償し、中間温度については従来の差動増幅回路１段による曲線を使用する形態、第二は高温領域、中間温度領域、低温領域の全てについて本発明に係る２段差動増幅回路を使用する形態、第三の方法は高温領域、低温領域について本発明に係る２段差動増幅回路を使用し、中間温度領域については温度センサ出力のように直線的に変化する信号を利用する形態、第４は、常温を境に高温領域と低温領域に分割し、中間温度領域を設けることなく直接二つの２段差動増幅回路を利用して補償をおこなう形態、第５は高温、低温のいづれか一方のみ２段差動増幅回路を使用し、他方は従来とおり１段差動増幅回路を使用する形態等が考えられる。
【００１６】
図２に示すものは第三の形態に属するものであり、例えば図８に示すような周波数変化を呈する発振器においては、中温度領域はほぼ直線的であるので、回路構成を簡略化するために、温度センサ出力等のように直線的に変化する信号を利用するのが得策である。
即ち、この例に示す回路では、上述した２段差動増幅回路によって発生した図５に示す曲線の横軸温度が例えばＴ１＝５５℃、Ｔ２＝８５℃、図６に示す曲線の横軸温度がＴ３＝０℃、Ｔ４＝−３０℃となるように設定した場合を想定すると、二つの２段差動増幅回路（高温、低温補償電流発生回路）７、８の出力端のカレントミラー回路１３、３６の出力電流は、図７（ａ）に示すとおりとなる。これは図５、６に示したＩ２１とＩ３４の一部であり、高温用補償回路と低温用補償回路において、曲線部分の温度領域を異ならせるには、夫々の基準電位Vref１、基準電位Vref２を適宜異なる値に設定すればよい。ここで、低温側補償電流発生回路８では、更に、ＮＰＮトランジスタ型カレントミラー回路として、第４のカレントミラー回路２８を介して高温側補償電流発生回路８の信号と合成しているので、高温側補償電流とは流れ込む電流方向が逆になり、実際に出力端に得られる電流Ioutは、同図７（ａ）の破線Ｉ２８となる。更に、合成された電流は、電流電圧変換器（Ｉ／Ｖ）９によって電圧に変換される。電流電圧変換は簡単な回路では、抵抗に流れる電圧降下量を出力すればよく、この場合、電流値と出力電圧は逆比例することになり、従って、電圧変換出力は図７（ｂ）に示すＶoutとなる。この電圧に温度センサからの信号Ｖ５を合成すると、同図７（ｂ）のＶcontのようにＡＴカット水晶振動子の周波数温度曲線に近似した電圧信号が得られる。これを同図のＶ’contのように横軸に関して回転した電圧に変換した上で、ＶＣＸＯ２の可変容量ダイオードに印可すれば、温度補償が可能である。なお、ことは周知の事項であるので詳細説明は省略する。
【００１７】
以上説明した実施例では、差動増幅回路を２段従属接続した例を示したが、本発明の実施に際しては、この例の限らず種々変形が可能である。例えば、前記高温側補償回路と、低温側側補償回路の少なくとも一方が、３段以上の差動増幅回路を有し、前段の差動増幅回路出力によって後段の差動増幅回路の電流源を制御することによって、複数の差動増幅回路の直流電流特性を重畳し、曲率の大きな非直線電流／電圧関数信号を導出してもよい。このように３段以上の差動増幅回路を従属接続すれば、更に曲率の大きな非直線関数信号を得ることができるので、一層近似精度の高い補償信号を得ることができる。なお段数をいくつにするかは対象の発振器の周波数温度特性に応じて適宜必要な段数を設定することができる。
【００１８】
【発明の効果】
以上説明したように本発明に基づく温度補償用電圧発生回路は、水晶振動子の曲線的周波数温度特性を補償するための電圧を２段以上の差動増幅回路を用いて非直線関数信号を発生したので、曲率の大きな曲線的変化（補償カーブ）を有する補償電圧を得ることができ、より近似精度の高い補償信号を得ることが可能となり、これを使用した発振器においては、周波数偏差の小さな出力を得ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づく温度補償用電圧発生回路を備えた水晶発振器の一実施例を示すブロック図。
【図２】本発明に基づく温度補償用電圧発生回路の具体的一実施例を示す回路図。
【図３】本発明に基づく温度補償用電圧発生回路の動作原理を説明するための概要ブロック図。
【図４】本発明において使用する温度センサの一実施例を示す回路図。
【図５】本発明の一実施例における、高温側補償電流発生回路の温度−コレクタ電流特性の関係を示す図。
【図６】本発明の一実施例における低温側補償電流発生回路の温度−コレクタ電流特性の関係を示す図。
【図７】（ａ）は本発明の一実施例における温度補償用電圧発生回路の温度―出力電流特性の関係を示す図、（ｂ）は各信号の合成の様子を示す図。
【図８】ＡＴカット水晶発振器の周波数温度特性例を示す図。
【図９】従来の温度補償用型発振器のブロック構成を示す図。
【図１０】温度センサ出力の例を示す図。
【図１１】従来の温度補償電圧発生回路の一例を示す回路図。
【図１２】前記図１１の動作を説明するための温度補償電圧発生回路の部分的回路図。
【図１３】差動増幅回路の直流特性を説明するための図。
【図１４】従来の温度補償回路の動作を説明する為の低温領域の制御電流曲線を示す図。
【図１５】従来の温度補償回路の動作を説明する為の中温度領域の制御電流曲線を示す図。
【図１６】従来の温度補償回路の動作を説明する為の高温領域の制御電流曲線を示す図。
【図１７】従来の温度補償電圧発生回路の一例を示す回路図。
【符号の説明】
１水晶発振器、２ＶＣＸＯ、３温度補償用電圧発生回路、４温度センサ、５、６インピーダンス変換用増幅回路、７高温側補償電流発生回路、８低温側補償電流発生回路、９電流電圧変換回路、１０、１１、２０、２１差動増幅回路、１８、１９、２８、２９カレントミラー回路、３０トランジスタ、１００水晶発振器、１０１温度センサ、１０２三次関数信号発生回路、１０３、１０５、１０７増幅回路、１０４加算回路、１０６定電圧発生回路、１０８ＶＣＸＯ、１２０、１２２、１２３、１２４、１２５、１２６、１２７、１２８、１２９、１３０、１３１、１３２、１３３ＦＥＴ、１２１定電流回路、１３４、１３５、１３６、１３７、１３８抵抗

Claims

水晶発振器の三次関数的周波数温度特性を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路であって、温度に対応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が供給され高温の所定温度以上において非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出力が供給され低温の所定温度以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成することによって補償信号を作出する温度補償用電圧発生回路において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを特徴とする温度補償用電圧発生回路。
水晶発振器の三次関数的周波数温度特性を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路であって、温度に対応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が供給され所定基準温度以上において非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出力が供給され前記所定基準温度以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成することによって補償信号を作出する温度補償用電圧発生回路において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを特徴とする温度補償用電圧発生回路。
前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、二つの分岐トランジスタを有する第１の差動増幅回路と、前記第１の差動増幅回路の一方の分岐トランジスタから出力される電流を入力し、その電流のミラー電流を出力する第１のカレントミラー回路と、二つの分岐トランジスタを有する第２の差動増幅回路と、前記第２の差動増幅回路と接地との間に挿入された電流源回路とを備え、前記電流源回路は、前記第１のカレントミラー回路から出力される電流を入力し、その電流のミラー電流を前記差動増幅回路の動作電流として出力する第２のカレントミラー回路で構成したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の温度補償用電圧発生回路。
前記補償信号を作出する際に、前記高温側補償回路出力と低温側補償回路出力に更に前記温度センサ出力を合成したことを特徴とする請求項１、請求項２または請求項３に記載の温度補償用電圧発生回路。
水晶振動子と、発振用増幅回路と、当該発振器出力の三次関数的周波数温度特性を補償する為の温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路を備えた発振器であって、温度に対応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が供給され高温の所定温度以上において非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出力が供給され低温の所定温度以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、前記温度センサ出力と高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成した信号によって発振周波数の温度補償をおこなった発振器において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを特徴とする発振器。
水晶振動子と、発振用増幅回路と、当該発振器出力の三次関数的周波数温度特性を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路を備えた発振器であって、温度に対応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度センサの出力が供給され所定基準温度以上において非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出力が供給され前記所定基準温度以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成した信号によって発振周波数の温度補償をおこなう発振器において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを特徴とする発振器。
前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方が、二つの分岐トランジスタを有する第１の差動増幅回路と、前記第１の差動増幅回路の一方の分岐トランジスタから出力される電流を入力し、その電流のミラー電流を出力する第１のカレントミラー回路と、二つの分岐トランジスタを有する第２の差動増幅回路と、前記第２の差動増幅回路と接地との間に挿入された電流源回路とを備え、前記電流源回路は、前記第１のカレントミラー回路から出力される電流を入力し、その電流のミラー電流を前記差動増幅回路の動作電流として出力する第２のカレントミラー回路で構成したことを特徴とする請求項５または請求項６に記載の発振器。
前記補償信号を作出する際に、前記高温側補償回路出力と低温側補償回路出力に更に、前記温度センサ出力を合成したことを特徴とする請求項５、請求項６または請求項７に記載の発振器。
前記高温側補償回路と、低温側補償回路の少なくとも一方が、３段以上の差動増幅回路を有し、前段の差動増幅回路出力によって後段の差動増幅回路の電流源を制御することによって、複数の差動増幅回路の直流電流特性を重畳し、曲率の大きな非直線電流／電圧関数信号を導出したことを特徴とする請求項１乃至８の何れか一項に記載の温度補償用電圧発生回路または発振器。