JP2003133854A

JP2003133854A - 温度補償用電圧発生回路及び発振器

Info

Publication number: JP2003133854A
Application number: JP2001331402A
Authority: JP
Inventors: Takashi Kirita; 崇桐田; Shinichi Sato; 信一佐藤; Michio Isoda; 道雄磯田; Jiro Kanamaru; 二郎金丸
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd; Renesas Micro Systems Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd; Renesas Micro Systems Co Ltd
Priority date: 2001-10-29
Filing date: 2001-10-29
Publication date: 2003-05-09
Anticipated expiration: 2021-10-29
Also published as: JP3981541B2

Abstract

(57)【要約】【課題】温度補償カーブが大きい温度補償用電圧発生
回路を提供することを目的とする。【解決手段】温度補償用電圧発生回路は、水晶振動子
の曲線的周波数温度特性を補償するための電圧を、二段
以上の差動増幅回路を用いて発生した電流信号に基づい
て発生し、曲率の大きな曲線的変化（補償カーブ）電圧
変化を得、これにより補償精度を向上した温度補償用電
圧発生回路及び発振器を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、補償電圧発生回路
及び発振器に関し、特に、ＩＣ化に適した温度補償型水
晶発振器及びそのための補償電圧発生回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、小型移動体通信機器の基準信号発
振源等に用いられる温度補償水晶発振器用回路として
は、特開昭５５−１６３９０３号公報「クリスタル発振
器の温度補償回路」が知られている。この公報に記載さ
れた補償回路は、例えば、図８に示すように温度変化に
対応して３次曲線的に変動するＡＴカット水晶振動子を
用いた発振器の周波数を温度補償するためのもので、図
９はそのためのブロック構成図である。図９に示される
発振器は、電圧制御型水晶発振器１０１の可変容量素子
１０２に分離用抵抗１０３を介して電圧発生回路１０４
において作出した制御電圧を印加することによって温度
補償するものである。この電圧発生回路１０４は、図１
０に示すように温度変化に応じて一次関数的に変化する
電圧を発生する温度センサ１０５の出力を、高温側補償
信号発生用差動増幅器１０６、中間温度補償信号発生用
差動増幅器１０７、低温側補償信号発生用差動増幅器１
０８夫々の三つの差動増幅器に供給し、夫々の差動増幅
器において分担する温度領域で非直線関数的に変化する
電流を発生させ、これらを電流／電圧変換器１０９にお
いて合成することによって、所望の全温度領域において
水晶発振器の周波数温度補償に必要な制御電圧を得るも
のである。図１１は、前記電圧発生回路の具体的回路を
示したもので（前記公報の図３に相当）、回路の動作に
ついて当該公報には簡単に説明されているのみである
が、本発明の理解を助けるために回路構成とその動作原
理を詳細に説明する。

【０００３】図１１に示す回路は、前記図９と同一ブロ
ックには同じ符号を付して説明すれば、基本的には、ほ
ぼ同様の回路構成を有する三つの差動増幅器１０６、１
０７、１０８と、電流／電圧変換機能と合成機能とを果
たす三つのカレントミラー回路１１０、１１１、１１２
及び抵抗回路１１３と、基準電位（Vref）を設定するた
めの抵抗回路網１１４とから構成されている。前記差動
増幅器は、中温域補償用回路１０７を例に構成を説明す
ると、図１１に示すように、ダーリントン接続したトラ
ンジスタ二組１１５、１１６と、それらの電流流出端結
合点と接地間に電流源として挿入したカレントミラー回
路１１７から構成されている。差動増幅器１０７の一方
の入力端子には前記基準電位設定回路網１１４の一端子
からVref１なる基準電圧が、また、該差動増幅器１０７
の他方入力端および前記電流源１１７にはダイオードを
４つ順方向接続した温度センサ回路１０５からの電圧が
Vref供給され、更に、差動増幅回路の一方の差動分岐ト
ランジスタ１１６のコレクタと電源電圧Ｖcc間には能動
負荷回路としてカレントミラー回路１１０が挿入され、
その出力が信号合成回路のカレントミラー回路１１２に
供給されている。低温側補償用回路１０８（及び高温側
補償用回路１０６）も同様に、ダーリントン接続したト
ランジスタ二組１１８、１１９（１２１、１２２）とそ
れらの電流流出端結合点と接地間に電流源としてカレン
トミラー回路１２０（１２３）から構成されている。な
お、その他の詳細な構成については同公報を読めば補い
得るので省略する。

【０００４】図１２は前記電圧発生回路のなかから中間
温度補償信号発生用差動増幅器１０７の部分を抜き出し
たもので、この回路図を使用して動作原理を説明する。
いま同図１２に示すように、差動増幅器１０７の基準電
圧供給側（左側分岐）トランジスタ１１５に流れる電流
をＩＡ、温度センサ出力供給側（右側分岐）トランジス
タ１１６に流れる電流をＩＢとすれば、差動増幅器１０
７の二つの入力電圧がVref１＝ＶＳ１のとき、両方の分
岐トランジスタに流れる電流は等しくなりこの電流をＩ
０とする。一方、前記温度センサ１０５の温度・出力電
圧の関係は、周知のとおりダイオードの順方向電圧が温
度が低温になると大ききくなり、温度が上昇すると端子
電圧は小さくなるから、その関係は図１０に示すように
なる。上記差動増幅器の入力の一方に、このように温度
に対応して変化する電圧を供給し、他方入力には温度に
対して変化しない一定電圧をVref１として供給している
ので、前記二つの分岐トランジスタに流れる電流ＩＡ、
ＩＢは温度に応じて変化することになる。図１３はこの
様子を図示したものである。先ず、温度センサ１０５か
ら供給される電圧Ｖｓ１が前記基準電圧Vref１に比べて
大きい場合（低温度の場合）は、基準電圧供給側（左側
分岐）トランジスタ１１５に流れる電流ＩＡは、温度セ
ンサ供給側（右側分岐）トランジスタ１１６に流れる電
流より小さくなり、温度が上昇するにつれて両者の差は
小さくなって、前記温度センサ１０５から供給される電
圧Ｖｓ１と前記基準電圧Vref１とが同一値のときに両者
は等しくなる。更に、温度が上昇し、温度センサ１０５
から供給される電圧Ｖｓ１が前記基準電圧Vref１に比べ
て低く（高温に）なると、基準電圧供給側（左側分岐）
トランジスタ１１５に流れる電流ＩＡは、温度センサ出
力供給側（右側分岐）トランジスタ１１６に流れる電流
ＩＢより大きくなる。従って、両者の電流値が等しいと
きに夫々のトランジスタに流れる電流値をＩ０とすれ
ば、両者の電流ＩＡ、ＩＢと温度センサ１０５からの電
圧（温度）との関係は図１３に示すようになる。図９に
示した回路は、図１３に示したような差動増幅器の直流
動作特性を利用して三次関数的に変化する非直線関数信
号を導出するもので、このような曲線的に変化する信号
を複数組み合わせ、所望の低温領域、中温領域、高温領
域において補償電流／電圧が発生するよう、各差動増幅
器に供給する基準電圧を設定することによって、水晶発
振器の周波数温度補償に必要な制御電圧を得るものであ
る。即ち、同公報（特開昭５５−１６３９０３号）に示
された図９、図１１の回路では、上記図１２に示し、
且、動作を説明した差動増幅器１０７に、更に、同様に
構成した差動増幅器１０６、１０８を加えた三つの差動
増幅器を使用し、差動増幅器１０７によって中間温度領
域を、差動増幅器１０６によって高温度領域を、差動増
幅器１０８によって低温度領域を夫々分担し、各温度領
域において水晶発振器の周波数を所望の値に維持するた
めに必要な制御電圧を作り、これらを合成して水晶発振
器の周波数制御素子、例えば可変容量素子に供給するも
のである。同公報に示されている制御電圧は、図８のよ
うに温度／周波数特性を有する水晶発振器に対して、低
温領域では図１４に示す曲線を、中温領域では図１５に
示す曲線を、更に高温領域では図１６に示す曲線となる
ように、夫々の差動増幅器に供給する基準電圧と温度セ
ンサ出力電圧の関係を設定したものである。なお、図１
４乃至図１６に示す曲線は、前記図１３に示したＩＡも
しくはＩＢ曲線の一部に相当するものである。

【０００５】図１７は他の従来の回路を示す図で、特開
平９−５５６２４号「温度補償水晶発振器」に開示され
たものであるが、この回路も、動作原理は上述の特開昭
５５−１６３９０３号公報記載のものと同様である。即
ち、図１７は同公報（図３）に開示された補償電圧発生
回路を示すもので、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ２２０の
ソースを電源電圧Ｖccラインに接続すると共に、ドレイ
ンを電流源２２１を介して接地し、更に、ＦＥＴ２２０
とカレントミラー接続したＦＥＴ２２２〜２２７と、Ｆ
ＥＴ２２２〜２２７と縦接続したＦＥＴ２２８〜２３３
とを備え、ＦＥＴ２２８のソースとＦＥＴ２３１のソー
ス及びＦＥＴ２３２のソースとを抵抗２３４を介して接
地すると共に、ＦＥＴ２２９のソースとＦＥＴ２３０の
ソース及びＦＥＴ２３３のソースとを抵抗２３５を介し
て接地し、更に、ＦＥＴ２２２のソースとＦＥＴ２２３
のソースとを抵抗２３６を介して接続し、ＦＥＴ２２４
のソースとＦＥＴ２２５のソースとを抵抗２３７を介し
て接続し、ＦＥＴ２２６のソースとＦＥＴ２２７のソー
スとを抵抗２３８を介して接続したものである。ＦＥＴ
２２８のソース端が電流出力端子Iout１であり、ＦＥＴ
２３３のソース端が電流供給端子Iout２であり、端子Ｖ
ｉｎには温度センサ回路（図示省略）の出力信号を供給
し、更に、ＦＥＴ２２８、ＦＥＴ２３０、ＦＥＴ２３２
のゲートに印可される基準電圧VREF１、VREF２、VREF３
（差動増幅回路の基準電圧）はVREF１＜VREF２＜VREF３
の関係にある。このような構成の制御電圧発生回路２０
０は、上述したとおりの差動増幅回路の直流特性を利用
することにより温度変化に対して非直線関数的に変化す
る電圧信号を出力するものである。なお、同公報には図
４、図５、図６等を使用して動作を説明しているが、温
度センサの出力電圧が温度上昇に応じて上昇する点を除
き、上述した特開昭５５−１６３９０３号記載の回路と
ほぼ同じであるので、詳細な説明は省略する。

【０００６】

【本発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来
の水晶発振器では、水晶振動子の周波数温度特性によっ
ては温度補償用電圧の曲線的変化量の不足により十分な
温度補償が行えないという問題が発生する場合があっ
た。また、近年、携帯電話システムの多機能化や機能向
上、あるいは信号伝送量向上等のために、周波数安定度
に対する要求が厳しくなっており、広い温度範囲におい
て、基準周波数からのずれを更に少なくする必要が生じ
ている。即ち、上述したような従来の温度補償回路は、
水晶発振器の周波数温度特性に近似的な曲線制御電圧を
発生するものであるが、必ずしも両者の特性曲線が一致
するものではなく、部分的に近似誤差が大きくなってい
た。従来、この近似誤差の程度は要求される周波数安定
度の許容範囲に収まっていたが、更に厳しい要求には対
応できないことがあった。特に、温度領域を分割して、
三つの曲線制御電圧を合成する際、各領域の連結部分に
おける近似誤差や、水晶発振器出力周波数の極大点及び
極小点等の膨らみ部分においての近似誤差が大きくな
り、その部分の周波数偏差が大きくなることがあった。
即ち、０℃及び６０℃付近の周波数の曲線的変化量が大
きい為に上述したような構成の温度補償電圧の曲線的変
化量（補償カーブ）の不足により十分な補償精度が得ら
れないという問題が発生する場合があった。本発明は水
晶発振器の上記諸問題を解決する為になされたものであ
って、補償能力を高め、水晶発振器出力信号の曲線によ
り近似した補償電圧を発生可能とすることによって、周
波数安定度をより高くすることが可能な温度補償用電圧
発生回路及びこれを備えた水晶発振器を提供することを
目的としている。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決する為に
本発明に係わる請求項１記載の発明は、水晶発振器の三
次関数的周波数温度特性を補償する為に温度補償用電圧
を発生する温度補償用電圧発生回路であって、温度に対
応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサ
と、該温度センサ出力が供給され高温の所定温度以上に
おいて非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償
回路と、前記温度センサ出力を供給し低温の所定温度以
下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側
補償回路とを備え、高温側補償回路出力と低温側補償回
路出力とを合成することによって補償信号を作出する温
度補償用電圧発生回路において、前記高温側補償回路と
低温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回
路の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差
動増幅回路の定電流成分を制御するように構成した温度
補償用電圧発生器であることを特徴とする。請求項２記
載の発明では、水晶発振器の三次関数的周波数温度特性
を補償する為の温度補償用電圧を発生する温度補償用電
圧発生回路であって、温度に対応してほぼ直線的に変化
する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が
供給され所定基準温度以上において非直線的な補償電流
／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出
力が供給され前記所定基準温度以下において非直線的な
補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高
温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成するこ
とによって補償信号を作出する温度補償用電圧発生回路
において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少な
くとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回
路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成
分を制御するように構成した温度補償用電圧発生回路で
あることを特徴としている。請求項３記載の発明では、
前記補償信号を作出する際に、前記高温側補償回路出力
と低温側補償回路出力に更に前記温度センサ出力を合成
した請求項１及び２記載の温度補償用電圧発生回路であ
ることを特徴としている。

【０００８】請求項４記載の発明では、水晶振動子と、
発振用増幅回路と、当該発振器出力の三次関数的周波数
温度特性を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度
補償用電圧発生回路を備えた発振器であって、温度に対
応してほぼ直線的に変化する出力を発生する温度センサ
と、該温度センサ出力が供給され高温の所定温度以上に
おいて非直線的な補償電流／電圧を発生する高温側補償
回路と、前記温度センサ出力が供給され低温の所定温度
以下において非直線的な補償電流／電圧を発生する低温
側補償回路とを備え、前記温度センサ出力と高温側補償
回路出力と低温側補償回路出力とを合成した信号によっ
て発振周波数の温度補償をおこなった発振器において、
前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なくとも一方
が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路に流れる
電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分を制御す
るように構成した発振器であることを特徴としている。
請求項５記載の発明では、水晶振動子と、発振用増幅回
路と、当該発振器出力の三次関数的周波数温度特性を補
償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発
生回路を備えた発振器であって、温度に対応してほぼ直
線的に変化する出力を発生する温度センサと、該温度セ
ンサの出力が供給され所定基準温度以上において非直線
的な補償電流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記
温度センサ出力が供給され前記所定基準温度以下におい
て非直線的な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路
とを備え、高温側補償回路出力と低温側補償回路出力と
を合成した信号によって発振周波数の温度補償をおこな
う発振器において、前記高温側補償回路と低温側補償回
路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電
流分岐回路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の
定電流成分を制御するように構成した発振器であること
を特徴とする。請求項６記載の発明では、前記補償信号
を作出する際に、前記高温側補償回路出力と低温側補償
回路出力に、更に、前記温度センサ出力を合成した請求
項４又は５記載の発振器であることを特徴している。請
求項７記載の発明では、前記高温側補償回路と、低温側
側補償回路の少なくとも一方が、３段以上の差動増幅回
路を有し、前段の差動増幅回路出力によって後段の差動
増幅回路の電流源を制御することによって、複数の差動
増幅回路の直流電流特性を重畳し、曲率の大きな非直線
電流／電圧関数信号を導出した請求項１乃至６記載の温
度補償用電圧発生回路または発振器であることを特徴と
している。

【０００９】

【本発明の実施の形態】以下、図示した実施例に基づい
て本発明を詳細に説明する。図１は本発明に基づく温度
補償用電圧発生回路を備えた水晶発振器のブロック図で
ある。同図に示す水晶発振器１は水晶振動子を含む（電
圧制御水晶発振器）ＶＣＸＯ２と、水晶振動子の周波数
温度特性を補償するようＶＣＸＯ２に内蔵された可変容
量ダイオードの容量値を制御する為の信号を生成する温
度補償用電圧発生回路３とを備えたものである。温度補
償用電圧発生回路３は、温度センサ４と、インピーダン
ス変換用増幅回路５、６と、該増幅回路６の出力を受け
て温度変化に応じて非直線関数的変化を呈する電流信号
を出力する高温側補償電流発生回路７及び低温側補償電
流発生回路８と、前記高温・低温補償用電流発生回路
７、８の出力電流Ｉ７、Ｉ８を電圧に変換する電流電圧
変換器９（Ｉ／Ｖ）とを備えたものであり、上述したイ
ンピーダンス変換用増幅回路５の出力に基づく電流信号
と、前記電流電圧変換器の出力（高温側補償電流発生回
路７の出力電流Ｉ７と、低温側補償電流発生回路８の出
力電流Ｉ８とを合成するすることによって得られた三次
関数的に変化する温度補償用電流信号Ioutを電圧変換し
た電圧）を合成することによって温度補償用電圧Ｖｏｕ
ｔを発生し、これを前記ＶＣＸＯ２に内蔵された可変容
量ダイオードに供給するよう構成したものである。な
お、前記インピーダンス変換用増幅回路５から出力され
る信号が電流である場合は、これに高温・低温側補償電
流発生回路７、８の出力を合成した後、前記電流電圧変
換回路９に供給することになる。

【００１０】図２は、図１における高温側補償電流発生
回路７及び低温側補償電流発生回路８の具体的な回路図
の一例を示すものである。同図２に示す高温側補償電流
発生回路７は、点線にて囲まれた第一の差動増幅回路１
０と、一点鎖線にて囲まれた第二の差動増幅回路１１
と、第一の差動増幅回路１０の一方の分岐トランジスタ
１６のコレクタと電源ラインＶccとの間に挿入した能動
負荷として機能する第１のカレントミラー回路１２と、
同様に第二の差動増幅回路１１の一方の分岐トランジス
タ２１のコレクタと電源ラインＶccとの間に挿入した能
動負荷として機能する第２のカレントミラー回路１３
と、前記第二の差動増幅回路１１の電流源回路として挿
入した第３のカレントミラー回路１４とを備えている。
前記第一の差動増幅回路１０は、差動増幅回路の構成要
素である二つの分岐トランジスタ１５、１６と、分岐ト
ランジスタ１５、１６のエミッタに接続された抵抗１
７、１８と、その接続点と接地間に挿入された電流源１
９とを含んでいる。また、第二の差動増幅回路１１は、
差動増幅回路の構成要素である二つの分岐トランジスタ
２０、２１を含み、分岐トランジスタ２０、２１のエミ
ッタは結合され前記電流源１４の一方の分岐トランジス
タ２２のコレクタ・エミッタを介して接地され、更に、
この電流源１４の他方の分岐トランジスタ２３のコレク
タ・ベースは前記第１のカレントミラー回路１２の一方
の分岐トランジスタ２４のコレクタ・エミッタを経て電
源ラインＶccに接続されている。なお、前記第二の能動
負荷用の第２カレントミラー回路１３は二つの分岐用ト
ランジスタ２６、２７を有し、一方の分岐トランジスタ
２６のコレクタ・エミッタは第二の差動増幅回路１１の
分岐トランジスタ２１のコレクタと電源ラインＶcc間に
挿入され、他方の分岐トランジスタ２７の出力（コレク
タ）は温度補償用制御信号出力端子Ioutに接続されてい
る。

【００１１】一方、同図２に示す低温側補償電流発生回
路８の構成も、ほぼ上述した高温側補償電流発生回路７
と同様であり、異なる点は、温度補償用制御信号出力端
子Ioutに供給する信号が、第４のカレントミラー回路２
８を介して接続されていることである。即ち、低温側補
償電流発生回路８は、点線にて囲まれた第一の差動増幅
回路３０と、一点鎖線にて囲まれた第二の差動増幅回路
３１と、第一の差動増幅回路３０の一方の分岐トランジ
スタ３２のコレクタと電源ラインＶccとの間に挿入され
能動負荷として機能する第１のカレントミラー回路３４
と、同様に第二の差動増幅回路３１の一方の分岐トラン
ジスタ３４のコレクタと電源ラインＶccとの間に挿入さ
れ能動負荷として機能する第２のカレントミラー回路３
６と、前記第二の差動増幅回路３１の電流源回路として
挿入した第３のカレントミラー回路３７とを備えてい
る。前記第一の差動増幅回路３０は、差動増幅回路の構
成要素である二つの分岐トランジスタ３２、３３の他
に、分岐トランジスタ３２、３３のエミッタに接続され
た抵抗３８、３９と、その接続点と接地間に挿入された
電流源４０とを含んでいる。また、第二の差動増幅回路
３１の二つの分岐トランジスタ３４、３５のエミッタは
結合され前記電流源３７の一方の分岐トランジスタ４１
のコレクタ・エミッタを介して接地され、更に、この電
流源３７の他方の分岐トランジスタ４２のコレクタ・ベ
ースは前記第１のカレントミラー回路３４の一方の分岐
トランジスタ４３のコレクタ・エミッタを経て電源ライ
ンＶccに接続されている。なお、前記第２のカレントミ
ラー回路３６は分岐トランジスタ４５、４６を有し、一
方の分岐トランジスタ４５のコレクタ・エミッタは第二
の差動増幅回路３１の分岐トランジスタ３４のコレクタ
と電源ラインＶcc間に挿入され、他方の分岐トランジス
タ４６の出力（コレクタ）は上述した第４のカレントミ
ラー回路２８を介して、前記インピーダンス変換用増幅
回路５の出力及び高温側補償電流発生回路７の出力と共
に、温度補償用制御信号出力端子Ioutに供給されてい
る。

【００１２】なお、高温側補償電流発生回路７の第一及
び第二の差動増幅回路１０、１１の温度センサ側の分岐
トランジスタ１５、２０のベース（差動信号入力端）
と、低温側補償電流発生回路８の第一及び第二の差動増
幅回路３０、３１の温度センサ側の分岐トランジスタ３
２、３４のベースには、共に図１に示した温度センサ４
の出力が増幅回路６を介して供給されており、また、高
温側補償電流発生回路７の第一及び第二の差動増幅回路
１０、１１の温度センサ側の分岐トランジスタ１６、２
１のベース（差動信号入力端）には第一の基準電圧Vref
１が、低温側補償電流発生回路８の第一及び第二の差動
増幅回路３０、３１の左側分岐トランジスタ３３、３５
のベース（差動信号入力端）には第二の基準電圧Vref２
が、夫々供給されるように構成されている。図３は回路
の高温側補償電流発生回路７を簡略化して表したもの
で、動作を直感的に理解する上で有用である。即ち、第
一、第二の差動増幅回路１０、１１の分岐トランジスタ
１５、２０に温度センサ出力が、分岐トランジスタ１
６、２１には基準電圧が印加され、第一の差動増幅回路
１０の右側分岐トランジスタ１６のコレクタに挿入され
た能動負荷回路としての第１のカレントミラー１２の出
力信号によって第二の差動増幅回路１４の電流源を制御
するよう構成され、更に、第二の差動増幅回路１１の出
力が、第２のカレントミラー回路１３を介して出力され
る。このブロック図によれば、二つの差動増幅回路の非
直線関数発生機能の相乗効果によって、補償曲線曲率が
大きくなることが理解できるであろう。

【００１３】以下、前記図１、図２に示した回路の動作
を詳細に説明するが、本実施例においては、高温側補償
電流発生回路７と低温側補償電流発生回路８とでは、夫
々の差動増幅回路に供給する温度センサ出力と基準電圧
が回路図面上、互いに逆になっているので動作を理解す
る上で注意を要する。先ず、前記温度センサ４は例えば
図４に示すようにダイオード接続されたトランジスタ３
０を温度検出素子として用いたもので、周知の通りベー
スエミッタ間電圧が温度上昇と共にほぼ一定変化量で低
下するので出力電圧Ｖｏ端に、図１０に示したように温
度上昇と共に一次関数的に低下する電圧信号を発生させ
ることができるが、本発明の実施においてはこの回路に
限らなくても良い。逆に温度上昇に伴って電圧が増大す
るように構成してもよい。図２の高温側補償電流発生回
路７において、温度センサ４の出力信号に基づき図１０
に示すような温度変化に対して一次関数的に減少する電
圧信号がＶＴＩＮ端子に供給されると、第一の差動増幅
回路１０の直流特性に基づいて分岐トランジスタ１５の
コレクタ電流Ｉ１５、分岐トランジスタ１６のコレクタ
電流Ｉ１６は、周知の通りＩ１５＝Ｉ０／（１＋ｅ
^{-q(VTIN-Vref1)/KT}）、Ｉ１６＝Ｉ０／（１＋ｅ
^{q(VTIN-Vref1)/KT}）（尚、Ｔ：絶対温度、Ｋ：ボルツマ
ン係数、ｑ：電荷）となる。

【００１４】これは、上述した図１２、図１３を用いて
説明した従来回路のものと同じように、図５に示す曲線
Ｉ１５およびＩ１６、即ち、所定温度Ｔ１からＴ２の間
で曲線的に変化したものとなる。この第一の差動増幅回
路１０では、分岐トランジスタ１６のコレクタ・電源Ｖ
cc間に、能動負荷回路として第１のカレントミラー回路
１２が挿入され、更に、該カレントミラー回路１２の他
方分岐トランジスタ２４の出力が、第二の差動増幅回路
１１の電流源として挿入された第３のカレントミラー回
路１４に供給されているので、第二の差動増幅回路１１
に流れる電流は、当該差動増回路１１の直流特性と前記
第一の差動増幅回路１０による直流特性が合成されたも
のとなる。その結果、同図５に実線Ｉ２１にて示すよう
に、前記分岐電流Ｉ１６より曲率が大きい曲線が得られ
る。なお、この曲線は、Ｉ２１＝Ｉ１６／（１＋ｅ
^{q(VTIN-Vref1)/KT}）と表される。同様に、低温側補償電
流発生回路８は、分岐トランジスタ３３のコレクタ電流
Ｉ３３がＩ３３＝Ｉ０／（１＋ｅ^{q(VTIN-Vref2)/KT}）、
分岐トランジスタ３２のコレクタ電流Ｉ３２がＩ３２＝
Ｉ０／（１＋ｅ^{-q(VTIN-Vref2)/KT}）であるからコレク
タ電流Ｉ３３及びＩ３２は図６に示すように所要の温度
Ｔ３からＴ４の間で曲線的に変化する特性である。な
お、この回路では、分岐トランジスタ３２、３３に流れ
る電流変化が前記図５と逆になっているのは、夫々の差
動入力に供給する基準電圧信号と温度センサ出力とが逆
になっていることに起因する。更に、差動増幅回路３１
では同様に、差動増幅回路３０の総合電流Ｉ０が分岐ト
ランジスタ３２のコレクタ電流（バイアス電流）と等し
くなるよう制御されていることから、分岐トランジスタ
４３、４２、４１のコレクタ電流もこれに追従し、二つ
の差動増幅回路の直流特性が重畳したものとなり、その
電流Ｉ２７はＩ２７＝Ｉ２３／（１＋ｅ^{-q(VTIN-Vref1)}
^/KT）と表され、図６に示す実線の如く一段目の差動増
幅回路３０のコレクタ電流Ｉ３２よりも温度変化に伴う
曲線的変化の大きな電流となる。尚、インピーダンス変
換用増幅回路５は温度センサ４の出力電圧を単に増幅す
るもので、その出力電流は温度上昇に伴い一次関数的に
減少する。

【００１５】以上説明したように、本発明に係る高温側
補償電流発生回路７と、低温側補償電流発生回路８は、
二つの差動増幅回路を従属接続することによって、曲率
の大きな非直線関数的電流を発生することを特徴とする
ものであり、これらを使用して実際の水晶発振回路の温
度補償を構成する形態は、種々のものが考えられる。先
ず第一には、低温領域と高温領域について上述した曲率
が大きな補償曲線を利用して補償し、中間温度について
は従来の差動増幅回路１段による曲線を使用する形態、
第二は高温領域、中間温度領域、低温領域の全てについ
て本発明に係る２段差動増幅回路を使用する形態、第三
の方法は高温領域、低温領域について本発明に係る２段
差動増幅回路を使用し、中間温度領域については温度セ
ンサ出力のように直線的に変化する信号を利用する形
態、第４は、常温を境に高温領域と低温領域に分割し、
中間温度領域を設けることなく直接二つの２段差動増幅
回路を利用して補償をおこなう形態、第５は高温、低温
のいづれか一方のみ２段差動増幅回路を使用し、他方は
従来とおり１段差動増幅回路を使用する形態等が考えら
れる。

【００１６】図２に示すものは第三の形態に属するもの
であり、例えば図８に示すような周波数変化を呈する発
振器においては、中温度領域はほぼ直線的であるので、
回路構成を簡略化するために、温度センサ出力等のよう
に直線的に変化する信号を利用するのが得策である。即
ち、この例に示す回路では、上述した２段差動増幅回路
によって発生した図５に示す曲線の横軸温度が例えばＴ
１＝５５℃、Ｔ２＝８５℃、図６に示す曲線の横軸温度
がＴ３＝０℃、Ｔ４＝−３０℃となるように設定した場
合を想定すると、二つの２段差動増幅回路（高温、低温
補償電流発生回路）７、８の出力端のカレントミラー回
路１３、３６の出力電流は、図７（ａ）に示すとおりと
なる。これは図５、６に示したＩ２１とＩ３４の一部で
あり、高温用補償回路と低温用補償回路において、曲線
部分の温度領域を異ならせるには、夫々の基準電位Vref
１、基準電位Vref２を適宜異なる値に設定すればよい。
ここで、低温側補償電流発生回路８では、更に、ＮＰＮ
トランジスタ型カレントミラー回路として、第４のカレ
ントミラー回路２８を介して高温側補償電流発生回路８
の信号と合成しているので、高温側補償電流とは流れ込
む電流方向が逆になり、実際に出力端に得られる電流Io
utは、同図７（ａ）の破線Ｉ２８となる。更に、合成さ
れた電流は、電流電圧変換器（Ｉ／Ｖ）９によって電圧
に変換される。電流電圧変換は簡単な回路では、抵抗に
流れる電圧降下量を出力すればよく、この場合、電流値
と出力電圧は逆比例することになり、従って、電圧変換
出力は図７（ｂ）に示すＶoutとなる。この電圧に温度
センサからの信号Ｖ５を合成すると、同図７（ｂ）のＶ
contのようにＡＴカット水晶振動子の周波数温度曲線に
近似した電圧信号が得られる。これを同図のＶ’contの
ように横軸に関して回転した電圧に変換した上で、ＶＣ
ＸＯ２の可変容量ダイオードに印可すれば、温度補償が
可能である。なお、ことは周知の事項であるので詳細説
明は省略する。

【００１７】以上説明した実施例では、差動増幅回路を
２段従属接続した例を示したが、本発明の実施に際して
は、この例の限らず種々変形が可能である。例えば、前
記高温側補償回路と、低温側側補償回路の少なくとも一
方が、３段以上の差動増幅回路を有し、前段の差動増幅
回路出力によって後段の差動増幅回路の電流源を制御す
ることによって、複数の差動増幅回路の直流電流特性を
重畳し、曲率の大きな非直線電流／電圧関数信号を導出
してもよい。このように３段以上の差動増幅回路を従属
接続すれば、更に曲率の大きな非直線関数信号を得るこ
とができるので、一層近似精度の高い補償信号を得るこ
とができる。なお段数をいくつにするかは対象の発振器
の周波数温度特性に応じて適宜必要な段数を設定するこ
とができる。

【００１８】

【発明の効果】以上説明したように本発明に基づく温度
補償用電圧発生回路は、水晶振動子の曲線的周波数温度
特性を補償するための電圧を２段以上の差動増幅回路を
用いて非直線関数信号を発生したので、曲率の大きな曲
線的変化（補償カーブ）を有する補償電圧を得ることが
でき、より近似精度の高い補償信号を得ることが可能と
なり、これを使用した発振器においては、周波数偏差の
小さな出力を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に基づく温度補償用電圧発生回路を備え
た水晶発振器の一実施例を示すブロック図。

【図２】本発明に基づく温度補償用電圧発生回路の具体
的一実施例を示す回路図。

【図３】本発明に基づく温度補償用電圧発生回路の動作
原理を説明するための概要ブロック図。

【図４】本発明において使用する温度センサの一実施例
を示す回路図。

【図５】本発明の一実施例における、高温側補償電流発
生回路の温度−コレクタ電流特性の関係を示す図。

【図６】本発明の一実施例における低温側補償電流発生
回路の温度−コレクタ電流特性の関係を示す図。

【図７】（ａ）は本発明の一実施例における温度補償用
電圧発生回路の温度―出力電流特性の関係を示す図、
（ｂ）は各信号の合成の様子を示す図。

【図８】ＡＴカット水晶発振器の周波数温度特性例を示
す図。

【図９】従来の温度補償用型発振器のブロック構成を示
す図。

【図１０】温度センサ出力の例を示す図。

【図１１】従来の温度補償電圧発生回路の一例を示す回
路図。

【図１２】前記図１１の動作を説明するための温度補償
電圧発生回路の部分的回路図。

【図１３】差動増幅回路の直流特性を説明するための
図。

【図１４】従来の温度補償回路の動作を説明する為の低
温領域の制御電流曲線を示す図。

【図１５】従来の温度補償回路の動作を説明する為の中
温度領域の制御電流曲線を示す図。

【図１６】従来の温度補償回路の動作を説明する為の高
温領域の制御電流曲線を示す図。

【図１７】従来の温度補償電圧発生回路の一例を示す回
路図。

【符号の説明】

１水晶発振器、２ＶＣＸＯ、３温度補償用電圧発
生回路、４温度センサ、５、６インピーダンス変換
用増幅回路、７高温側補償電流発生回路、８低温側補
償電流発生回路、９電流電圧変換回路、１０、１１、
２０、２１差動増幅回路、１８、１９、２８、２９カ
レントミラー回路、３０トランジスタ、１００水晶発
振器、１０１温度センサ、１０２三次関数信号発生
回路、１０３、１０５、１０７増幅回路、１０４加
算回路、１０６定電圧発生回路、１０８ＶＣＸＯ、
１２０、１２２、１２３、１２４、１２５、１２６、１
２７、１２８、１２９、１３０、１３１、１３２、１３
３ＦＥＴ、１２１定電流回路、１３４、１３５、１
３６、１３７、１３８抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者佐藤信一神奈川県高座郡寒川町小谷二丁目１番１号東洋通信機株式会社内 (72)発明者磯田道雄神奈川県川崎市中原区小杉町一丁目403番 53 エヌイーシーマイクロシステム株式会社内 (72)発明者金丸二郎神奈川県川崎市中原区小杉町一丁目403番 53 エヌイーシーマイクロシステム株式会社内Ｆターム(参考） 5J079 AA04 BA02 DA13 DB01 FA02 FA21 FB02 FB09 FB11

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水晶発振器の三次関数的周波数温度特性
を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電
圧発生回路であって、温度に対応してほぼ直線的に変化
する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が
供給され高温の所定温度以上において非直線的な補償電
流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ
出力が供給され低温の所定温度以下において非直線的な
補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高
温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成するこ
とによって補償信号を作出する温度補償用電圧発生回路
において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少な
くとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回
路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成
分を制御するように構成したことを特徴とする温度補償
用電圧発生回路。
【請求項２】水晶発振器の三次関数的周波数温度特性
を補償する為に温度補償用電圧を発生する温度補償用電
圧発生回路であって、温度に対応してほぼ直線的に変化
する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が
供給され所定基準温度以上において非直線的な補償電流
／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ出
力が供給され前記所定基準温度以下において非直線的な
補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、高
温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成するこ
とによって補償信号を作出する温度補償用電圧発生回路
において、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少な
くとも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回
路に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成
分を制御するように構成したことを特徴とする温度補償
用電圧発生回路。
【請求項３】前記補償信号を作出する際に、前記高温
側補償回路出力と低温側補償回路出力に更に前記温度セ
ンサ出力を合成したことを特徴とする請求項１または２
記載の温度補償用電圧発生回路。
【請求項４】水晶振動子と、発振用増幅回路と、当該
発振器出力の三次関数的周波数温度特性を補償する為の
温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路を備
えた発振器であって、温度に対応してほぼ直線的に変化
する出力を発生する温度センサと、該温度センサ出力が
供給され高温の所定温度以上において非直線的な補償電
流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ
出力が供給され低温の所定温度以下において非直線的な
補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、前
記温度センサ出力と高温側補償回路出力と低温側補償回
路出力とを合成した信号によって発振周波数の温度補償
をおこなった発振器において、前記高温側補償回路と低
温側補償回路の少なくとも一方が、第一の差動増幅回路
の一方の電流分岐回路に流れる電流によって第二の差動
増幅回路の定電流成分を制御するように構成したことを
特徴とする発振器。
【請求項５】水晶振動子と、発振用増幅回路と、当該
発振器出力の三次関数的周波数温度特性を補償する為に
温度補償用電圧を発生する温度補償用電圧発生回路を備
えた発振器であって、温度に対応してほぼ直線的に変化
する出力を発生する温度センサと、該温度センサの出力
が供給され所定基準温度以上において非直線的な補償電
流／電圧を発生する高温側補償回路と、前記温度センサ
出力が供給され前記所定基準温度以下において非直線的
な補償電流／電圧を発生する低温側補償回路とを備え、
高温側補償回路出力と低温側補償回路出力とを合成した
信号によって発振周波数の温度補償をおこなう発振器に
おいて、前記高温側補償回路と低温側補償回路の少なく
とも一方が、第一の差動増幅回路の一方の電流分岐回路
に流れる電流によって第二の差動増幅回路の定電流成分
を制御するように構成されたことを特徴とする発振器。
【請求項６】前記補償信号を作出する際に、前記高温
側補償回路出力と低温側補償回路出力に更に、前記温度
センサ出力を合成したことを特徴とする請求項５記載の
発振器。
【請求項７】前記高温側補償回路と、低温側側補償回
路の少なくとも一方が、３段以上の差動増幅回路を有
し、前段の差動増幅回路出力によって後段の差動増幅回
路の電流源を制御することによって、複数の差動増幅回
路の直流電流特性を重畳し、曲率の大きな非直線電流／
電圧関数信号を導出したことを特徴とする請求項１乃至
６記載の温度補償用電圧発生回路または発振器。