JP4011198B2 - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、携帯電話機などの通信機器に搭載される温度補償型水晶発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機などの通信機器に搭載される温度補償型水晶発振器は、１０ＭＨｚ帯のＡＴカット水晶振動子を振動源として、これに何らかの周波数調整回路を設けて温度補償回路を構成している。その温度補償回路によって、ＡＴカット水晶振動子の３次曲線の温度特性を打ち消して発振周波数を安定化させる。
このような温度補償型水晶発振器は、その温度補償回路の構成により、アナログ温度補償型水晶発振器とデジタル温度補償型水晶発振器とに大別されている。
【０００３】
デジタル温度補償型水晶発振器は、不揮発性メモリを搭載した１チップの半導体集積回路で構成され、温度補償可能な温度範囲が広く周波数精度を高くできるという特徴がある。
しかしながら、位相ノイズが高いという欠点があるため、ほとんど普及していない。
【０００４】
一方、アナログ温度補償型水晶発振器は、１５℃から４５℃の間の温度範囲で発振周波数がほぼ一定である特性のＡＴカット水晶振動子と、ディスクリート部品であるコンデンサとサーミスタとの直並列回路とで構成されている。
そして、部品の温度特性の組み合わせによって、主に１５℃以下の低温部と４５℃以上の高温部とをそれぞれ温度補償するものであって、現在普及しているほとんどの製品がこのタイプである。
【０００５】
また、ごく最近では部品の組み合わせではなく、１チップの半導体集積回路で構成するアナログ温度補償型水晶発振器（以下「１チップアナログ温度補償型水晶発振器」と称する）も、例えば次の文献によって報告されている。
Kuichi Kubo 他による 1996 IEEE INTERNATIONAL FREQUENCY CONTROL SYMPOSIUM p.728−734
【０００６】
この１チップアナログ温度補償型水晶発振器の温度補償方法は、恒温槽を使用してＡＴカット水晶振動子の温度特性を詳細に調べ、その特性を打ち消すための３次曲線発生回路の定数を不揮発性メモリに書き込むというものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
近年すべての温度補償型水晶発振器に課せられてきた課題は小型化および低価格化であったが、これに加えて、国際間の通話方式の共通化に向けてＣＤＭＡという方式の採用の気運が高まり、温度補償範囲の拡大が要請されるようになってきている。
これまでの温度補償範囲は、最も範囲の広い仕様でもマイナス３０℃からプラス７５℃であったが、ＣＤＭＡ方式の場合はマイナス３０℃からプラス８５℃に拡大するよう要請されている。
【０００８】
アナログ温度補償型水晶発振器は、部品の温度特性の組み合わせを利用しているが、低価格という要請を満足しつつ７５℃以上の高温側を温度補償できる適当な部品がない。そのため、温度補償範囲の拡大はかなり困難であるという問題点がある。
デジタル温度補償型水晶発振器は、温度補償範囲については問題はないが、位相ノイズをアナログ温度補償型水晶発振器と同程度まで下げることが困難であるという問題点がある。
【０００９】
１チップアナログ温度補償型水晶発振器は、原理的には全ての要請に応えられる可能性が高いが、従来の１チップアナログ温度補償型水晶発振器は温度補償用のデータ書き込みのコストダウンを図りにくい。そのため、低価格化の実現が困難であるという問題点がある。
つまり、従来の温度補償型水晶発振器の構成では、すべての要請を達成することは非常に困難であり、現状では電話機メーカの希望にはほど遠いという課題がある。
【００１０】
この発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、低価格でありながら、位相ノイズが発生せず、温度補償範囲の拡大が可能な温度補償型水晶発振器を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明による温度補償型水晶発振器は、上記の目的を達成するため、室温付近における発振周波数がほぼ一定であるＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振回路と、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、この温度センサの出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路と、この低温側２乗変換回路の制御下にあって水晶発振回路の発振周波数を調整する低温側周波数調整回路と、上温度センサの出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路と、この高温側２乗変換回路の制御下にあって水晶発振回路の発振周波数を調整する高温側周波数調整回路とを備えたものである。
【００１２】
この温度補償型水晶発振器における低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路を、それぞれＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路で構成し、その各ＭＯＳトランジスタのゲートを入力端子とし、ドレインを出力端子とするとよい。
【００１３】
さらに、上記低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路は、その一方をｐチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路とし、他方をｎチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路として、それぞれＭＯＳトランジスタのゲートを入力端子とし、ドレインを出力端子とするとよい。
【００１４】
この発明による温度補償型水晶発振器はまた、上記低温側周波数調整回路と高温側周波数調整回路とに代えて、上記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを合成する信号合成回路と、この信号合成回路の制御下にあって水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路とを備えるようにしてもよい。
【００１５】
この温度補償型水晶発振器における信号合成回路は、低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを温度係数が等しい２つの抵抗を介して合成する回路とすることができる。
あるいは、上記信号合成回路を、低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを温度係数が等しい低温側抵抗と高温側抵抗とを介して合成する回路とし、その低温側抵抗の抵抗値を高温側抵抗の抵抗値よりも大きくするとよい。
【００１６】
また、上記低温側２乗変換回路と高温側２乗変換回路が同じ回路構成にした場合には、上記信号合成回路を、低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号を、一方を反転し他方と加算して増幅する反転増幅回路で構成するとよい。
【００１７】
この発明による温度補償型水晶発振器はまた、ＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振回路と、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、この温度センサの出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路と、上記温度センサの出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路と、上記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを合成する信号合成回路と、この信号合成回路の出力に使用温度範囲全体にわたって一定の調整可能な勾配を付加する一定勾配付加回路と、この一定勾配付加回路の制御下にあって上記水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路とを備えるようにしてもよい。
【００１８】
上記一定勾配付加回路は、外部調整可能な比例係数で上記温度センサの出力の比例信号を発生する比例変換回路と、この比例変換回路による比例信号を反転ポイントとして上記信号合成回路の出力を入力して反転する反転増幅器とによって構成することができる。
【００１９】
また、上記比例変換回路は、温度依存性のない信号を反転ポイントとして上記温度センサの出力を反転する反転増幅器と、前記温度センサの出力を入力する端子と上記反転増幅器の出力端子との間の複数の異なる電位点にそれぞれ一方の端子が接続され、他方の端子がいずれも共通端子に接続された複数のスイッチからなるスイッチ群と、このスイッチ群の各スイッチのオン・オフを制御するデータを格納した不揮発性メモリとから構成し、上記反転増幅器の入力端子が上記複数の異なる電位点の一つに接続され、上記スイッチ群の共通端子を比例信号の出力端子とすることができる。
【００２０】
上記温度補償型水晶発振器において、その一定勾配付加回路に代えて、上記信号合成回路の出力に低温側と高温側とで別々に調整可能な勾配を付加する折れ線勾配付加回路を設け、周波数調整回路がその折れ線勾配付加回路の制御下にあって水晶発振回路の発振周波数を調整するようにしてもよい。
【００２１】
その場合の上記折れ線勾配付加回路を、基準温度以下の温度で上記温度センサの出力に比例し、該基準温度以上の温度で一定の信号を出力する低温側変換回路と、上記基準温度以上の温度で上記温度センサの出力に比例し、該基準温度以下の温度で一定の信号を出力する高温側変換回路と、その低温側変換回路の出力と高温側変換回路の出力とを合成して折れ線信号を発生する回路と、その折れ線信号を反転ポイントとして上記信号合成回路の出力を入力して反転する反転増幅器とで構成することができる。
【００２２】
これらの温度補償型水晶発振器において、上記温度センサと低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路は、それぞれ、同一特性のＭＯＳトランジスタと同一特性の抵抗とを直列接続した回路からなり、その各ＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路と各抵抗の製造ばらつきを補正する回路とをそれぞれ備え、その各ＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路同士および各抵抗の製造ばらつきを補正する回路同士を、それぞれ一括して制御するデータを格納した不揮発性メモリを備えるとよい。
【００２３】
あるいはまた、それぞれワンタイムプログラマブルメモリによって、上記温度センサと低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路の製造ばらつきを補正する回路を備えるようにしてもよい。
【００２４】
〔発明の概要〕
この発明による温度補償型水晶発振器は、基本的には１チップアナログ温度補償型水晶発振器に属する構成であるが、温度補償信号の発生手段の工夫と、それに伴う調整手段の工夫とにより、低価格でありながら温度補償範囲の拡大を達成している。
【００２５】
温度補償信号の発生手段の第１の工夫は、温度補償信号を２つの要素に分解して発生させることである。そしてこの工夫が、個々の水晶振動子の温度特性を測定をすることなしに温度補償信号をＡＴカット水晶振動子の温度特性に適合させることを可能にしている。まずこの点について説明する。
【００２６】
ＡＴカット水晶振動の発振周波数の温度特性カーブが３次曲線であることは公知であるが、水晶片のカット角のばらつきなどにより、発振周波数の絶対値や３次曲線の形は個々の水晶振動子ごとにさまざまである。
【００２７】
しかし、基準温度（通信用水晶振動子の場合は通常２５℃）ですべての３次曲線が１点に集中するよう発振周波数の絶対値を上下方向に移動し（これを「ｆゼロ調整」と称する）、さらにこの基準温度からの温度差に比例する量の補正を各温度で行って、基準温度付近で３次曲線の勾配がほぼ０になるようにする（これを「勾配補正」と称する）と、すべてのＡＴカット水晶振動子の温度特性はほぼ１つの３次曲線に重なることが判明した。
【００２８】
さまざまな初期特性の温度特性カーブが１つに重なるということは、ＡＴカット水晶振動子の製造ばらつきに応じたｆゼロ調整と勾配補正とを行いさえすれば、残りの補正、すなわち３次曲線を直線化するという補正（これを「直線化補正」と称する）については、すべてのＡＴカット水晶振動子に共通の係数で補正をかけてよいことになる。
【００２９】
直線化補正がすべてのＡＴカット水晶振動子に共通であるということは、直線化補正の係数は予め決定しておくことができることを意味するから、直線化補正に関しては、個々の水晶振動子に対して恒温槽などを用いた温度特性の測定は不要ということである。
【００３０】
したがって、恒温槽などを用いた温度特性測定は、勾配補正の係数を求めるためだけに必要ということになり、もし予め勾配補正係数を決めるための情報が入手できるならば、温度補償型水晶発振器として実装した後は、温度補償信号を決めるための温度特性測定は一切不要になる。
【００３１】
そして、温度補償型水晶発振器用のＡＴカット水晶振動子の製造方法においては、基準温度に対する７０℃での周波数の偏差を１ｐｐｍ(part per million)ごとに選別し、ランク分けすることが標準工程として組み込まれているから、１ｐｐｍ以上の高精度の要求がない限り、このランク分けにしたがって勾配補正係数を決めて差し支えない。
【００３２】
つまり、温度補償信号を直線化補正信号と勾配補正信号という２つの要素に分解し、直線化補正信号と勾配補正信号とを別々に発生させるという方法をとるならば、温度補償型水晶発振器としては温度特性測定を一切行うことなしに、ＡＴカット水晶振動子の温度補償を達成することができる。恒温槽などが必要になるのは出荷検査の工程のみである。
【００３３】
そして、勾配補正を行う手段として不揮発性メモリを用れば、基準温度で補正データを電気的に書き込むだけであるから調整コストがかかることは殆どない。以上の説明は温度センサに製造ばらつきがないことを前提としているが、現実には温度センサにも製造ばらつきがあり、その補正のために恒温槽を用いた測定が必要になってしまうのでは、調整コストがかかってしまうことになる。
【００３４】
しかし、温度センサの構成によっては基準温度１点で製造ばらつきの補正が可能である。たとえば、抵抗とＭＯＳトランジスタとを直列接続した回路を温度センサとして用いればそれが可能であり、不揮発性メモリによってその製造ばらつきを補正すれば、調整コストがかかることは殆どない。
【００３５】
温度補償信号の発生手段の第２の工夫は直線化補正信号に関するものである。従来の１チップアナログ温度補償型水晶発振器のように３次曲線発生回路を設ける構成では、回路規模が大きくなるため半導体集積回路のコストが高くなるので、この発明では次のようにして直線化補正信号を発生させる。
【００３６】
すなわち、勾配補正後のＡＴカット水晶振動子の温度特性の３次曲線は、およそ１５℃以下の上に凸な低温側曲線部分と、約１５℃から４５℃の間のほぼ直線部分と、約４５℃以上の下に凸な高温側曲線部分とに分けることができ、この低温側曲線部分だけあるいは高温側曲線部分だけに着目すれば、それぞれ温度に対する２乗曲線で近似できる。
つまり、１５℃以下の領域では１５℃との温度差の２乗に比例する曲線で３次曲線の低温側を近似することができ、４５℃以上の領域では４５℃との温度差の２乗に比例する曲線で３次曲線の高温側を近似することができる。
【００３７】
そして、温度に対して出力が直線的に変化する温度センサとＭＯＳトランジスタの２乗則領域とを使用することによって、なんら複雑な回路を用いることなしに、極めて容易に２乗曲線信号を発生させることができる。ただし、ＭＯＳトランジスタには製造ばらつきがあるため、常に一定の２乗曲線信号を発生させるためには、その製造ばらつきを補正する回路を設けるのが望ましい。
【００３８】
このようして３次曲線を部分的に近似する２本の２乗曲線信号を発生させ、低温側あるいは高温側の独立の直線化補正信号とするか、あるいはこれらの２本の２乗曲線信号を合成し、ほぼ全温度範囲にわたって３次曲線を近似する１つの信号を発生して、それを直線化補正信号とすればよい。
【００３９】
ところで、直線化補正はすべてのＡＴカット水晶振動子に共通でよいと説明したが、実は携帯電話機に搭載用の温度補償型水晶発振器の周波数は数種類あり、それぞれの周波数ごとにＡＴカット水晶振動子の容量比が少し異なるから、同一の可変容量で直線化補正を行うのであれば、周波数に応じて直線化補正信号に多少の調整が必要である。
しかし、この調整のために特別な回路を設ける必要はなく、２乗曲線信号を発生させるＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路を利用すればよい。
【００４０】
温度補償信号の発生手段の第３の工夫は、直線化補正信号を得るための低温側２乗曲線信号と高温側２乗曲線信号との信号合成手段や、直線化補正信号への勾配の付加手段に関するものである。すなわち、抵抗分割回路と反転増幅器とを使い分けたり併用したりすることによって、回路規模を大きくすることなしに信号の合成を実現する。
【００４１】
なお上記の説明において、直線化補正という場合の直線とは、数学的に完全な直線という意味ではなく、温度補償型水晶発振器として許容される周波数偏差の幅を持った直線的な帯内に入る線という意味である。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して具体的に説明する。
なお、以下に説明するすべての実施の形態において、ｆゼロ調整などの温度補償に関係しない部分についてはその説明を省略する。
【００４３】
〔第１の実施形態：図１〜図６〕
まず、この発明による温度補償型水晶発振器の第１の実施の形態を説明する。図１はその構成を示すブロック図である。
【００４４】
この温度補償型水晶発振器は、室温付近における発振周波数がほぼ一定であるＡＴカット水晶振動子を有する水晶発振回路１と、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサ３と、温度センサ３の出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路５と、その低温側２乗変換回路５の制御下にあって水晶発振回路１に接続してその発振周波数を調整する低温側周波数調整回路９と、温度センサ３の出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路７と、その高温側２乗変換回路７の制御下にあって水晶発振回路１に接続してその発振周波数を調整する高温側周波数調整回路１１とを備えている。
【００４５】
この水晶発振回路１には、室温付近での周波数の温度による変化がない、いわゆるフラット水晶と呼ばれるＡＴカット水晶振動子を用いている。その周波数温度特性を図２に実線による３次曲線１３で示す。この図から判るように、温度が１５℃〜４５℃の間での周波数偏差が、温度補償型水晶発振器としての許容偏差以内である。
【００４６】
一方、図２において温度が１５℃以下の領域および４５℃以上の領域では、係数を最適に選んだ２乗曲線１５を破線で、３次曲線１３に重ねて示している。
これらの曲線の重なりから明らかなように、水晶発振子の周波数温度特性を示す３次曲線１３の曲線部分は２乗曲線１５で近似することができる。
【００４７】
そこで、１５℃以下の低温側の領域では低温側２乗変換回路５によって、４５℃以上の高温側の領域では高温側２乗変換回路７によって、それぞれ図２に示す３次曲線１３の低温側曲線部分と高温側曲線部分に近似し、その周波数偏差を反転させた２乗曲線信号を発生させ、その信号で図１に示す低温側周波数調整回路９と高温側周波数調整回路１１とをそれぞれ制御する。
【００４８】
それによって、水晶発振回路１の発振周波数を１５℃あるいは４５℃からの温度差に応じた周波数偏差を相殺するように調整して、温度特性を直線化することができる。
この実施形態のようにフラット水晶を用いた水晶発振回路であれば、この直線化補正のみで温度補償を実現できる。
【００４９】
ここで、２乗曲線信号を発生する低温側２乗変換回路５および高温側２乗変換回路７の具体的な回路例を図３および図４に示す。これは、ＭＯＳトランジスタと２乗変換用抵抗とを直列に接続した回路によって２乗曲線信号を発生させる例である。
【００５０】
図３は、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７と２乗変換用抵抗１９とを直列接続した２乗変換回路であり、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７のソースを正電源＋Ｖに、ドレインを抵抗１９の一端にそれぞれ接続し、その他端をグランドに接続している。そして、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７のゲートを温度センサ３からの温度検出信号Ａの入力端子とし、ドレインを２乗曲線信号Ｂの出力端子とする。
【００５１】
図４は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１と２乗変換用抵抗１９とを直列接続した２乗変換回路である。抵抗１９の一端を正電源＋Ｖに、他端をｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のドレインにそれぞれ接続し、そのｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のソースをグランドに接続している。そして、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のゲートを温度センサ３からの温度検出信号Ａの入力端子とし、ドレインを２乗曲線信号Ｂの出力端子とする。
【００５２】
低温側２乗変換回路５と高温側２乗変換回路７の一方を図３に示す回路とし、他方を図４に示す回路にする。
これらは、いずれもＭＯＳトランジスタの２乗則領域での特性を利用するものである。すなわち、ＭＯＳトランジスタのゲートにそのスレショールド電圧以上の電圧を印加すると、ソース・ドレイン間に流れる電流は、ゲート電圧とスレショールド電圧との差の２乗に比例するから、この電流を２乗変換用抵抗に流して電圧に変換することにより、２乗曲線信号を発生させることができる。
【００５３】
そこで、温度に対して出力電圧が直線的に変化する特性の温度センサ３からの温度検出信号Ａを、図３のｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７および図４のｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１の各ゲートに入力させる。そして、１５℃から低温側に温度が下がるにつれてｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧がそのスレショールド電圧付近から高くなるようにし、あるいは４５℃から高温側に温度が上がるにつれてｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７のゲート電圧の絶対値がそのスレショールド電圧付近から高くなるように設定する。
【００５４】
このようにすれば、図４のｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のドレインからは低温側の２乗曲線信号を、また図３のｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７のドレインからは高温側の２乗曲線信号をそれぞれ発生させることができる。
このようにして発生させた２乗曲線信号の一例を図５に示す。
【００５５】
この図５に示すように、図４の２乗変換回路によって発生する低温側の２乗曲線信号２３は、１５℃から低温側に温度が下がるにつれて、１５℃との温度差の２乗に比例して電圧が下がり、１５℃以上の温度では一定になる。
【００５６】
一方、図３の２乗変換回路によって発生する高温側の２乗曲線信号２５は、４５℃から高温側に温度が上がるにつれて、４５℃との温度差の２乗に比例して電圧が上がり、４５℃以下の温度では一定になる。
【００５７】
このように、ＭＯＳトランジスタの２乗則領域の電流電圧特性を利用すれば、何ら複雑な回路を用いることなしに、容易に２乗曲線信号を得ることができる。そして、このようにして発生させた２乗曲線信号は、ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を近似できる温度範囲がかなり広いので、温度補償範囲の拡大も容易に達成できる。
なお、図５に破線で示す曲線３０については、後で説明する。
【００５８】
また、図３および図４に示す２乗変換回路は、いずれも出力の温度特性がほぼ直線である温度センサを前提としているが、そのような温度センサとして種々のものがある。
【００５９】
たとえば、図３又は図４に示した２乗変換回路と同様なＭＯＳトランジスタと抵抗との直列回路を、そのような温度センサとして使用することができる。その場合には、ＭＯＳトランジスタのゲートに一定電圧（例えばスレショールド電圧＋０．３Ｖ程度）を印加して使用する。それによって、温度変化に応じてＭＯＳトランジスタのドレイン電流が直線的に変化するので、その電流を抵抗によって電圧に変換した信号は温度と直線関係にあり、それを温度検出信号として出力することができる。
【００６０】
また、フラット水晶の温度特性カーブはすべてのＡＴカット水晶振動子に共通であるから、個々の温度補償型水晶発振器ごとに温度特性を測定する必要はなく、周波数の種類ごとに共通の２乗曲線信号を発生させればよい。
【００６１】
ただし、図３に示すような抵抗とＭＯＳトランジスタとの直列接続で２乗曲線信号を発生させる場合は、それらの製造ばらつきを補正する必要がある。
しかし、抵抗とＭＯＳトランジスタとの直列接続という構成は、上述の温度センサと同一の回路構成であり、温度センサと同様に基準温度１点で製造ばらつきの補正が可能であるから、調整コストは殆どかからない。
【００６２】
なお、上述の例では、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１を使用した図４の回路を低温側２乗変換回路５とし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７を使用した図３の回路を高温側２乗変換回路７とした場合について説明したが、これを逆に使用しても、周波数調整回路９，１１による入力電圧と発振周波数との関係を逆にすればよい。
【００６３】
また、低温側と高音側の２乗変換回路に同じ回路を使用することもできる。その場合には、いずれか一方のＭＯＳトランジスタのゲートには温度センサ３からの温度検出信号Ａを反転して印加し、その出力（２乗曲線信号）も反転して周波数調整回路へ入力させるか、あるいは低温側と高音側の周波数調整回路の入力電圧と発振周波数との関係を逆にする。
【００６４】
図１における低温側周波数調整回路９および高温側周波数調整回路１１は、例えば図６に示すような可変容量回路で構成することができる。
この可変容量回路は、可変容量素子Ｃ１とＤＣカット用のコンデンサＣ２とを直列に接続し、この直列回路を図１における水晶発振回路１の発振周波数を調整する負荷としてグランドとの間に接続する。
【００６５】
そして、可変容量素子Ｃ１の容量値を制御するために、２乗変換回路５又は７からの２乗曲線信号Ｂを、入力抵抗Ｒを介して可変容量素子Ｃ１とコンデンサＣ２との接続点Ｐ１に印加する。
この図６に示す例は、可変容量回路としてはきわめて一般的なものではあるが、温度補償型水晶発振器に用いるためにはそれぞれの素子に多少の制約がある。
【００６６】
すなわち、可変容量素子Ｃ１は電圧制御型のものであればどのような素子でもよいが、半導体集積回路への内蔵の容易さの点から、ＭＯＳ型コンデンサが好適である。また、図６に示す例では接続先をグランドにしているが、接続先の直流的な電位は不問であるから、容量値の可変幅が大きくとれる任意の電位に接続してよい。
【００６７】
ＤＣカット用コンデンサＣ２は、電圧に依存しないコンデンサであることが望ましいが、可変容量素子Ｃ１に比べて容量値が大きければその条件は必須ではない。むしろ、可変容量素子Ｃ１の容量値の可変幅を減らさないようにするために、浮遊容量が非常に小さいという条件が重要である。
入力抵抗Ｒは１ＭΩ程度であればよいが、浮遊容量が大きい素子で構成すると可変容量素子Ｃ１の容量値の可変幅が減ってしまうので、拡散抵抗やＭＯＳ抵抗などは不向きである。半導体集積回路への内蔵を考慮すれば、多結晶シリコン抵抗が最適である。
【００６８】
以上の説明で明らかなように、この発明による温度補償型水晶発振器の第１の実施形態では、ＭＯＳトランジスタが発生する２乗曲線信号を用いて、室温付近での周波数が一定であるＡＴカット水晶振動子の広範囲の温度補償を容易に行うことができる。
【００６９】
〔第２の実施形態：図７〜図９〕
つぎに、この発明による温度補償型水晶発振器の第２の実施形態を説明する。図７はその温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック図である。
この図７において、図１と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。この図７に示す温度補償型水晶発振器において、図１に示した温度補償型水晶発振器と異なるのは、図１における低温側周波数調整回路９および高温側周波数調整回路１１に代えて、信号合成回路２７と周波数調整回路２９を設けた点だけである。
【００７０】
この実施形態では、低温側２乗変換回路５による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路７による２乗曲線信号とを信号合成回路２７によって１つの直線化補正信号に合成し、この直線化補正信号によって周波数調整回路２９を制御することによって、水晶発振回路１の発振周波数を調整して温度特性を直線化するものである。この場合も、水晶発振回路１の水晶振動子としてフラット水晶を使用するので、この直線化補正のみで温度補償を実現できる。
【００７１】
周波数調整回路２９としては、図６に示した可変容量回路と同様な可変容量回路を使用し、その入力端子に信号合成回路２７から出力される直線化補正信号を入力させ、その可変容量素子Ｃ１の容量値を制御するようにすればよい。
信号合成回路２７の具体的な構成は種々考えられるが、低温側の２乗曲線信号と高温側の２乗曲線信号とは信号としては同格であるから、このような場合は抵抗を用いた内分回路（抵抗分割回路）が最適である。その信号合成回路の一例を図８に示す。
【００７２】
この図８に示す信号合成回路は、低温側２乗曲線信号Ｂあるいは高温側２乗曲線信号Ｂ’をそれぞれの入力とする２つの１対１バッファ３１，３２を設け、こバッファ３１，３２の間に低温側抵抗３３と高温側抵抗３４とを直列接続して設ける。
この低温側抵抗３３と高温側抵抗３４との接続点Ｐ２から内分(Ｂ＋Ｂ’)／２によって得られる電圧信号が直線化補正信号Ｃである。
【００７３】
１対１バッファ３１，３２は、増幅率が１の正転増幅回路を用いることが一般的であり、特別な回路ではないので具体的な回路構成の説明は省略する。
低温側抵抗３３と高温側抵抗３４とは、直線化補正信号Ｃが温度で狂ってしまわないようにするため、温度係数は等しくする必要があるが、抵抗値は必ずしも等しくする必要はない。
【００７４】
むしろ、マイナス３０℃からプラス８５℃というＣＤＭＡ仕様の温度範囲を温度補償する場合、ＡＴカット水晶振動子の温度特性上、低温側の方が高温側よりも温度補償のための周波数調整幅を広くとる必要があるので、低温側抵抗３３の抵抗値を高温側抵抗３４の抵抗値よりも大きく設定し、低温側での信号変化幅を大きくした方がよい。
このように、温度係数が等しい２つの抵抗３３，３４を介して合成した直線化補正信号Ｃの一例が、図５に破線で示した曲線３０である。
【００７５】
この曲線３０は、図２に示した３次曲線１３を良く近似しており、この曲線３０のような直線化補正信号で図７に示す周波数調整回路２９を制御すれば、広い温度範囲にわたってフラット水晶と呼ばれるＡＴカット水晶振動子の温度補償を行うことができる。
【００７６】
信号合成回路２７の他の例を図９によって説明する。この例は、低温側２乗変換回路５と高温側２乗変換回路７に同じ回路（この例では図４に示したｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１と２乗変換用抵抗１９との直列回路）を使用する場合の例である。
【００７７】
低温側２乗変換回路５のＭＯＳトランジスタ２１のゲートには、温度センサ３の温度検出信号Ａをそのまま印加し、そのドレインから低温側の２乗曲線信号Ｂを出力させる。高温側２乗変換回路７のＭＯＳトランジスタ２１のゲートには、温度センサ３の温度検出信号Ａを反転した信号ＮＡを印加し、そのドレインから高温側の２乗曲線信号Ｂ’を出力させる。但しこの高温側の２乗曲線信号Ｂ’は、温度に対する電圧変化が図５に示した高温側の２乗曲線信号２５とは反転した信号になる。
【００７８】
そこで、図９に示す信号合成回路２７は、オペアンプ３５と入力抵抗３６と帰還抵抗３７とからなる反転増幅回路であり、低温側の２乗曲線信号Ｂはオペアンプ３５の非反転入力端子に入力させ、高温側の２乗曲線信号Ｂ’は入力抵抗３６を介してオペアンプ３５の反転入力端子に入力させる。
したがって、この反転増幅回路による信号合成回路２７は、高温側の２乗曲線信号Ｂ’を反転して低温側の２乗曲線信号Ｂと加算して増幅する。この回路によっても、図８に示した回路と同様に図５に破線の曲線３０で示したような直線化補正信号Ｃを得ることができる。
【００７９】
ところで、温度補償範囲を拡大するというこの発明の目的に照らすと、図７に示した第２の実施形態の方が図１に示した第１の実施形態よりも有利である。
なぜならば、図１に示したように、水晶発振回路１に低温側周波数調整回路９と高温側周波数調整回路１１とを並列に接続すると、その各周波数調整回路が互いに他方にとっての浮遊容量となる。
【００８０】
そのため、各周波数調整回路９，１１の周波数調整幅が減少してしまうのに対し、図７に示したように、水晶発振回路１に接続する周波数調整回路２９が１つだけの場合は、その周波数調整幅を減少させる浮遊容量が存在しないので、より温度補償範囲を拡大できるからである。
【００８１】
〔第３の実施形態：図１０および図１１〕
つぎに、この発明による温度補償型水晶発振器の第３の実施形態を説明する。図１０はその温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【００８２】
この図１０において、図７と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。この図１０に示す温度補償型水晶発振器において、図７に示した温度補償型水晶発振器と異なるのは、信号合成回路２７と周波数調整回路２９との間に一定勾配付加回路３９を設けた点である。
但し、この実施形態における水晶発振回路１の水晶発振子は、前述の各実施形態において使用したフラット水晶に限らず、室温付近において任意な温度勾配の温度特性を有するＡＴカット水晶振動子である。
【００８３】
このようなＡＴカット水晶振動子の温度補償を行うためには、直線化補正に加えて勾配補正も行う必要がある。
そのため、この第３の実施形態では、出力電圧の温度特性がほぼ直線である温度センサ３の出力を比例変換して勾配補正信号を発生するとともに、信号合成回路２７の出力である直線化補正信号Ｃに、その勾配補正信号を付加する一定勾配付加回路３９を設けている。
【００８４】
なお、直線化補正のための高温側と低温側の周波数調整回路５，７と並列に、勾配補正のための２つの周波数調整回路を水晶発振回路１に接続するように構成しても勾配補正は可能であるが、前述のように、水晶発振回路１に接続する周波数調整回路が多くなると、互いに相手にとっての浮遊容量となってしまうため不利である。
【００８５】
そのため、この第３の実施形態においては、一定勾配付加回路３９を設け、信号合成回路２７の出力である直線化補正信号Ｃに勾配補正の信号を付加して温度補償信号とし、１つの周波数調整回路２９だけで水晶発振回路１の温度補償を行う構成としている。
【００８６】
この一定勾配付加回路３９は２つの要素からなり、１つは温度センサ３の出力である温度検出信号Ａを比例変換して勾配補正信号を発生する部分であり、他の１つは直線化補正信号Ｃにその勾配補正信号を付加する部分である。
この後半の部分は、直線化補正信号と勾配補正信号との信号合成の一種であるが、直線化補正信号を勾配補正信号がアレンジするという性格の合成なので、このような信号合成には反転増幅器が最適である。
【００８７】
また、一定勾配付加回路３９の前半の勾配補正信号を発生する部分も、反転増幅器を用いるのが最適である。
なぜなら、温度センサ３の出力は単調増加あるいは単調減少のいずれかであるのに対し、温度補償の対象であるＡＴカット水晶振動子の温度特性は、フラット水晶の温度特性に正勾配が付加されたものも負勾配が付加されたものも両方存在するから、勾配補正信号を作成する回路は一方向の勾配の直線を両方向の勾配の直線に変換できる回路であるのが望ましいが、このようなことが可能な回路で最も簡単な構成のものが反転増幅器だからである。
【００８８】
ただし、ＡＴカット水晶振動子の温度特性に合わせて勾配補正信号を発生しなければならないから、比例変換係数の外部調整が可能な構成にする必要がある。このように、外部調整を可能としつつ２つの反転増幅器を用いて構成した一定勾配付加回路３９の一例を図１１に示す。
【００８９】
図１１に示す一定勾配付加回路は、比例変換用オペアンプ４１と比例変換用抵抗群４５とによって反転増幅器を構成し、その入力は温度センサ３からの温度検出信号Ａとし、反転ポイントは、基準電源４２による温度に依存しない信号とする。
【００９０】
この反転増幅器の出力をそのまま用いるのではなく、比例変換用抵抗群４５を構成する直列に接続された複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ５の各接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が共通端子４６に接続された複数のスイッチＳ１〜Ｓ５からなるスイッチ群４７を用い、スイッチ制御信号Ｆにより閉状態となるスイッチを１つ選択することによって、共通端子４６から出力する勾配補正信号Ｄを調整する。比例変換用抵抗群４５を構成する複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ５の各接続点は、温度センサ３の出力である温度検出信号Ａを入力する端子と上記反転増幅器（比例変換用オペアンプ４１）の出力端子との間の複数の異なる電位点を形成している。
そして、上記反転増幅器（比例変換用オペアンプ４１）の入力端子が上記複数の異なる電位点の一つに接続され、上記スイッチ群の共通端子４６を比例信号の出力端子としている。
【００９１】
この反転増幅器とスイッチ群４７とを合わせた部分が比例変換回路４４であって、図１０に示した一定勾配付加回路３９の前半の部分である。
一定勾配付加回路３９の後半の部分は、図１１に示す勾配付加用オペアンプ４３と入力抵抗４８および帰還抵抗４９とからなる反転増幅器であり、勾配補正信号Ｄを反転ポイントとして、直線化補正信号Ｃを入力して反転する。
【００９２】
この反転増幅器で直線化補正信号Ｃが反転される際に、その反転ポイントが勾配補正信号Ｄによって移動していくから、直線化補正信号Ｃの反転信号には勾配が付加される。これが温度補償信号Ｅとなる。
スイッチ制御信号Ｆは不揮発性メモリを用いて発生させるが、そのデータ書き込みのために温度補償型水晶発振器の温度特性を測定する必要はなく、ＡＴカット水晶振動子の製造段階での温度特性情報を利用すれば済む。
【００９３】
したがって、勾配補正のためのデータ書き込みは基準温度（通常は２５℃）の１点で行うことができ、調整コストは殆どかからない。
また、たとえＡＴカット水晶振動子の製造段階での温度特性情報を利用できないとしても、すでに直線化補正が行われているのであるから、任意の２点の温度での周波数を測定すれば、勾配補正のためのデータ書き込みを行なうことができる。
【００９４】
任意の２点のうちの１点は、通常はｆゼロ調整を行う基準温度とするから、勾配補正のために温度特性測定をするにしても、事実上１点の温度での周波数を測定すれば済む。
この第３の実施形態の説明から明らかなように、一定勾配付加回路３９を用いて直線化補正信号に勾配を付加することによって、任意の温度勾配を有するＡＴカット水晶振動子の温度補償を実現できる。
【００９５】
〔第４の実施形態：図１２および図１３〕
つぎに、この発明による温度補償型水晶発振器の第４の実施形態を説明する。図１２はその温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【００９６】
この図１２において、図１０と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。この図１２に示す温度補償型水晶発振器において、図１０に示した温度補償型水晶発振器と異なるのは、一定勾配付加回路３９に代えて折れ線勾配付加回路５１を設けた点である。
【００９７】
折れ線勾配付加回路５１は、温度センサ３による温度検出信号Ａの低温側と高温側とで別々の勾配補正を行うための折れ線勾配信号を発生するとともに、信号合成回路２７からの直線化補正信号Ｃに、その折れ線勾配信号を付加する回路である。周波数調整回路２９は、この折れ線勾配付加回路５１が制御する。
【００９８】
水晶発振回路１における水晶振動子が、任意の温度勾配を有する通常のＡＴカット水晶振動子であれば、前述の第３の実施形態のように、直線化補正信号に対し全温度範囲にわたって一定の勾配を付加することによって温度補償を実現できる。しかし、ＡＴカット水晶振動子の中には温度特性に歪みがあるなどの理由により、低温側と高温側とで別々の係数で勾配補正をしなければならないものが存在する。
【００９９】
あるいは、たとえ温度特性に歪みがなくても、ＡＴカット水晶振動子の製造段階での温度特性の情報が、通常は７０℃という高温側の温度でのものであるために、この情報に基づいて勾配補正を行うと、低温側だけ発振周波数が規格から外れてしまう割合が多くなってしまう。
【０１００】
このような場合に、全温度範囲にわたって勾配補正係数を変更するよりは、規格内にある高温側については勾配補正係数を変更せず、低温側だけ変更する方が歩留まりがよくなるし、周波数精度も高くなる。
そこで、図１２に示す第４の実施形態においては、折れ線勾配付加回路５１によって低温側と高温側とで別々の勾配を付加できるようにしている。
【０１０１】
この折れ線勾配付加回路５１は２つの要素からなり、１つは温度センサ３の出力である温度検出信号Ａから折れ線勾配信号を発生する部分であり、他の１つは信号合成回路２７の出力である直線化補正信号Ｃに、その折れ線勾配信号を付加する部分である。
【０１０２】
この後半の部分は、前述の一定勾配付加回路３９の後半部分と同様に、反転増幅器で構成すればよい。
また、折れ線勾配信号を発生する折れ線勾配付加回路５１の前半の部分は、内分回路と反転増幅器とを併用すれば容易に構成でき、その一例を図１３に示す。
【０１０３】
図１３は、３つの反転増幅器と１つの内分回路で構成する折れ線勾配信号発生回路の例である。
この回路は、オペアンプ５０と抵抗群６２からなる反転増幅器と、低温側勾配制御信号Ｇによりそれぞれ制御されるスイッチ群５２および反転ポイント用可変電源５４によって、低温側勾配発生回路５３を構成している。
【０１０４】
抵抗群６２は入力端子５６とオペアンプ５０の出力端子との間に直列接続された複数の抵抗からなり、その各抵抗の接続点にスイッチ群５２を構成する各スイッチの一端を接続し、その各スイッチの他端は共通にオペアンプ５０の出力端子に接続されている。
そして、この低温側勾配発生回路５３は、入力端子５６から温度センサによる温度検出信号Ａを入力して、基準温度以上では一定値で、かつ基準温度以下で一定の勾配を有する低温側勾配信号Ｋを発生する。
【０１０５】
さらに、固定反転ポイント用電源５８と、オペアンプ５９と入力抵抗６０および帰還抵抗６１からなる反転増幅器によって高温側勾配発生回路５５を構成している。この高温側勾配発生回路５５は、低温側勾配発生回路５３と共通の入力端子５６から温度センサ３による温度検出信号Ａを入力して、電源５８による反転ポイントに相当する基準温度以下では一定値で、かつ基準温度以上で一定の勾配を有する高温側勾配信号Ｋ’を発生する。
【０１０６】
この低温側勾配信号Ｋと高温側勾配信号Ｋ’とを内分回路５７に入力し、内分回路５７がその内分出力（Ｋ＋Ｋ’）／２により基準温度で折れ曲がる折れ線信号Ｌを発生する。
【０１０７】
この折れ線信号Ｌは、オペアンプ６３とその入力抵抗と帰還抵抗をなす直列接続された複数の抵抗からなる抵抗群６４と、固定反転ポイント用電源６５と、抵抗群６４の各抵抗の接続点と出力端子との間に接続された複数のスイッチからなるスイッチ群６６とから構成される反転増幅器に入力する。そして、スイッチ制御信号Ｆによってスイッチ群６６の複数のスイッチいずれかが選択されてオンにされ、この反転増幅器によって最終的に折れ線勾配信号Ｄを発生する。
【０１０８】
図１３には示していないが、図１１に示した一定勾配付加回路と同様に、この折れ線勾配信号Ｄを反転ポイントとし、直線化補正信号Ｃを入力とする反転増幅器（図１１におけるオペアンプ４３と入力抵抗４８および帰還抵抗４９による反転増幅器に相当する）を用いることにより、直線化補正信号Ｃに折れ線勾配を付加した温度補償信号Ｅを発生することができる。
【０１０９】
以上のような折れ線勾配付加回路５１を用いることにより、より周波数精度の高い温度補償型水晶発振器を実現することができる。
そして、周波数精度が高いだけ、温度補償範囲の拡大が更に容易になる。
【０１１０】
〔温度補償型水晶発振器の調整方法〕
以上この発明による温度補償型水晶発振器の第１から第４の実施の形態について説明したが、つぎにこの温度補償型水晶発振器の調整方法について説明する。まず、第４の実施形態による温度補償型水晶発振器の調整方法は、つぎの通りである。
【０１１１】
すなわち、製造段階でのＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性情報をもとに、基準温度において低温側と高温側との勾配の大きさを調整する工程と、いくつかの異なる温度において発振周波数を測定する出荷検査工程と、この出荷検査で不合格となったものに対し、折れ線勾配付加回路の低温側の勾配の大きさを調整する工程とを実行する調整方法である。
【０１１２】
製造段階でのＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性情報は、通常温度７０℃でのものであるから、この情報をもとに基準温度において折れ線勾配付加回路５１の低温側と高温側の勾配の大きさを調整し、出荷検査を行ってみると、高温側の周波数精度は規格内に収まるが、低温側は規格から外れる割合が高くなってしまう。
この規格外品は再調整を行う必要があるが、その際全温度範囲にわたって勾配を変更すると、今度は高温側の周波数精度が悪化し、規格から外れる割合が高くなってしまう。
【０１１３】
そこで、高温側の勾配補正は変更せず、低温側だけを変更すれば、全温度範囲にわたって周波数が規格内に収まる割合が非常に高くなる。
この低温側の勾配補正の変更は、出荷検査の情報をもとに、基準温度で不揮発性メモリのデータを書き換えることによってで行うから、調整コストは殆どかからない。
なお、このような調整方法を可能にするためには、少なくとも低温側の勾配を調整する不揮発性メモリは、書き換え可能でなければならない。
【０１１４】
つぎに、前述の第３の実施形態による温度補償型水晶発振器の調整方法は、つぎの通りである。
すなわち、製造段階でのＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性情報をもとに、基準温度において一定勾配付加回路３９の勾配の大きさを調整する工程と、いくつかの異なる温度において発振周波数を測定する出荷検査工程と、この出荷検査で不合格となったものに対し、低温側２乗変換回路の変換係数を調整する工程とを実行する調整方法である。
【０１１５】
前述のように、出荷検査で規格外となるのは殆ど低温側だけであるが、第３の実施の形態では、全温度範囲にわたって一定の勾配補正を行うから、出荷検査での規格外品に対し、低温側だけ勾配補正を変更することはできない。
しかし、周波数が規格から外れる場合であっても、基準温度付近での周波数は規格内であって、温度１５℃から低温になるにつれて規格からのずれが大きくなることが多い。
【０１１６】
このような場合は、勾配補正は変更せず、低温側２乗変換回路の変換係数を再調整することで、周波数を規格内に入れることができる。
そして、この低温側２乗変換回路の変換係数を再調整する場合も、出荷検査の情報をもとに基準温度で不揮発性メモリのデータを書き換えることによって行うから、調整コストは殆どかからない。
なお、このような調整方法を可能にするためには、少なくとも低温側２乗変換回路の変換係数を調整する不揮発性メモリは書き換え可能でなければならない。
【０１１７】
このように、この発明による温度補償型水晶発振器では、基準温度１点で温度補償データを書き込み、その後の出荷検査での規格外品に対しては、出荷検査の情報をもとに低温側だけ直線化補正あるいは勾配補正を再調整するという調整方法を実行することにより、出荷検査以外の調整コストはほとんど不要となる。
【０１１８】
以上のように、各実施の形態に基づいてこの発明を具体的に説明したが、この発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であることは言うまでもない。
【０１１９】
例えば、温度センサ３と低温側２乗変換回路５および高温側２乗変換回路７を、同一製造工程で製造する同一特性で同一導電形のＭＯＳトランジスタと、同一製造工程で製造する同一特性の抵抗との直列接続回路によって、それぞれ構成してもよい。
【０１２０】
このような構成にすれば、これらのＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路同士およびこれらの抵抗の製造ばらつきを補正する回路同士を、それぞれ不揮発性メモリで一括して制御することができ、温度補償型水晶発振器の調整がさらに容易になる。
【０１２１】
また、このような半導体集積回路上の素子の製造ばらつきの補正については、不揮発性メモリをワンタイムプログラマブルメモリ（ＯＴＰＲＯＭ）とし、ウェーハのテスティング段階でデータ書き込みを終了させておくとよい。
そうすれば、温度補償型水晶発振器の実装形態として、抵抗やＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを測定するための端子が不要になるからである。
【０１２２】
この場合、不揮発性メモリとしてワンタイムプログラマブルメモリとする理由は、実装工程の最中にメモリのデータが消えてしまうことを防ぐためである。
ここで、たとえ書き換え可能な不揮発性メモリであっても、実装工程中にデータが消えることがないならば、ワンタイムプログラマブルメモリを用いる必要はない。
【０１２３】
ところで、基本的には１チップアナログ温度補償型水晶発振器に属するこの発明の温度補償型水晶発振器が、従来の１チップアナログ温度補償型水晶発振器と違って調整コストがかからない理由は、温度補償信号を直線化補正信号と勾配補正信号とに分けて発生させてから合成しているために、ＡＴカット水晶振動子の温度特性情報を利用するだけで基準温度でデータ書き込みが可能であるためである。
【０１２４】
したがって、３次関数発生回路を備える従来の１チップアナログ温度補償型水晶発振器の場合も、このような考え方を適用して改良することにより、調整コストの引き下げが可能である。
【０１２５】
すなわち、３次関数発生回路を、周波数ごとにすべてのＡＴカット水晶振動子に共通の３次曲線を発生する直線化補正信号発生回路と、使用温度範囲全体にわたってこの３次曲線に一定の勾配を付加する勾配補正付加回路とで構成すれば、ＡＴカット水晶振動子の温度特性情報を利用するだけで基準温度でデータ書き込みが可能になり、調整コストが殆どかからなくなる。
【０１２６】
ただしこの方法によって改良できるのは調整コストのみであり、３次関数発生回路が複雑であるため、半導体集積回路の規模は大きいままであるから、上述の２乗曲線信号によって３次曲線を近似する方法の方が優れている。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明の温度補償型水晶発振器においては、室温付近における発振周波数がほぼ一定なＡＴカット水晶振動子を使用した水晶発振回路の、３次関数曲線を示す温度特性を補償するための信号を、温度センサの出力を低温側と高温側とに分けて上記３次関数曲線に近似する２乗曲線信号に変換して作成するようにしたので、簡単な回路構成で、広範囲の温度補償を行なうことが可能である。
【０１２８】
また、室温付近で任意の勾配を有するＡＴカット水晶振動子を使用する場合には、その温度補償信号を直線化補正信号と勾配補正信号とに分けて発生させてから合成することにより、直線化補正信号を簡単な構成の回路で発生でき、調整コストも殆どかからない。それによって、低コストでありながら温度補償範囲の拡大が可能な温度補償型水晶発振器を提供することができる。
したがって、特にＣＤＭＡ仕様が要求される携帯電話機搭載用の温度補償型水晶発振器にこの発明を適用すれば、その効果は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による温度補償型水晶発振器の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の第１，第２の実施形態で使用するＡＴカット水晶振動子の温度特性の一例およびその近似曲線の一例を示す温度−周波数偏差特性の線図ある。
【図３】この発明の各実施形態で使用するｐチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した２乗変換回路の回路図である。
【図４】この発明の各実施形態で使用するｎチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した２乗変換回路の回路図である。
【図５】この発明の第１，第２の実施形態における２乗曲線信号の一例およびその合成信号の一例である温度−電圧特性を示す線図である。
【図６】この発明の各実施形態における周波数調整回路として使用する可変容量回路の一例を示す回路図である。
【図７】この発明による温度補償型水晶発振器の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の温度補償型水晶発振器における信号合成回路２７の一例を示すブロック回路図である。
【図９】図７の温度補償型水晶発振器における信号合成回路２７の他の例を低温側および高温側の２乗変換回路と共に示す回路図である。
【図１０】この発明による温度補償型水晶発振器の第３の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１１】 図１０の温度補償型水晶発振器における一定勾配付加回路３９の一例を示す回路図である。
【図１２】この発明による温度補償型水晶発振器の第４の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２の温度補償型水晶発振器における折れ線勾配付加回路５１の主要部をなす折れ線勾配信号発生回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：水晶発振回路 ３：温度センサ
５：低温側２乗変換回路 ７：高温側２乗変換回路
９：低温側周波数調整回路
１１：高温側周波数調整回路
１７：ｐチャネルＭＯＳトランジスタ
１９：２乗変換用抵抗
２１：ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
２７：信号合成回路 ３１，３２：１対１バッファ
３３：低温側抵抗 ３４：高温側抵抗
３９：一定勾配付加回路 ４４：比例変換回路
５１：折れ線勾配付加回路
５３：低温側勾配発生回路
５５：高温側勾配発生回路 ５７：内分回路
Ａ：温度検出信号 Ｂ：低温側の２乗曲線信号
Ｂ’：高温側の２乗曲線信号 Ｃ：直線化補正信号
Ｄ：折れ線勾配信号 Ｅ：温度補償信号
Ｆ：スイッチ制御信号 Ｇ：低温側勾配制御信号
Ｋ：低温側勾配信号 Ｋ’：高温側勾配信号
Ｌ：折れ線信号
【発明の属する技術分野】
この発明は、携帯電話機などの通信機器に搭載される温度補償型水晶発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話機などの通信機器に搭載される温度補償型水晶発振器は、１０ＭＨｚ帯のＡＴカット水晶振動子を振動源として、これに何らかの周波数調整回路を設けて温度補償回路を構成している。その温度補償回路によって、ＡＴカット水晶振動子の３次曲線の温度特性を打ち消して発振周波数を安定化させる。
このような温度補償型水晶発振器は、その温度補償回路の構成により、アナログ温度補償型水晶発振器とデジタル温度補償型水晶発振器とに大別されている。
【０００３】
デジタル温度補償型水晶発振器は、不揮発性メモリを搭載した１チップの半導体集積回路で構成され、温度補償可能な温度範囲が広く周波数精度を高くできるという特徴がある。
しかしながら、位相ノイズが高いという欠点があるため、ほとんど普及していない。
【０００４】
一方、アナログ温度補償型水晶発振器は、１５℃から４５℃の間の温度範囲で発振周波数がほぼ一定である特性のＡＴカット水晶振動子と、ディスクリート部品であるコンデンサとサーミスタとの直並列回路とで構成されている。
そして、部品の温度特性の組み合わせによって、主に１５℃以下の低温部と４５℃以上の高温部とをそれぞれ温度補償するものであって、現在普及しているほとんどの製品がこのタイプである。
【０００５】
また、ごく最近では部品の組み合わせではなく、１チップの半導体集積回路で構成するアナログ温度補償型水晶発振器（以下「１チップアナログ温度補償型水晶発振器」と称する）も、例えば次の文献によって報告されている。
Kuichi Kubo 他による 1996 IEEE INTERNATIONAL FREQUENCY CONTROL SYMPOSIUM p.728−734
【０００６】
この１チップアナログ温度補償型水晶発振器の温度補償方法は、恒温槽を使用してＡＴカット水晶振動子の温度特性を詳細に調べ、その特性を打ち消すための３次曲線発生回路の定数を不揮発性メモリに書き込むというものである。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
近年すべての温度補償型水晶発振器に課せられてきた課題は小型化および低価格化であったが、これに加えて、国際間の通話方式の共通化に向けてＣＤＭＡという方式の採用の気運が高まり、温度補償範囲の拡大が要請されるようになってきている。
これまでの温度補償範囲は、最も範囲の広い仕様でもマイナス３０℃からプラス７５℃であったが、ＣＤＭＡ方式の場合はマイナス３０℃からプラス８５℃に拡大するよう要請されている。
【０００８】
アナログ温度補償型水晶発振器は、部品の温度特性の組み合わせを利用しているが、低価格という要請を満足しつつ７５℃以上の高温側を温度補償できる適当な部品がない。そのため、温度補償範囲の拡大はかなり困難であるという問題点がある。
デジタル温度補償型水晶発振器は、温度補償範囲については問題はないが、位相ノイズをアナログ温度補償型水晶発振器と同程度まで下げることが困難であるという問題点がある。
【０００９】
１チップアナログ温度補償型水晶発振器は、原理的には全ての要請に応えられる可能性が高いが、従来の１チップアナログ温度補償型水晶発振器は温度補償用のデータ書き込みのコストダウンを図りにくい。そのため、低価格化の実現が困難であるという問題点がある。
つまり、従来の温度補償型水晶発振器の構成では、すべての要請を達成することは非常に困難であり、現状では電話機メーカの希望にはほど遠いという課題がある。
【００１０】
この発明はこのような現状に鑑みてなされたものであり、低価格でありながら、位相ノイズが発生せず、温度補償範囲の拡大が可能な温度補償型水晶発振器を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
この発明による温度補償型水晶発振器は、上記の目的を達成するため、室温付近における発振周波数がほぼ一定であるＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振回路と、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、この温度センサの出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路と、この低温側２乗変換回路の制御下にあって水晶発振回路の発振周波数を調整する低温側周波数調整回路と、上温度センサの出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路と、この高温側２乗変換回路の制御下にあって水晶発振回路の発振周波数を調整する高温側周波数調整回路とを備えたものである。
【００１２】
この温度補償型水晶発振器における低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路を、それぞれＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路で構成し、その各ＭＯＳトランジスタのゲートを入力端子とし、ドレインを出力端子とするとよい。
【００１３】
さらに、上記低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路は、その一方をｐチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路とし、他方をｎチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路として、それぞれＭＯＳトランジスタのゲートを入力端子とし、ドレインを出力端子とするとよい。
【００１４】
この発明による温度補償型水晶発振器はまた、上記低温側周波数調整回路と高温側周波数調整回路とに代えて、上記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを合成する信号合成回路と、この信号合成回路の制御下にあって水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路とを備えるようにしてもよい。
【００１５】
この温度補償型水晶発振器における信号合成回路は、低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを温度係数が等しい２つの抵抗を介して合成する回路とすることができる。
あるいは、上記信号合成回路を、低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを温度係数が等しい低温側抵抗と高温側抵抗とを介して合成する回路とし、その低温側抵抗の抵抗値を高温側抵抗の抵抗値よりも大きくするとよい。
【００１６】
また、上記低温側２乗変換回路と高温側２乗変換回路が同じ回路構成にした場合には、上記信号合成回路を、低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号を、一方を反転し他方と加算して増幅する反転増幅回路で構成するとよい。
【００１７】
この発明による温度補償型水晶発振器はまた、ＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振回路と、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、この温度センサの出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路と、上記温度センサの出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路と、上記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを合成する信号合成回路と、この信号合成回路の出力に使用温度範囲全体にわたって一定の調整可能な勾配を付加する一定勾配付加回路と、この一定勾配付加回路の制御下にあって上記水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路とを備えるようにしてもよい。
【００１８】
上記一定勾配付加回路は、外部調整可能な比例係数で上記温度センサの出力の比例信号を発生する比例変換回路と、この比例変換回路による比例信号を反転ポイントとして上記信号合成回路の出力を入力して反転する反転増幅器とによって構成することができる。
【００１９】
また、上記比例変換回路は、温度依存性のない信号を反転ポイントとして上記温度センサの出力を反転する反転増幅器と、前記温度センサの出力を入力する端子と上記反転増幅器の出力端子との間の複数の異なる電位点にそれぞれ一方の端子が接続され、他方の端子がいずれも共通端子に接続された複数のスイッチからなるスイッチ群と、このスイッチ群の各スイッチのオン・オフを制御するデータを格納した不揮発性メモリとから構成し、上記反転増幅器の入力端子が上記複数の異なる電位点の一つに接続され、上記スイッチ群の共通端子を比例信号の出力端子とすることができる。
【００２０】
上記温度補償型水晶発振器において、その一定勾配付加回路に代えて、上記信号合成回路の出力に低温側と高温側とで別々に調整可能な勾配を付加する折れ線勾配付加回路を設け、周波数調整回路がその折れ線勾配付加回路の制御下にあって水晶発振回路の発振周波数を調整するようにしてもよい。
【００２１】
その場合の上記折れ線勾配付加回路を、基準温度以下の温度で上記温度センサの出力に比例し、該基準温度以上の温度で一定の信号を出力する低温側変換回路と、上記基準温度以上の温度で上記温度センサの出力に比例し、該基準温度以下の温度で一定の信号を出力する高温側変換回路と、その低温側変換回路の出力と高温側変換回路の出力とを合成して折れ線信号を発生する回路と、その折れ線信号を反転ポイントとして上記信号合成回路の出力を入力して反転する反転増幅器とで構成することができる。
【００２２】
これらの温度補償型水晶発振器において、上記温度センサと低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路は、それぞれ、同一特性のＭＯＳトランジスタと同一特性の抵抗とを直列接続した回路からなり、その各ＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路と各抵抗の製造ばらつきを補正する回路とをそれぞれ備え、その各ＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路同士および各抵抗の製造ばらつきを補正する回路同士を、それぞれ一括して制御するデータを格納した不揮発性メモリを備えるとよい。
【００２３】
あるいはまた、それぞれワンタイムプログラマブルメモリによって、上記温度センサと低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路の製造ばらつきを補正する回路を備えるようにしてもよい。
【００２４】
〔発明の概要〕
この発明による温度補償型水晶発振器は、基本的には１チップアナログ温度補償型水晶発振器に属する構成であるが、温度補償信号の発生手段の工夫と、それに伴う調整手段の工夫とにより、低価格でありながら温度補償範囲の拡大を達成している。
【００２５】
温度補償信号の発生手段の第１の工夫は、温度補償信号を２つの要素に分解して発生させることである。そしてこの工夫が、個々の水晶振動子の温度特性を測定をすることなしに温度補償信号をＡＴカット水晶振動子の温度特性に適合させることを可能にしている。まずこの点について説明する。
【００２６】
ＡＴカット水晶振動の発振周波数の温度特性カーブが３次曲線であることは公知であるが、水晶片のカット角のばらつきなどにより、発振周波数の絶対値や３次曲線の形は個々の水晶振動子ごとにさまざまである。
【００２７】
しかし、基準温度（通信用水晶振動子の場合は通常２５℃）ですべての３次曲線が１点に集中するよう発振周波数の絶対値を上下方向に移動し（これを「ｆゼロ調整」と称する）、さらにこの基準温度からの温度差に比例する量の補正を各温度で行って、基準温度付近で３次曲線の勾配がほぼ０になるようにする（これを「勾配補正」と称する）と、すべてのＡＴカット水晶振動子の温度特性はほぼ１つの３次曲線に重なることが判明した。
【００２８】
さまざまな初期特性の温度特性カーブが１つに重なるということは、ＡＴカット水晶振動子の製造ばらつきに応じたｆゼロ調整と勾配補正とを行いさえすれば、残りの補正、すなわち３次曲線を直線化するという補正（これを「直線化補正」と称する）については、すべてのＡＴカット水晶振動子に共通の係数で補正をかけてよいことになる。
【００２９】
直線化補正がすべてのＡＴカット水晶振動子に共通であるということは、直線化補正の係数は予め決定しておくことができることを意味するから、直線化補正に関しては、個々の水晶振動子に対して恒温槽などを用いた温度特性の測定は不要ということである。
【００３０】
したがって、恒温槽などを用いた温度特性測定は、勾配補正の係数を求めるためだけに必要ということになり、もし予め勾配補正係数を決めるための情報が入手できるならば、温度補償型水晶発振器として実装した後は、温度補償信号を決めるための温度特性測定は一切不要になる。
【００３１】
そして、温度補償型水晶発振器用のＡＴカット水晶振動子の製造方法においては、基準温度に対する７０℃での周波数の偏差を１ｐｐｍ(part per million)ごとに選別し、ランク分けすることが標準工程として組み込まれているから、１ｐｐｍ以上の高精度の要求がない限り、このランク分けにしたがって勾配補正係数を決めて差し支えない。
【００３２】
つまり、温度補償信号を直線化補正信号と勾配補正信号という２つの要素に分解し、直線化補正信号と勾配補正信号とを別々に発生させるという方法をとるならば、温度補償型水晶発振器としては温度特性測定を一切行うことなしに、ＡＴカット水晶振動子の温度補償を達成することができる。恒温槽などが必要になるのは出荷検査の工程のみである。
【００３３】
そして、勾配補正を行う手段として不揮発性メモリを用れば、基準温度で補正データを電気的に書き込むだけであるから調整コストがかかることは殆どない。以上の説明は温度センサに製造ばらつきがないことを前提としているが、現実には温度センサにも製造ばらつきがあり、その補正のために恒温槽を用いた測定が必要になってしまうのでは、調整コストがかかってしまうことになる。
【００３４】
しかし、温度センサの構成によっては基準温度１点で製造ばらつきの補正が可能である。たとえば、抵抗とＭＯＳトランジスタとを直列接続した回路を温度センサとして用いればそれが可能であり、不揮発性メモリによってその製造ばらつきを補正すれば、調整コストがかかることは殆どない。
【００３５】
温度補償信号の発生手段の第２の工夫は直線化補正信号に関するものである。従来の１チップアナログ温度補償型水晶発振器のように３次曲線発生回路を設ける構成では、回路規模が大きくなるため半導体集積回路のコストが高くなるので、この発明では次のようにして直線化補正信号を発生させる。
【００３６】
すなわち、勾配補正後のＡＴカット水晶振動子の温度特性の３次曲線は、およそ１５℃以下の上に凸な低温側曲線部分と、約１５℃から４５℃の間のほぼ直線部分と、約４５℃以上の下に凸な高温側曲線部分とに分けることができ、この低温側曲線部分だけあるいは高温側曲線部分だけに着目すれば、それぞれ温度に対する２乗曲線で近似できる。
つまり、１５℃以下の領域では１５℃との温度差の２乗に比例する曲線で３次曲線の低温側を近似することができ、４５℃以上の領域では４５℃との温度差の２乗に比例する曲線で３次曲線の高温側を近似することができる。
【００３７】
そして、温度に対して出力が直線的に変化する温度センサとＭＯＳトランジスタの２乗則領域とを使用することによって、なんら複雑な回路を用いることなしに、極めて容易に２乗曲線信号を発生させることができる。ただし、ＭＯＳトランジスタには製造ばらつきがあるため、常に一定の２乗曲線信号を発生させるためには、その製造ばらつきを補正する回路を設けるのが望ましい。
【００３８】
このようして３次曲線を部分的に近似する２本の２乗曲線信号を発生させ、低温側あるいは高温側の独立の直線化補正信号とするか、あるいはこれらの２本の２乗曲線信号を合成し、ほぼ全温度範囲にわたって３次曲線を近似する１つの信号を発生して、それを直線化補正信号とすればよい。
【００３９】
ところで、直線化補正はすべてのＡＴカット水晶振動子に共通でよいと説明したが、実は携帯電話機に搭載用の温度補償型水晶発振器の周波数は数種類あり、それぞれの周波数ごとにＡＴカット水晶振動子の容量比が少し異なるから、同一の可変容量で直線化補正を行うのであれば、周波数に応じて直線化補正信号に多少の調整が必要である。
しかし、この調整のために特別な回路を設ける必要はなく、２乗曲線信号を発生させるＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路を利用すればよい。
【００４０】
温度補償信号の発生手段の第３の工夫は、直線化補正信号を得るための低温側２乗曲線信号と高温側２乗曲線信号との信号合成手段や、直線化補正信号への勾配の付加手段に関するものである。すなわち、抵抗分割回路と反転増幅器とを使い分けたり併用したりすることによって、回路規模を大きくすることなしに信号の合成を実現する。
【００４１】
なお上記の説明において、直線化補正という場合の直線とは、数学的に完全な直線という意味ではなく、温度補償型水晶発振器として許容される周波数偏差の幅を持った直線的な帯内に入る線という意味である。
【００４２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面を参照して具体的に説明する。
なお、以下に説明するすべての実施の形態において、ｆゼロ調整などの温度補償に関係しない部分についてはその説明を省略する。
【００４３】
〔第１の実施形態：図１〜図６〕
まず、この発明による温度補償型水晶発振器の第１の実施の形態を説明する。図１はその構成を示すブロック図である。
【００４４】
この温度補償型水晶発振器は、室温付近における発振周波数がほぼ一定であるＡＴカット水晶振動子を有する水晶発振回路１と、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサ３と、温度センサ３の出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路５と、その低温側２乗変換回路５の制御下にあって水晶発振回路１に接続してその発振周波数を調整する低温側周波数調整回路９と、温度センサ３の出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路７と、その高温側２乗変換回路７の制御下にあって水晶発振回路１に接続してその発振周波数を調整する高温側周波数調整回路１１とを備えている。
【００４５】
この水晶発振回路１には、室温付近での周波数の温度による変化がない、いわゆるフラット水晶と呼ばれるＡＴカット水晶振動子を用いている。その周波数温度特性を図２に実線による３次曲線１３で示す。この図から判るように、温度が１５℃〜４５℃の間での周波数偏差が、温度補償型水晶発振器としての許容偏差以内である。
【００４６】
一方、図２において温度が１５℃以下の領域および４５℃以上の領域では、係数を最適に選んだ２乗曲線１５を破線で、３次曲線１３に重ねて示している。
これらの曲線の重なりから明らかなように、水晶発振子の周波数温度特性を示す３次曲線１３の曲線部分は２乗曲線１５で近似することができる。
【００４７】
そこで、１５℃以下の低温側の領域では低温側２乗変換回路５によって、４５℃以上の高温側の領域では高温側２乗変換回路７によって、それぞれ図２に示す３次曲線１３の低温側曲線部分と高温側曲線部分に近似し、その周波数偏差を反転させた２乗曲線信号を発生させ、その信号で図１に示す低温側周波数調整回路９と高温側周波数調整回路１１とをそれぞれ制御する。
【００４８】
それによって、水晶発振回路１の発振周波数を１５℃あるいは４５℃からの温度差に応じた周波数偏差を相殺するように調整して、温度特性を直線化することができる。
この実施形態のようにフラット水晶を用いた水晶発振回路であれば、この直線化補正のみで温度補償を実現できる。
【００４９】
ここで、２乗曲線信号を発生する低温側２乗変換回路５および高温側２乗変換回路７の具体的な回路例を図３および図４に示す。これは、ＭＯＳトランジスタと２乗変換用抵抗とを直列に接続した回路によって２乗曲線信号を発生させる例である。
【００５０】
図３は、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７と２乗変換用抵抗１９とを直列接続した２乗変換回路であり、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７のソースを正電源＋Ｖに、ドレインを抵抗１９の一端にそれぞれ接続し、その他端をグランドに接続している。そして、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７のゲートを温度センサ３からの温度検出信号Ａの入力端子とし、ドレインを２乗曲線信号Ｂの出力端子とする。
【００５１】
図４は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１と２乗変換用抵抗１９とを直列接続した２乗変換回路である。抵抗１９の一端を正電源＋Ｖに、他端をｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のドレインにそれぞれ接続し、そのｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のソースをグランドに接続している。そして、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のゲートを温度センサ３からの温度検出信号Ａの入力端子とし、ドレインを２乗曲線信号Ｂの出力端子とする。
【００５２】
低温側２乗変換回路５と高温側２乗変換回路７の一方を図３に示す回路とし、他方を図４に示す回路にする。
これらは、いずれもＭＯＳトランジスタの２乗則領域での特性を利用するものである。すなわち、ＭＯＳトランジスタのゲートにそのスレショールド電圧以上の電圧を印加すると、ソース・ドレイン間に流れる電流は、ゲート電圧とスレショールド電圧との差の２乗に比例するから、この電流を２乗変換用抵抗に流して電圧に変換することにより、２乗曲線信号を発生させることができる。
【００５３】
そこで、温度に対して出力電圧が直線的に変化する特性の温度センサ３からの温度検出信号Ａを、図３のｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７および図４のｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１の各ゲートに入力させる。そして、１５℃から低温側に温度が下がるにつれてｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧がそのスレショールド電圧付近から高くなるようにし、あるいは４５℃から高温側に温度が上がるにつれてｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７のゲート電圧の絶対値がそのスレショールド電圧付近から高くなるように設定する。
【００５４】
このようにすれば、図４のｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１のドレインからは低温側の２乗曲線信号を、また図３のｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７のドレインからは高温側の２乗曲線信号をそれぞれ発生させることができる。
このようにして発生させた２乗曲線信号の一例を図５に示す。
【００５５】
この図５に示すように、図４の２乗変換回路によって発生する低温側の２乗曲線信号２３は、１５℃から低温側に温度が下がるにつれて、１５℃との温度差の２乗に比例して電圧が下がり、１５℃以上の温度では一定になる。
【００５６】
一方、図３の２乗変換回路によって発生する高温側の２乗曲線信号２５は、４５℃から高温側に温度が上がるにつれて、４５℃との温度差の２乗に比例して電圧が上がり、４５℃以下の温度では一定になる。
【００５７】
このように、ＭＯＳトランジスタの２乗則領域の電流電圧特性を利用すれば、何ら複雑な回路を用いることなしに、容易に２乗曲線信号を得ることができる。そして、このようにして発生させた２乗曲線信号は、ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を近似できる温度範囲がかなり広いので、温度補償範囲の拡大も容易に達成できる。
なお、図５に破線で示す曲線３０については、後で説明する。
【００５８】
また、図３および図４に示す２乗変換回路は、いずれも出力の温度特性がほぼ直線である温度センサを前提としているが、そのような温度センサとして種々のものがある。
【００５９】
たとえば、図３又は図４に示した２乗変換回路と同様なＭＯＳトランジスタと抵抗との直列回路を、そのような温度センサとして使用することができる。その場合には、ＭＯＳトランジスタのゲートに一定電圧（例えばスレショールド電圧＋０．３Ｖ程度）を印加して使用する。それによって、温度変化に応じてＭＯＳトランジスタのドレイン電流が直線的に変化するので、その電流を抵抗によって電圧に変換した信号は温度と直線関係にあり、それを温度検出信号として出力することができる。
【００６０】
また、フラット水晶の温度特性カーブはすべてのＡＴカット水晶振動子に共通であるから、個々の温度補償型水晶発振器ごとに温度特性を測定する必要はなく、周波数の種類ごとに共通の２乗曲線信号を発生させればよい。
【００６１】
ただし、図３に示すような抵抗とＭＯＳトランジスタとの直列接続で２乗曲線信号を発生させる場合は、それらの製造ばらつきを補正する必要がある。
しかし、抵抗とＭＯＳトランジスタとの直列接続という構成は、上述の温度センサと同一の回路構成であり、温度センサと同様に基準温度１点で製造ばらつきの補正が可能であるから、調整コストは殆どかからない。
【００６２】
なお、上述の例では、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１を使用した図４の回路を低温側２乗変換回路５とし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ１７を使用した図３の回路を高温側２乗変換回路７とした場合について説明したが、これを逆に使用しても、周波数調整回路９，１１による入力電圧と発振周波数との関係を逆にすればよい。
【００６３】
また、低温側と高音側の２乗変換回路に同じ回路を使用することもできる。その場合には、いずれか一方のＭＯＳトランジスタのゲートには温度センサ３からの温度検出信号Ａを反転して印加し、その出力（２乗曲線信号）も反転して周波数調整回路へ入力させるか、あるいは低温側と高音側の周波数調整回路の入力電圧と発振周波数との関係を逆にする。
【００６４】
図１における低温側周波数調整回路９および高温側周波数調整回路１１は、例えば図６に示すような可変容量回路で構成することができる。
この可変容量回路は、可変容量素子Ｃ１とＤＣカット用のコンデンサＣ２とを直列に接続し、この直列回路を図１における水晶発振回路１の発振周波数を調整する負荷としてグランドとの間に接続する。
【００６５】
そして、可変容量素子Ｃ１の容量値を制御するために、２乗変換回路５又は７からの２乗曲線信号Ｂを、入力抵抗Ｒを介して可変容量素子Ｃ１とコンデンサＣ２との接続点Ｐ１に印加する。
この図６に示す例は、可変容量回路としてはきわめて一般的なものではあるが、温度補償型水晶発振器に用いるためにはそれぞれの素子に多少の制約がある。
【００６６】
すなわち、可変容量素子Ｃ１は電圧制御型のものであればどのような素子でもよいが、半導体集積回路への内蔵の容易さの点から、ＭＯＳ型コンデンサが好適である。また、図６に示す例では接続先をグランドにしているが、接続先の直流的な電位は不問であるから、容量値の可変幅が大きくとれる任意の電位に接続してよい。
【００６７】
ＤＣカット用コンデンサＣ２は、電圧に依存しないコンデンサであることが望ましいが、可変容量素子Ｃ１に比べて容量値が大きければその条件は必須ではない。むしろ、可変容量素子Ｃ１の容量値の可変幅を減らさないようにするために、浮遊容量が非常に小さいという条件が重要である。
入力抵抗Ｒは１ＭΩ程度であればよいが、浮遊容量が大きい素子で構成すると可変容量素子Ｃ１の容量値の可変幅が減ってしまうので、拡散抵抗やＭＯＳ抵抗などは不向きである。半導体集積回路への内蔵を考慮すれば、多結晶シリコン抵抗が最適である。
【００６８】
以上の説明で明らかなように、この発明による温度補償型水晶発振器の第１の実施形態では、ＭＯＳトランジスタが発生する２乗曲線信号を用いて、室温付近での周波数が一定であるＡＴカット水晶振動子の広範囲の温度補償を容易に行うことができる。
【００６９】
〔第２の実施形態：図７〜図９〕
つぎに、この発明による温度補償型水晶発振器の第２の実施形態を説明する。図７はその温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック図である。
この図７において、図１と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。この図７に示す温度補償型水晶発振器において、図１に示した温度補償型水晶発振器と異なるのは、図１における低温側周波数調整回路９および高温側周波数調整回路１１に代えて、信号合成回路２７と周波数調整回路２９を設けた点だけである。
【００７０】
この実施形態では、低温側２乗変換回路５による２乗曲線信号と高温側２乗変換回路７による２乗曲線信号とを信号合成回路２７によって１つの直線化補正信号に合成し、この直線化補正信号によって周波数調整回路２９を制御することによって、水晶発振回路１の発振周波数を調整して温度特性を直線化するものである。この場合も、水晶発振回路１の水晶振動子としてフラット水晶を使用するので、この直線化補正のみで温度補償を実現できる。
【００７１】
周波数調整回路２９としては、図６に示した可変容量回路と同様な可変容量回路を使用し、その入力端子に信号合成回路２７から出力される直線化補正信号を入力させ、その可変容量素子Ｃ１の容量値を制御するようにすればよい。
信号合成回路２７の具体的な構成は種々考えられるが、低温側の２乗曲線信号と高温側の２乗曲線信号とは信号としては同格であるから、このような場合は抵抗を用いた内分回路（抵抗分割回路）が最適である。その信号合成回路の一例を図８に示す。
【００７２】
この図８に示す信号合成回路は、低温側２乗曲線信号Ｂあるいは高温側２乗曲線信号Ｂ’をそれぞれの入力とする２つの１対１バッファ３１，３２を設け、こバッファ３１，３２の間に低温側抵抗３３と高温側抵抗３４とを直列接続して設ける。
この低温側抵抗３３と高温側抵抗３４との接続点Ｐ２から内分(Ｂ＋Ｂ’)／２によって得られる電圧信号が直線化補正信号Ｃである。
【００７３】
１対１バッファ３１，３２は、増幅率が１の正転増幅回路を用いることが一般的であり、特別な回路ではないので具体的な回路構成の説明は省略する。
低温側抵抗３３と高温側抵抗３４とは、直線化補正信号Ｃが温度で狂ってしまわないようにするため、温度係数は等しくする必要があるが、抵抗値は必ずしも等しくする必要はない。
【００７４】
むしろ、マイナス３０℃からプラス８５℃というＣＤＭＡ仕様の温度範囲を温度補償する場合、ＡＴカット水晶振動子の温度特性上、低温側の方が高温側よりも温度補償のための周波数調整幅を広くとる必要があるので、低温側抵抗３３の抵抗値を高温側抵抗３４の抵抗値よりも大きく設定し、低温側での信号変化幅を大きくした方がよい。
このように、温度係数が等しい２つの抵抗３３，３４を介して合成した直線化補正信号Ｃの一例が、図５に破線で示した曲線３０である。
【００７５】
この曲線３０は、図２に示した３次曲線１３を良く近似しており、この曲線３０のような直線化補正信号で図７に示す周波数調整回路２９を制御すれば、広い温度範囲にわたってフラット水晶と呼ばれるＡＴカット水晶振動子の温度補償を行うことができる。
【００７６】
信号合成回路２７の他の例を図９によって説明する。この例は、低温側２乗変換回路５と高温側２乗変換回路７に同じ回路（この例では図４に示したｎチャネルＭＯＳトランジスタ２１と２乗変換用抵抗１９との直列回路）を使用する場合の例である。
【００７７】
低温側２乗変換回路５のＭＯＳトランジスタ２１のゲートには、温度センサ３の温度検出信号Ａをそのまま印加し、そのドレインから低温側の２乗曲線信号Ｂを出力させる。高温側２乗変換回路７のＭＯＳトランジスタ２１のゲートには、温度センサ３の温度検出信号Ａを反転した信号ＮＡを印加し、そのドレインから高温側の２乗曲線信号Ｂ’を出力させる。但しこの高温側の２乗曲線信号Ｂ’は、温度に対する電圧変化が図５に示した高温側の２乗曲線信号２５とは反転した信号になる。
【００７８】
そこで、図９に示す信号合成回路２７は、オペアンプ３５と入力抵抗３６と帰還抵抗３７とからなる反転増幅回路であり、低温側の２乗曲線信号Ｂはオペアンプ３５の非反転入力端子に入力させ、高温側の２乗曲線信号Ｂ’は入力抵抗３６を介してオペアンプ３５の反転入力端子に入力させる。
したがって、この反転増幅回路による信号合成回路２７は、高温側の２乗曲線信号Ｂ’を反転して低温側の２乗曲線信号Ｂと加算して増幅する。この回路によっても、図８に示した回路と同様に図５に破線の曲線３０で示したような直線化補正信号Ｃを得ることができる。
【００７９】
ところで、温度補償範囲を拡大するというこの発明の目的に照らすと、図７に示した第２の実施形態の方が図１に示した第１の実施形態よりも有利である。
なぜならば、図１に示したように、水晶発振回路１に低温側周波数調整回路９と高温側周波数調整回路１１とを並列に接続すると、その各周波数調整回路が互いに他方にとっての浮遊容量となる。
【００８０】
そのため、各周波数調整回路９，１１の周波数調整幅が減少してしまうのに対し、図７に示したように、水晶発振回路１に接続する周波数調整回路２９が１つだけの場合は、その周波数調整幅を減少させる浮遊容量が存在しないので、より温度補償範囲を拡大できるからである。
【００８１】
〔第３の実施形態：図１０および図１１〕
つぎに、この発明による温度補償型水晶発振器の第３の実施形態を説明する。図１０はその温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【００８２】
この図１０において、図７と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。この図１０に示す温度補償型水晶発振器において、図７に示した温度補償型水晶発振器と異なるのは、信号合成回路２７と周波数調整回路２９との間に一定勾配付加回路３９を設けた点である。
但し、この実施形態における水晶発振回路１の水晶発振子は、前述の各実施形態において使用したフラット水晶に限らず、室温付近において任意な温度勾配の温度特性を有するＡＴカット水晶振動子である。
【００８３】
このようなＡＴカット水晶振動子の温度補償を行うためには、直線化補正に加えて勾配補正も行う必要がある。
そのため、この第３の実施形態では、出力電圧の温度特性がほぼ直線である温度センサ３の出力を比例変換して勾配補正信号を発生するとともに、信号合成回路２７の出力である直線化補正信号Ｃに、その勾配補正信号を付加する一定勾配付加回路３９を設けている。
【００８４】
なお、直線化補正のための高温側と低温側の周波数調整回路５，７と並列に、勾配補正のための２つの周波数調整回路を水晶発振回路１に接続するように構成しても勾配補正は可能であるが、前述のように、水晶発振回路１に接続する周波数調整回路が多くなると、互いに相手にとっての浮遊容量となってしまうため不利である。
【００８５】
そのため、この第３の実施形態においては、一定勾配付加回路３９を設け、信号合成回路２７の出力である直線化補正信号Ｃに勾配補正の信号を付加して温度補償信号とし、１つの周波数調整回路２９だけで水晶発振回路１の温度補償を行う構成としている。
【００８６】
この一定勾配付加回路３９は２つの要素からなり、１つは温度センサ３の出力である温度検出信号Ａを比例変換して勾配補正信号を発生する部分であり、他の１つは直線化補正信号Ｃにその勾配補正信号を付加する部分である。
この後半の部分は、直線化補正信号と勾配補正信号との信号合成の一種であるが、直線化補正信号を勾配補正信号がアレンジするという性格の合成なので、このような信号合成には反転増幅器が最適である。
【００８７】
また、一定勾配付加回路３９の前半の勾配補正信号を発生する部分も、反転増幅器を用いるのが最適である。
なぜなら、温度センサ３の出力は単調増加あるいは単調減少のいずれかであるのに対し、温度補償の対象であるＡＴカット水晶振動子の温度特性は、フラット水晶の温度特性に正勾配が付加されたものも負勾配が付加されたものも両方存在するから、勾配補正信号を作成する回路は一方向の勾配の直線を両方向の勾配の直線に変換できる回路であるのが望ましいが、このようなことが可能な回路で最も簡単な構成のものが反転増幅器だからである。
【００８８】
ただし、ＡＴカット水晶振動子の温度特性に合わせて勾配補正信号を発生しなければならないから、比例変換係数の外部調整が可能な構成にする必要がある。このように、外部調整を可能としつつ２つの反転増幅器を用いて構成した一定勾配付加回路３９の一例を図１１に示す。
【００８９】
図１１に示す一定勾配付加回路は、比例変換用オペアンプ４１と比例変換用抵抗群４５とによって反転増幅器を構成し、その入力は温度センサ３からの温度検出信号Ａとし、反転ポイントは、基準電源４２による温度に依存しない信号とする。
【００９０】
この反転増幅器の出力をそのまま用いるのではなく、比例変換用抵抗群４５を構成する直列に接続された複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ５の各接続点に一方の端子が接続され、他方の端子が共通端子４６に接続された複数のスイッチＳ１〜Ｓ５からなるスイッチ群４７を用い、スイッチ制御信号Ｆにより閉状態となるスイッチを１つ選択することによって、共通端子４６から出力する勾配補正信号Ｄを調整する。比例変換用抵抗群４５を構成する複数の抵抗Ｒ１〜Ｒ５の各接続点は、温度センサ３の出力である温度検出信号Ａを入力する端子と上記反転増幅器（比例変換用オペアンプ４１）の出力端子との間の複数の異なる電位点を形成している。
そして、上記反転増幅器（比例変換用オペアンプ４１）の入力端子が上記複数の異なる電位点の一つに接続され、上記スイッチ群の共通端子４６を比例信号の出力端子としている。
【００９１】
この反転増幅器とスイッチ群４７とを合わせた部分が比例変換回路４４であって、図１０に示した一定勾配付加回路３９の前半の部分である。
一定勾配付加回路３９の後半の部分は、図１１に示す勾配付加用オペアンプ４３と入力抵抗４８および帰還抵抗４９とからなる反転増幅器であり、勾配補正信号Ｄを反転ポイントとして、直線化補正信号Ｃを入力して反転する。
【００９２】
この反転増幅器で直線化補正信号Ｃが反転される際に、その反転ポイントが勾配補正信号Ｄによって移動していくから、直線化補正信号Ｃの反転信号には勾配が付加される。これが温度補償信号Ｅとなる。
スイッチ制御信号Ｆは不揮発性メモリを用いて発生させるが、そのデータ書き込みのために温度補償型水晶発振器の温度特性を測定する必要はなく、ＡＴカット水晶振動子の製造段階での温度特性情報を利用すれば済む。
【００９３】
したがって、勾配補正のためのデータ書き込みは基準温度（通常は２５℃）の１点で行うことができ、調整コストは殆どかからない。
また、たとえＡＴカット水晶振動子の製造段階での温度特性情報を利用できないとしても、すでに直線化補正が行われているのであるから、任意の２点の温度での周波数を測定すれば、勾配補正のためのデータ書き込みを行なうことができる。
【００９４】
任意の２点のうちの１点は、通常はｆゼロ調整を行う基準温度とするから、勾配補正のために温度特性測定をするにしても、事実上１点の温度での周波数を測定すれば済む。
この第３の実施形態の説明から明らかなように、一定勾配付加回路３９を用いて直線化補正信号に勾配を付加することによって、任意の温度勾配を有するＡＴカット水晶振動子の温度補償を実現できる。
【００９５】
〔第４の実施形態：図１２および図１３〕
つぎに、この発明による温度補償型水晶発振器の第４の実施形態を説明する。図１２はその温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック図である。
【００９６】
この図１２において、図１０と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。この図１２に示す温度補償型水晶発振器において、図１０に示した温度補償型水晶発振器と異なるのは、一定勾配付加回路３９に代えて折れ線勾配付加回路５１を設けた点である。
【００９７】
折れ線勾配付加回路５１は、温度センサ３による温度検出信号Ａの低温側と高温側とで別々の勾配補正を行うための折れ線勾配信号を発生するとともに、信号合成回路２７からの直線化補正信号Ｃに、その折れ線勾配信号を付加する回路である。周波数調整回路２９は、この折れ線勾配付加回路５１が制御する。
【００９８】
水晶発振回路１における水晶振動子が、任意の温度勾配を有する通常のＡＴカット水晶振動子であれば、前述の第３の実施形態のように、直線化補正信号に対し全温度範囲にわたって一定の勾配を付加することによって温度補償を実現できる。しかし、ＡＴカット水晶振動子の中には温度特性に歪みがあるなどの理由により、低温側と高温側とで別々の係数で勾配補正をしなければならないものが存在する。
【００９９】
あるいは、たとえ温度特性に歪みがなくても、ＡＴカット水晶振動子の製造段階での温度特性の情報が、通常は７０℃という高温側の温度でのものであるために、この情報に基づいて勾配補正を行うと、低温側だけ発振周波数が規格から外れてしまう割合が多くなってしまう。
【０１００】
このような場合に、全温度範囲にわたって勾配補正係数を変更するよりは、規格内にある高温側については勾配補正係数を変更せず、低温側だけ変更する方が歩留まりがよくなるし、周波数精度も高くなる。
そこで、図１２に示す第４の実施形態においては、折れ線勾配付加回路５１によって低温側と高温側とで別々の勾配を付加できるようにしている。
【０１０１】
この折れ線勾配付加回路５１は２つの要素からなり、１つは温度センサ３の出力である温度検出信号Ａから折れ線勾配信号を発生する部分であり、他の１つは信号合成回路２７の出力である直線化補正信号Ｃに、その折れ線勾配信号を付加する部分である。
【０１０２】
この後半の部分は、前述の一定勾配付加回路３９の後半部分と同様に、反転増幅器で構成すればよい。
また、折れ線勾配信号を発生する折れ線勾配付加回路５１の前半の部分は、内分回路と反転増幅器とを併用すれば容易に構成でき、その一例を図１３に示す。
【０１０３】
図１３は、３つの反転増幅器と１つの内分回路で構成する折れ線勾配信号発生回路の例である。
この回路は、オペアンプ５０と抵抗群６２からなる反転増幅器と、低温側勾配制御信号Ｇによりそれぞれ制御されるスイッチ群５２および反転ポイント用可変電源５４によって、低温側勾配発生回路５３を構成している。
【０１０４】
抵抗群６２は入力端子５６とオペアンプ５０の出力端子との間に直列接続された複数の抵抗からなり、その各抵抗の接続点にスイッチ群５２を構成する各スイッチの一端を接続し、その各スイッチの他端は共通にオペアンプ５０の出力端子に接続されている。
そして、この低温側勾配発生回路５３は、入力端子５６から温度センサによる温度検出信号Ａを入力して、基準温度以上では一定値で、かつ基準温度以下で一定の勾配を有する低温側勾配信号Ｋを発生する。
【０１０５】
さらに、固定反転ポイント用電源５８と、オペアンプ５９と入力抵抗６０および帰還抵抗６１からなる反転増幅器によって高温側勾配発生回路５５を構成している。この高温側勾配発生回路５５は、低温側勾配発生回路５３と共通の入力端子５６から温度センサ３による温度検出信号Ａを入力して、電源５８による反転ポイントに相当する基準温度以下では一定値で、かつ基準温度以上で一定の勾配を有する高温側勾配信号Ｋ’を発生する。
【０１０６】
この低温側勾配信号Ｋと高温側勾配信号Ｋ’とを内分回路５７に入力し、内分回路５７がその内分出力（Ｋ＋Ｋ’）／２により基準温度で折れ曲がる折れ線信号Ｌを発生する。
【０１０７】
この折れ線信号Ｌは、オペアンプ６３とその入力抵抗と帰還抵抗をなす直列接続された複数の抵抗からなる抵抗群６４と、固定反転ポイント用電源６５と、抵抗群６４の各抵抗の接続点と出力端子との間に接続された複数のスイッチからなるスイッチ群６６とから構成される反転増幅器に入力する。そして、スイッチ制御信号Ｆによってスイッチ群６６の複数のスイッチいずれかが選択されてオンにされ、この反転増幅器によって最終的に折れ線勾配信号Ｄを発生する。
【０１０８】
図１３には示していないが、図１１に示した一定勾配付加回路と同様に、この折れ線勾配信号Ｄを反転ポイントとし、直線化補正信号Ｃを入力とする反転増幅器（図１１におけるオペアンプ４３と入力抵抗４８および帰還抵抗４９による反転増幅器に相当する）を用いることにより、直線化補正信号Ｃに折れ線勾配を付加した温度補償信号Ｅを発生することができる。
【０１０９】
以上のような折れ線勾配付加回路５１を用いることにより、より周波数精度の高い温度補償型水晶発振器を実現することができる。
そして、周波数精度が高いだけ、温度補償範囲の拡大が更に容易になる。
【０１１０】
〔温度補償型水晶発振器の調整方法〕
以上この発明による温度補償型水晶発振器の第１から第４の実施の形態について説明したが、つぎにこの温度補償型水晶発振器の調整方法について説明する。まず、第４の実施形態による温度補償型水晶発振器の調整方法は、つぎの通りである。
【０１１１】
すなわち、製造段階でのＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性情報をもとに、基準温度において低温側と高温側との勾配の大きさを調整する工程と、いくつかの異なる温度において発振周波数を測定する出荷検査工程と、この出荷検査で不合格となったものに対し、折れ線勾配付加回路の低温側の勾配の大きさを調整する工程とを実行する調整方法である。
【０１１２】
製造段階でのＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性情報は、通常温度７０℃でのものであるから、この情報をもとに基準温度において折れ線勾配付加回路５１の低温側と高温側の勾配の大きさを調整し、出荷検査を行ってみると、高温側の周波数精度は規格内に収まるが、低温側は規格から外れる割合が高くなってしまう。
この規格外品は再調整を行う必要があるが、その際全温度範囲にわたって勾配を変更すると、今度は高温側の周波数精度が悪化し、規格から外れる割合が高くなってしまう。
【０１１３】
そこで、高温側の勾配補正は変更せず、低温側だけを変更すれば、全温度範囲にわたって周波数が規格内に収まる割合が非常に高くなる。
この低温側の勾配補正の変更は、出荷検査の情報をもとに、基準温度で不揮発性メモリのデータを書き換えることによってで行うから、調整コストは殆どかからない。
なお、このような調整方法を可能にするためには、少なくとも低温側の勾配を調整する不揮発性メモリは、書き換え可能でなければならない。
【０１１４】
つぎに、前述の第３の実施形態による温度補償型水晶発振器の調整方法は、つぎの通りである。
すなわち、製造段階でのＡＴカット水晶振動子の周波数温度特性情報をもとに、基準温度において一定勾配付加回路３９の勾配の大きさを調整する工程と、いくつかの異なる温度において発振周波数を測定する出荷検査工程と、この出荷検査で不合格となったものに対し、低温側２乗変換回路の変換係数を調整する工程とを実行する調整方法である。
【０１１５】
前述のように、出荷検査で規格外となるのは殆ど低温側だけであるが、第３の実施の形態では、全温度範囲にわたって一定の勾配補正を行うから、出荷検査での規格外品に対し、低温側だけ勾配補正を変更することはできない。
しかし、周波数が規格から外れる場合であっても、基準温度付近での周波数は規格内であって、温度１５℃から低温になるにつれて規格からのずれが大きくなることが多い。
【０１１６】
このような場合は、勾配補正は変更せず、低温側２乗変換回路の変換係数を再調整することで、周波数を規格内に入れることができる。
そして、この低温側２乗変換回路の変換係数を再調整する場合も、出荷検査の情報をもとに基準温度で不揮発性メモリのデータを書き換えることによって行うから、調整コストは殆どかからない。
なお、このような調整方法を可能にするためには、少なくとも低温側２乗変換回路の変換係数を調整する不揮発性メモリは書き換え可能でなければならない。
【０１１７】
このように、この発明による温度補償型水晶発振器では、基準温度１点で温度補償データを書き込み、その後の出荷検査での規格外品に対しては、出荷検査の情報をもとに低温側だけ直線化補正あるいは勾配補正を再調整するという調整方法を実行することにより、出荷検査以外の調整コストはほとんど不要となる。
【０１１８】
以上のように、各実施の形態に基づいてこの発明を具体的に説明したが、この発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であることは言うまでもない。
【０１１９】
例えば、温度センサ３と低温側２乗変換回路５および高温側２乗変換回路７を、同一製造工程で製造する同一特性で同一導電形のＭＯＳトランジスタと、同一製造工程で製造する同一特性の抵抗との直列接続回路によって、それぞれ構成してもよい。
【０１２０】
このような構成にすれば、これらのＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路同士およびこれらの抵抗の製造ばらつきを補正する回路同士を、それぞれ不揮発性メモリで一括して制御することができ、温度補償型水晶発振器の調整がさらに容易になる。
【０１２１】
また、このような半導体集積回路上の素子の製造ばらつきの補正については、不揮発性メモリをワンタイムプログラマブルメモリ（ＯＴＰＲＯＭ）とし、ウェーハのテスティング段階でデータ書き込みを終了させておくとよい。
そうすれば、温度補償型水晶発振器の実装形態として、抵抗やＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを測定するための端子が不要になるからである。
【０１２２】
この場合、不揮発性メモリとしてワンタイムプログラマブルメモリとする理由は、実装工程の最中にメモリのデータが消えてしまうことを防ぐためである。
ここで、たとえ書き換え可能な不揮発性メモリであっても、実装工程中にデータが消えることがないならば、ワンタイムプログラマブルメモリを用いる必要はない。
【０１２３】
ところで、基本的には１チップアナログ温度補償型水晶発振器に属するこの発明の温度補償型水晶発振器が、従来の１チップアナログ温度補償型水晶発振器と違って調整コストがかからない理由は、温度補償信号を直線化補正信号と勾配補正信号とに分けて発生させてから合成しているために、ＡＴカット水晶振動子の温度特性情報を利用するだけで基準温度でデータ書き込みが可能であるためである。
【０１２４】
したがって、３次関数発生回路を備える従来の１チップアナログ温度補償型水晶発振器の場合も、このような考え方を適用して改良することにより、調整コストの引き下げが可能である。
【０１２５】
すなわち、３次関数発生回路を、周波数ごとにすべてのＡＴカット水晶振動子に共通の３次曲線を発生する直線化補正信号発生回路と、使用温度範囲全体にわたってこの３次曲線に一定の勾配を付加する勾配補正付加回路とで構成すれば、ＡＴカット水晶振動子の温度特性情報を利用するだけで基準温度でデータ書き込みが可能になり、調整コストが殆どかからなくなる。
【０１２６】
ただしこの方法によって改良できるのは調整コストのみであり、３次関数発生回路が複雑であるため、半導体集積回路の規模は大きいままであるから、上述の２乗曲線信号によって３次曲線を近似する方法の方が優れている。
【０１２７】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明の温度補償型水晶発振器においては、室温付近における発振周波数がほぼ一定なＡＴカット水晶振動子を使用した水晶発振回路の、３次関数曲線を示す温度特性を補償するための信号を、温度センサの出力を低温側と高温側とに分けて上記３次関数曲線に近似する２乗曲線信号に変換して作成するようにしたので、簡単な回路構成で、広範囲の温度補償を行なうことが可能である。
【０１２８】
また、室温付近で任意の勾配を有するＡＴカット水晶振動子を使用する場合には、その温度補償信号を直線化補正信号と勾配補正信号とに分けて発生させてから合成することにより、直線化補正信号を簡単な構成の回路で発生でき、調整コストも殆どかからない。それによって、低コストでありながら温度補償範囲の拡大が可能な温度補償型水晶発振器を提供することができる。
したがって、特にＣＤＭＡ仕様が要求される携帯電話機搭載用の温度補償型水晶発振器にこの発明を適用すれば、その効果は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明による温度補償型水晶発振器の第１の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図２】この発明の第１，第２の実施形態で使用するＡＴカット水晶振動子の温度特性の一例およびその近似曲線の一例を示す温度−周波数偏差特性の線図ある。
【図３】この発明の各実施形態で使用するｐチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した２乗変換回路の回路図である。
【図４】この発明の各実施形態で使用するｎチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した２乗変換回路の回路図である。
【図５】この発明の第１，第２の実施形態における２乗曲線信号の一例およびその合成信号の一例である温度−電圧特性を示す線図である。
【図６】この発明の各実施形態における周波数調整回路として使用する可変容量回路の一例を示す回路図である。
【図７】この発明による温度補償型水晶発振器の第２の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図８】図７の温度補償型水晶発振器における信号合成回路２７の一例を示すブロック回路図である。
【図９】図７の温度補償型水晶発振器における信号合成回路２７の他の例を低温側および高温側の２乗変換回路と共に示す回路図である。
【図１０】この発明による温度補償型水晶発振器の第３の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１１】 図１０の温度補償型水晶発振器における一定勾配付加回路３９の一例を示す回路図である。
【図１２】この発明による温度補償型水晶発振器の第４の実施形態の構成を示すブロック図である。
【図１３】図１２の温度補償型水晶発振器における折れ線勾配付加回路５１の主要部をなす折れ線勾配信号発生回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：水晶発振回路 ３：温度センサ
５：低温側２乗変換回路 ７：高温側２乗変換回路
９：低温側周波数調整回路
１１：高温側周波数調整回路
１７：ｐチャネルＭＯＳトランジスタ
１９：２乗変換用抵抗
２１：ｎチャネルＭＯＳトランジスタ
２７：信号合成回路 ３１，３２：１対１バッファ
３３：低温側抵抗 ３４：高温側抵抗
３９：一定勾配付加回路 ４４：比例変換回路
５１：折れ線勾配付加回路
５３：低温側勾配発生回路
５５：高温側勾配発生回路 ５７：内分回路
Ａ：温度検出信号 Ｂ：低温側の２乗曲線信号
Ｂ’：高温側の２乗曲線信号 Ｃ：直線化補正信号
Ｄ：折れ線勾配信号 Ｅ：温度補償信号
Ｆ：スイッチ制御信号 Ｇ：低温側勾配制御信号
Ｋ：低温側勾配信号 Ｋ’：高温側勾配信号
Ｌ：折れ線信号
Claims (14)
- 室温付近における発振周波数がほぼ一定であるＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振回路と、
出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、
この温度センサの出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路と、
この低温側２乗変換回路の制御下にあって前記水晶発振回路の発振周波数を調整する低温側周波数調整回路と、
前記温度センサの出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路と、
この高温側２乗変換回路の制御下にあって前記水晶発振回路の発振周波数を調整する高温側周波数調整回路と
を備えたことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路は、それぞれＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路からなり、そのＭＯＳトランジスタのゲートを入力端子とし、ドレインを出力端子とすることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記低温側２乗変換回路および高温側２乗変換回路は、
その一方がｐチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路からなり、他方がｎチャネルＭＯＳトランジスタと抵抗とを直列接続した回路からなり、それぞれ各ＭＯＳトランジスタのゲートを入力端子とし、ドレインを出力端子とすることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 室温付近における発振周波数がほぼ一定であるＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振回路と、
出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、
この温度センサの出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路と、
前記温度センサの出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路と、
前記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と前記高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを合成する信号合成回路と、
この信号合成回路の制御下にあって前記水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路と
を備えたことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項４記載の温度補償型水晶発振器において、
前記信号合成回路が、
前記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と前記高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを温度係数が等しい２つの抵抗を介して合成する回路であることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項４に記載の温度補償型水晶発振器において、
前記信号合成回路が、
前記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と前記高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを温度係数が等しい低温側抵抗と高温側抵抗とを介して合成する回路であり、
前記低温側抵抗の抵抗値が前記高温側抵抗の抵抗値よりも大きいことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項４記載の温度補償型水晶発振器において、
前記低温側２乗変換回路と高温側２乗変換回路が同じ回路構成であり、
前記信号合成回路が、
前記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と前記高温側２乗変換回路による２乗曲線信号を、一方を反転し他方と加算して増幅する反転増幅回路であることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - ＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振回路と、
出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、
この温度センサの出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路と、
前記温度センサの出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路と、
前記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と前記高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを合成する信号合成回路と、
この信号合成回路の出力に使用温度範囲全体にわたって一定の調整可能な勾配を付加する一定勾配付加回路と、
この一定勾配付加回路の制御下にあって前記水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路と
を備えたことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項８記載の温度補償型水晶発振器において、
前記一定勾配付加回路が、外部調整可能な比例係数で温度センサの出力の比例信号を発生する比例変換回路と、この比例変換回路による比例信号を反転ポイントとして前記信号合成回路の出力を入力して反転する反転増幅器とからなることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項９記載の温度補償型水晶発振器において、
前記比例変換回路が、
温度依存性のない信号を反転ポイントとして前記温度センサの出力を反転する反転増幅器と、
前記温度センサの出力を入力する端子と前記反転増幅器の出力端子との間の複数の異なる電位点にそれぞれ一方の端子が接続され、他方の端子がいずれも共通端子に接続された複数のスイッチからなるスイッチ群と、
このスイッチ群の各スイッチのオン・オフを制御するデータを格納した不揮発性メモリとからなり、
前記反転増幅器の入力端子が前記複数の異なる電位点の一つに接続され、前記スイッチ群の前記共通端子を比例信号の出力端子とすることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - ＡＴカット水晶振動子を用いた水晶発振回路と、
出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、
この温度センサの出力を低温側で２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路と、
前記温度センサの出力を高温側で２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路と、
前記低温側２乗変換回路による２乗曲線信号と前記高温側２乗変換回路による２乗曲線信号とを合成する信号合成回路と、
この信号合成回路の出力に低温側と高温側とで別々に調整可能な勾配を付加する折れ線勾配付加回路と、
この折れ線勾配付加回路の制御下にあって前記水晶発振回路の発振周波数を調整する周波数調整回路と
を備えたことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記折れ線勾配付加回路が、
基準温度以下の温度で前記温度センサの出力に比例し、該基準温度以上の温度で一定の信号を出力する低温側変換回路と、
前記基準温度以上の温度で前記温度センサの出力に比例し、該基準温度以下の温度で一定の信号を出力する高温側変換回路と、
前記低温側変換回路の出力と前記高温側変換回路の出力とを合成して折れ線信号を発生する回路と、
その折れ線信号を反転ポイントとして前記信号合成回路の出力を入力して反転する反転増幅器とからなる
ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１，４，８，１１のいずれか一項に記載の温度補償型水晶発振器において、
前記温度センサと前記低温側２乗変換回路および前記高温側２乗変換回路は、
それぞれ、同一特性のＭＯＳトランジスタと同一特性の抵抗とを直列接続した回路からなり、
そのＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路と抵抗の製造ばらつきを補正する回路とをそれぞれ備え、
そのＭＯＳトランジスタの製造ばらつきを補正する回路同士および抵抗の製造ばらつきを補正する回路同士を、それぞれ一括して制御するデータを格納した不揮発性メモリを備えたことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１，４，８，１１のいずれか一項に記載の温度補償型水晶発振器において、
それぞれワンタイムプログラマブルメモリによって、前記温度センサと前記低温側２乗変換回路および前記高温側２乗変換回路の製造ばらつきを補正する回路を備えたことを特徴とする温度補償型水晶発振器。
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