JP2001060828A

JP2001060828A - 温度補償発振器

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Publication number: JP2001060828A
Application number: JP2000182036A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Oshima; 剛大島; Tsunenori Shibata; 恒則柴田
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 1999-06-17
Filing date: 2000-06-16
Publication date: 2001-03-06
Anticipated expiration: 2020-06-16
Also published as: JP3876594B2

Abstract

(57)【要約】【課題】簡単な回路構成によって周波数の温度補償が
可能で、ＩＣ化に適した温度補償発振器に関する。【解決手段】圧電素子と、増幅器と、周波数温度補償
回路とを備えた発振器であって、前記周波数温度補償回
路は、低温部補償用ＭＯＳ容量素子と、高温部補償用Ｍ
ＯＳ容量素子とを含み、前記低温部補償用ＭＯＳ容量素
子には常温近傍及びそれ以上の温度において電圧変化に
対する容量変化が僅少であるが低温になるに従ってその
容量値が減少するように変化し、また前記高温部補償用
ＭＯＳ容量素子には常温近傍及びそれ以下の温度におい
ては電圧変化に対する容量変化が僅少であるが高温にな
るに従ってその容量値が増加するように、夫々制御電圧
が印加されたことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は水晶等の圧電素子を
使用した発振器に関し、特に簡単な回路構成によって周
波数の温度補償が可能で、ＩＣ化に適した温度補償発振
器に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、圧電素子、例えば水晶振動子を使
用した発振器では周波数安定度は勿論のこと、小型化、
低価格化等の要求が厳しく、更には、通信方式のデジタ
ル化が進むにつれて、従来問題とならなかった雑音比特
性（Ｃ／Ｎ特性）の向上が望まれている。発振器の出力
周波数は種々の要因で変化するが、比較的周波数の安定
度が高い水晶発振器においても、周囲温度、電源電圧及
び出力負荷等の条件変化による周波数変動があり、これ
等に対応する手段は種々のものが講じられている。例え
ば温度変化に関しては水晶発振器に温度補償回路を付加
し、この温度補償水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと称す）
の発振ループの負荷容量を変化させて、水晶振動子固有
の温度−周波数特性変動を相殺するように前記負荷容量
を温度変化に対して制御するものがあり、大きく分けて
３つの補償方法がある。第１は直接型補償と称される方
法であって、図１２に示すように補償回路を水晶振動子
と直列に接続することにより構成したものである。一般
的に、補償回路は温度センサ（サーミスタ等）とコンデ
ンサとを並列に接続したものを基本構成とする高温部補
償回路と低温部補償回路を直列に接続したものであり構
成が単純で、小型化が容易であることから、携帯電話等
の分野で広く用いられている。第２は間接型補償と称さ
れる方法であって、図１３に示すように可変容量ダイオ
ードを水晶振動子と直列に接続すると共に、補償回路を
高周波阻止抵抗Ｒを介して可変容量ダイオードＤの両端
に接続したものである。この方法はサーミスタと抵抗と
で構成される補償回路において発生する直流電圧を前記
高周波阻止抵抗Ｒを介して上記可変容量ダイオードＤに
加え、その回路の周波数変化量が水晶振動子の温度特性
と逆特性になるようにすることにより、水晶発振器の温
度特性を補償するものである。第３はディジタル型補償
と称されている方法であって、図示を省略するが、第二
の補償方法で示した補償回路を温度センサ、半導体メモ
リ、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ａコンバータ等を用いてデ
ィジタル的に処理する補償方式である。これらＴＣＸＯ
により、携帯電話等の通信端末機用の基準周波数源に要
求されている周波数安定度（例えば温度範囲-25〜75℃
で±2〜2.5ppm）が実現されている。また一方、ＡＦＣ
（自動周波数制御）や変調機能を持たせるために、可変
容量素子を発振ループ中に備えたものも多用されてお
り、上述した間接型ＴＣＸＯやデジタル型ＴＣＸＯにお
いては、この可変容量素子を温度補償に流用するものも
知られている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の温度補償発振器はいづれも少なからず欠点を有
していた。即ち、サーミスタと容量素子との並列回路に
より温度補償を行う直接型ＴＣＸＯでは、回路が簡単で
あるという特徴はあるが、サーミスタの抵抗値が発振ル
ープに挿入されることになるので、発振器においては本
来水晶振動子が有する高いＱがそのまま維持されず、雑
音抑圧の能力が低下することになる。また、温度によっ
てサーミスタの抵抗値が変化することから、発振出力レ
ベルが大幅に変動する。従来このレベル変動を防止する
ために、発振用増幅器のトランジスタのコレクタに若干
値の抵抗素子を挿入するように変形したコレクタ接地回
路とすることによって、発振振幅値を飽和させ、もって
出力レベルの変動を抑圧していた。しかし、このような
回路方式では、コレクタ抵抗の存在によって実際にトラ
ンジスタに供給される電源電圧が減少することから低電
圧化に限界があり、また、これは消費電流の増加にも繋
がるものであった。また、上記間接型では、回路構成が
複雑であることから低価格化に限界があり、直接型の出
現と共に、一部の分野にしか使用されなくなった。しか
も、高感度の可変容量を必要とすることから、必然的に
雑音混入が避けられず、現在の低雑音化の要求を到底満
足し得るものではない。即ち、ＡＴカット水晶振動子等
の３次曲線の周波数変化を相殺するために、同様の曲線
関数電圧信号を発生して、発振ループ中に挿入した高感
度の可変容量ダイオード等に印加するように構成する
が、この制御電圧信号に種々雑音が重畳すると、そのま
ま発振信号に混入し、Ｃ／Ｎの著しい低下に繋がる虞が
あった。近年、研究され実用化が進められているＣＤＭ
Ａ方式等のデジタル通信方式では、これらの雑音の存在
は、データを正確に伝達する上で大きな障害となる。こ
のようなＣ／Ｎ特性の劣化は、近年試みられているＴＣ
ＸＯのデジタル回路化において著しい。例えば、全てを
ＩＣ化するために可変容量素子に印加すべき制御電圧信
号をデジタルデータとしてＲＯＭ等に記憶しておき、温
度変化に対応してＲＯＭデータを読み出すと共に、これ
に基づいて制御信号を生成する方式では、デジタル信号
特有の雑音が混入する他、制御信号電圧の急激な変化に
よる位相雑音発生等々、解決すべき問題が山積してい
る。

【０００４】なお、ＴＣＸＯの一部をデジタル化した回
路が実用化されているが、Ｃ／Ｎ特性に問題が残ってい
ることには違いが無い。即ち、基本的には上述した間接
型ＴＣＸＯであり、可変容量素子に印加すべき制御電圧
をアナログ的に導出するもので、３次関数的に変化する
水晶振動子の周波数特性に対応するように３次関数の温
度／電圧信号を生成するものである。このために複雑な
ロジック回路をＩＣ化技術を駆使して実現している。し
かしながら、基本的に高感度の可変容量ダイオードもし
くはＭＯＳ容量素子を可変容量素子として使用すること
から、制御電圧信号に混入する雑音信号の排除が困難で
あり、上述したような諸問題点を包含していた。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、請求項１記載の発明では、圧電素子と増幅器と周波
数温度補償回路を備えた発振器であって、前記温度補償
回路は、低温部補償用ＭＯＳ容量素子と、高温部補償用
ＭＯＳ容量素子とを含み、前記低温部補償用ＭＯＳ容量
素子には常温近傍及びそれ以上の温度において電圧変化
に対する容量変化が僅少であるが低温になるに従ってそ
の容量値が減少するように変化し、また前記高温部補償
用ＭＯＳ容量素子には常温近傍及びそれ以下の温度にお
いては電圧変化に対する容量変化が僅少であるが高温に
なるに従ってその容量値が増加するように、夫々制御電
圧が印加されたことを特徴とする。請求項２記載の発明
では、前記請求項１において、増幅器と、圧電振動子
と、該振動子に直列に共に同一極性向きに接続された第
一と第二の二つのＭＯＳ容量素子と更にこれらに直列に
接続した容量素子とを備え、前記第一のＭＯＳ容量素子
と圧電振動子との接続点に第一の制御電圧信号を供給
し、前記第二のＭＯＳ容量素子と容量素子との接続点に
第二の制御電圧信号を供給し、前記二つのＭＯＳ容量素
子の接続点に基準電圧信号を供給することによって、前
記二つのＭＯＳ容量素子の夫々を常温を基準として低温
領域及び高温領域夫々において独立に温度補償するよう
にしたことを特徴とする。請求項３記載の発明では、請
求項１または２記載の発明において、前記ＭＯＳ容量素
子のうち低温補償用ＭＯＳ容量素子には直列に固定容量
素子を、また高温用ＭＯＳ容量素子には並列に固定容量
素子を接続したことを特徴とする。請求項４記載の発明
では、請求項１、２、３記載の発明において、前記低温
補償回路と高温補償回路が互いに並列に接続されたこと
を特徴とする。請求項５記載の発明では、請求項１乃至
請求項４記載の発明において、前記低温部補償用ＭＯＳ
容量素子には常温近傍以下の温度範囲では温度の低下と
共に電圧が増加し且つ、常温部近傍以上の温度範囲では
所要の定電圧であるような前記制御電圧を印加し、前記
高温部補償用ＭＯＳ容量素子には常温近傍以下の温度範
囲では所要の定電圧であり且つ、常温部近傍以上の温度
範囲では温度の上昇と共に電圧が増加するような前記制
御電圧を印加することを特徴とする。

【０００６】

【発明の実施の形態】以下、図示した実施例に基づいて
本発明を詳細に説明する。図１は本発明の一実施例を示
す回路図である。この例に示すＴＣＸＯは、典型的なコ
ルピッツ型水晶発振器に本発明を適用したものである。
即ち、発振増幅用トランジスタＴＲ₁のコレクタは電源
に接続され、バイパスコンデンサＣｃを介して高周波的
に接地され、ベースには抵抗Ｒ₁、Ｒ₂によって適宜バイ
アスされており、ベースとエミッタ間に第一のコンデン
サＣ₁が接続されると共に、エミッタと接地間には抵抗
Ｒｅと第二のコンデンサＣ₂とが並列接続され、発振出
力は前記エミッタから直流阻止用コンデンサＣｏを介し
て取り出すように構成されている。更に、前記トランジ
スタＴＲ₁のベースには水晶振動子Ｘと低温補償用の第
一のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ１と高温補償用の第二のＭＯ
Ｓ容量素子ＭＯＳ２が共に同一極性方向に直列に挿入さ
れ、更に直流阻止用容量Ｃ₃を介して接地されている。
そして、前記二つのＭＯＳ容量素子には抵抗Ｒ₃とＲ₄を
介して温度補償制御電圧Ｖ_cont ₁とＶ_cont ₂とが温度セン
サＴ_SENと制御回路contから供給され、更に二つのＭＯ
Ｓ容量素子の接続点には抵抗Ｒ₅を介して基準電位Ｖ_ref
₂が印加されるように構成されている。発振回路部分の
動作については既に周知であるから説明を省略し、本発
明の特徴である温度補償回路について詳細に説明する。
先ず、温度補償に使用するＭＯＳ容量素子の構造や機能
動作については詳細な説明を省略するが、ＭＯＳ容量素
子のゲート電圧と容量値の関係の一例を図２に示す。こ
の例に示すＭＯＳ容量素子では、そのゲートとアノード
間に制御電圧を印加すると、ゲート電圧がアノード電圧
より高い領域（＋）では殆ど容量変化はなく、しかも２
０ｐＦ程度と小さな容量値であるが、僅かながら０v近
傍において曲線的変化を呈する。一方、ゲート電圧が小
さい（−）範囲においては負性電圧が大きくなるに従っ
て、大きく容量値が変化し、最大では１００ｐＦ以上と
なる。なお、この特性は一例であって、バイアスのかけ
かたを工夫することによって、更に大幅に容量値を変化
させることができるから、本発明においてはこの例に限
定されないことは云うまでもない。また、電極構造や制
御電圧印加方法によっては、変化傾斜が逆方向のもの
や、変化曲線が横軸方向に平行移動したもの等々種々の
ものが知られている。

【０００７】いま、図２に示すような容量変化を呈する
ＭＯＳ容量素子を使用して、図３に示すように、常温
（基準温度：例えば25℃）近傍では周波数の偏移が小さ
く、常温以上の高温では周波数が曲線的に上昇し、常温
以下の低温では逆に周波数が曲線的に低下するような温
度周波数特性をもったＡＴカット水晶発振器の温度補償
を行うことを考える。このような周波数特性の発振器を
温度補償するには、周知の如く、温度に伴う発振器の周
波数変化を相殺するように発振回路の負荷容量を変化さ
せればよい。本発明では、図２に示すように負荷容量の
一部として組み込んだＭＯＳ容量素子の容量変化、特
に、−２Ｖから０Ｖの方向にゲート電圧を変化させたと
き、−２Ｖ近傍において容量値が大きな値であって容量
値変化が僅少であるが、ゲート電圧が大きくなるに従っ
て容量値が急激に減少する曲線部分と、２Ｖから−１Ｖ
方向にゲート電圧を変化させたとき、２Ｖ近傍では容量
値が小さな値で容量値変化が僅少であるものがゲート電
圧を小さくするに従って容量値が急激に大きく変化する
曲線部分を、夫々低温部補償と高温部補償に利用するも
のである。このように、ＭＯＳ容量素子が本来有する曲
線的に変化する容量変化を利用すれば、従来のように水
晶振動子の３次曲線補償のためにこれに近似した制御電
圧信号を生成すること無く、単に直線的な温度／電圧信
号を発生すればよく、補償回路が極めて簡単になる。

【０００８】図４は、前記温度センサＴ_SENの出力特性
の一例を示すものであり、これは例えば半導体のＰ−Ｎ
接続部分、あるいはダイオードの温度／電圧特性を利用
すれば容易に実現できる。なお、ＭＯＳ容量素子の容量
変化が飽和する領域においては温度センサ出力は必ずし
も直線である必要はなく、若干非直線部分を含んでも温
度補償作用に影響はないであろう。図５は、上述したよ
うに変化する温度センサＴ_SENの出力を利用して、前記
図１に示した二つのＭＯＳ容量素子に供給すべき制御電
圧を設定した例を示す図である。即ち、第一のＭＯＳ容
量素子ＭＯＳ１を低温補償用、第二のＭＯＳ容量素子Ｍ
ＯＳ２を高温補償用とし、温度が−３０℃〜＋８０℃ま
でに変化するのに対応して入力端子Ｖ_cont ₁には３Ｖ〜
０Ｖに変化する制御電圧を印加し、入力端子Ｖ_cont ₂に
はこれと逆に０Ｖ〜３Ｖに変化する制御電圧を印加す
る。ここでＶ_con _t2はＶ_cont1と逆の制御電圧を必要とす
るが、これは単純な抵抗回路網によって得られることは
周知の通りである。更に、両ＭＯＳ容量素子の接続点の
基準電位Ｖ_ref2として２．５Ｖを印加するものとする。
この基準電位Ｖ_ref2は低温用ＭＯＳ容量素子にはアノー
ドに印加され、高温用ＭＯＳ容量素子にはゲートに印加
されているから、二つの制御電圧温度補償制御電圧Ｖ
_cont ₁と温度補償制御電圧Ｖ_c _ont ₂が上述した範囲にて変
化すると、低温用ＭＯＳ容量素子には０．５Ｖ〜−２．
５Ｖが、また高温用ＭＯＳ容量素子には２．５Ｖ〜−
０．５Ｖが印加される。実際には例えば、低温用ＭＯＳ
容量素子ＭＯＳ１には、同図６（ａ）のように常温（25
℃）において−２Ｖが印加され、−30℃において０．５
Ｖが印加されるようにし、高温用ＭＯＳ容量素子ＭＯＳ
２には同図（ｂ）に示すように、常温（25℃）において
は１Ｖが、80℃においては−１Ｖが印加されるように夫
々の制御電圧に補正値としてバイアスを与える。このよ
うに構成すれば、同図６（ａ）、（ｂ）中に矢印にて示
したように容量値の変化が表われる。その結果、図７に
示すように低温用ＭＯＳ容量素子は曲線Ａにて示すよう
に常温より低温になるに従って容量が減少するのに対
し、高温側ではＭＯＳ容量素子の飽和領域にある為容量
は変化しない。また高温用ＭＯＳ容量素子では同Ｂに示
すように常温より高温になるに従って容量が増加するの
に対し、低温側ではＭＯＳ容量素子の飽和減衰領域にあ
る為容量は変化しない。従って、この二つの容量変化
は、図３に示したように３次曲線を呈するＡＴカット水
晶振動子を用いた発振器を温度補償するのに適している
ことが理解できよう。

【０００９】図８は本発明の他の実施例を示す図であっ
て、温度補償回路部分のみを書き表したものであり、こ
の例では前記二つのＭＯＳ容量素子に感度調整用固定容
量を付加した点が特徴である。この例に示す回路は、同
図に示すように低温補償用回路として、第一のＭＯＳ容
量素子ＭＯＳ１と直列に固定容量素子Ｃ_f1を接続し、高
温用補償回路のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２には並列に固定
容量素子Ｃ_f2を接続したものである。更に、夫々の制御
信号としてＶ_cont ₁とＶ_cont ₂を印加することは図１に示
した例と同じであるが、二つのＭＯＳ容量素子の接続点
には固定容量素子Ｃ_f1が挟まることになるので、ＭＯＳ
１のアノードとＭＯＳ２の夫々に抵抗Ｒ_5-1、Ｒ_5-2を介
して同一基準電位Ｖ_ref2を印加する。この回路において
も基本的動作は、上述した通りであるが、低温用ＭＯＳ
容量素子には直列に、高温用ＭＯＳ容量素子には並列に
固定容量素子を接続することによって、夫々補償特性曲
線形状を任意に設定する自由度を与えたものである。即
ち、低温用補償回路として第一のＭＯＳ容量素子ＭＯＳ
１とコンデンサ（固定容量素子）Ｃ_f1とを直列に接続す
ると共に、高温用補償回路として第二のＭＯＳ容量素子
ＭＯＳ２とコンデンサ（固定容量素子）Ｃ_f2とを並列に
接続したものである。このように固定容量素子と可変容
量素子との直列回路及び並列回路の合成容量値は周知の
通り次の式で求められる。直列回路（低温用）Ｃｓ＝Ｃ_f1・ＭＯＳ1／（Ｃ_f1＋Ｍ
ＯＳ１）並列回路（高温用）Ｃｐ＝ＭＯＳ２＋Ｃ_f2

【００１０】そして回路を構成する二つの容量素子値が
大きく相違する場合、回路の合成容量の性質を考える
と、直列回路においては小さい方の容量値に支配され、
並列回路においては大きい方の容量値に支配される。即
ち、直列回路においては小さい値の容量素子の変化が支
配的になるのに対し、並列回路では大きな値の容量素子
の変化が支配的となる。この実施例では、この原理に従
って低温領域と高温領域の夫々の補償感度、あるいは補
償特性曲線を個別に、しかも任意に設定できるようにし
たものである。概念的に説明すれば、低温用補償回路で
は、常温から低温になるに従ってＭＯＳ容量素子の容量
値が小さくなるように制御電圧を印加するから、常温に
おけるＭＯＳ容量素子の容量値に対し直列に接続した固
定容量素子の値がほぼ同じ場合を想定すれば、常温以下
の温度においてＭＯＳ容量素子の値が小さくなる範囲で
は、該ＭＯＳ容量素子の値の変化が支配的となる。一
方、常温から高温になるとＭＯＳ容量素子の値が大きく
なるとしても、直列に接続した固定容量値の小さな値に
制限されて、直列の合成容量値は殆ど変化しないことに
なる。従って、ＭＯＳ容量素子の飽和部分を使用する場
合であっても、その飽和曲線の傾き等の特性を、補償対
象であるＡＴカット水晶振動子の曲線に近似する際、Ｍ
ＯＳ容量素子と固定容量素子の値の組み合わせに基づい
て自由に選択することができる。この作用効果は高温補
償においても同様に得られる。高温においては、上述し
たように低温用と補償の方向が逆になることから、ＭＯ
Ｓ容量素子と並列に固定容量を接続した方が効果的であ
る。即ち、高温用ＭＯＳ容量素子には、常温及び常温以
下の温度において容量値の変化が僅少であるが、常温以
上において容量値が大きくなるように制御電圧を印加す
るから、例えば、常温における固定容量素子値とＭＯＳ
容量素子の値とがほぼ同じ場合を想定すれば、常温以下
の温度においてＭＯＳ容量素子値が小さくなる場合であ
っても、並列接続した固定容量素子の値に制限されて、
変化が僅少になる。勿論、ＭＯＳ容量素子の値が変化し
ない場合は、合成容量値にも変化はない。一方、常温以
上の温度においてはＭＯＳ容量素子値が大きくなるか
ら、並列合成容量はＭＯＳ容量素子の増加に対応して大
きくなるから、温度上昇に応じて高くなる周波数を基準
温度の周波数に引き戻すように補償する作用が得られる
ことは上述したとおりであり、この例では、固定容量素
子値とＭＯＳ容量素子の値との組み合わせによって、種
々、合成容量値の温度に対する変化特性を任意に設定す
ることが可能となる。

【００１１】図９は前記図８に示した回路の、低温用と
高温用補償回路の位置を入れ替えたものであり、この構
成によれば、図では直流阻止用コンデンサＣ₃を表示し
ているが、直列挿入用固定容量素子Ｃ_f1にて代用するこ
ともできる、しかも、二つのＭＯＳ容量素子のゲートと
アノードが互いに直結できるから、個別に必要であった
交流阻止用抵抗Ｒ₅が一つで済むという利点がある。な
お、本発明においてはＭＯＳ容量素子として図２に示す
ものに限定する必要が無いことは云うまでもないが、そ
の他、ＭＯＳ容量素子の接続方向を互いに逆にするこ
と、あるいは低温用ＭＯＳ容量素子と高温用ＭＯＳ容量
素子とを並列に接続することも可能である。更には、図
示を省略するが、夫々の補償回路のＭＯＳ容量素子や固
定容量素子に並列又は直列に他の固定容量素子あるいは
可変容量素子を接続することによって、更に設計の自由
度を向上させることもできる。更には、ＭＯＳ容量素子
に印加する制御電圧信号に、変調用信号を重畳するこ
と、あるいは、受信機や送信機に使用する発振器におい
て、所要の周波数信号に同期させるためやＡＦＣ機能を
付加する手段として、前記ＭＯＳ容量素子の制御信号に
これらの信号を重畳することも可能である。さらに、水
晶振動子には製造誤差によって、温度特性に若干のばら
つきが伴うことがあるが、これらを補正するための直流
電圧信号をＭＯＳ容量素子に適宜重畳するすることも効
果的であろう。なお、ＭＯＳ容量素子の制御電圧と容量
変化の特性として一例を図２に示したが、実験によれば
単に直流電圧を変化させた場合と、制御電圧信号に高周
波発振信号（交流信号や振幅が変化する信号）を重畳し
た場合は、必ずしも図２のとおりの変化を呈しない場合
があるから、適宜、その変化の様子を踏まえて実際の素
子値を決定する必要がある。すなわち、直流電圧に交流
信号が重畳される場合であって、その交流信号の振幅値
のピーク部分がＭＯＳ容量素子の容量変化が飽和する部
分に達する場合は、結果的に制御電圧の平均電圧が変動
することになるから、直流電圧単体を制御電圧とする場
合とは異なった容量変化を呈することがある。一般に
は、図２に示した容量変化曲線の傾斜が小さくなること
が確認されている。

【００１２】更に、上述では制御電圧Ｖ_cont1及び制御
電圧Ｖ_cont2の一例として−３０℃〜８０℃の温度範囲
内に亙って一次的に変化するものを用いて本発明を説明
したが、実際にはＭＯＳ容量素子の容量値は飽和領域に
おいても若干変化するので高温補償用ＭＯＳ容量素子も
低温領域でわずかながら動作し、低温補償用ＭＯＳ容量
素子も高温領域でわずかながら動作することになる。そ
こで、例えば図１０に示すように２５℃以下の範囲では
０.５Ｖ〜３Ｖの範囲を一次的に変化し且つ、２５℃以
上の範囲ではほぼ一定の電圧０.５Ｖを保つような制御
電圧を低温用の温度補償制御電圧Ｖ_cont1として、更
に、２５℃以下の範囲では電圧０.５Ｖをほぼ一定に保
ち且つ、２５℃以上の範囲では０.５Ｖ〜３Ｖの範囲を
一次的に変化するような制御電圧を高温用の温度補償制
御電圧Ｖ_co _nt2として用いることにより高温領域では低
温補償用ＭＯＳ容量素子ＭＯＳ２の端子間容量値を一定
に保ち、低温領域では高温補償用ＭＯＳ容量素子ＭＯＳ
２の端子間容量値を一定に保つよう制御することが可能
となり、不要な容量変化を抑え、高精度に周波数温度補
償制御を行うことができる。そして、このような制御電
圧を発生させる為には図１１に示すような制御回路cont
を用いれば良い。即ち、図１１は本発明に基づく温度補
償発振器に用いる制御回路の実施例の回路図を示すもの
でありこの制御回路contの構成は以下の通りである。電
源Vccに温度センサーであるダイオード１のアノード端
を抵抗２を介して接続すると共に、ダイオード１のカソ
ード端を接地し、ダイオード１のアノード端をオペアン
プ３のプラス入力端子に接続すると共に、オペアンプ３
のマイナス入力端子と出力端子とを抵抗４を介して接続
し、更に、オペアンプ３のマイナス入力端子を抵抗５を
介して基準電源Ｖ２に接続する。更に、オペアンプ３の
出力端子を抵抗６を介して、オペアンプ７のマイナス入
力端子と、ＦＥＴ８のソース端子と、ＦＥＴ９のドレイ
ン端子とにそれぞれ接続すると共に、オペアンプ７をマ
イナス入力端子を先の基準電源Ｖ２に接続する。

【００１３】オペアンプ７の出力端子をＦＥＴ８のゲー
ト端子及びＦＥＴ９のゲート端子それぞれ接続し、更
に、ＦＥＴ１０とカレントミラー構成するＦＥＴ１１の
ドレイン端子及びゲート端子とＦＥＴ８のソース端子と
を接続する。そして、ＦＥＴ１０とＦＥＴ１１のソース
端子を電源Vccラインに接続すると共に、ＦＥＴ１０の
ドレイン端子をソースを接地したＦＥＴ１２のドレイン
端子とゲート端子とに接続する。更に、ＦＥＴ１３をＦ
ＥＴ１２とカレントミラー接続すると共に、ＦＥＴ１３
のドレイン端子を低温補償電圧出力段であるオペアンプ
１４のマイナス入力端子に接続し、オペアンプ１４のマ
イナス入力端子と出力端子とを抵抗１５を介して接続す
ると共に、オペアンプ１４のプラス入力端子と高温補償
電圧出力段であるＦＥＴ１６のプラス入力端子とを接続
し、且つ、オペアンプ１４とオペアンプ１６夫々のプラ
ス入力端子を基準電源Ｖ３に接続する。そして更に、オ
ペアンプ１６のマイナス入力端子とＦＥＴ９のソース端
子とを接続すると共に、オペアンプ１６のマイナス入力
端子と出力端子とを抵抗１７を介して接続し、更に、オ
ペアンプ１６のマイナス入力端子を抵抗１８を介して接
地に、オペアンプ１４のマイナス入力端子を抵抗１９を
介して接地にそれぞれ接続するよう構成したものであ
る。

【００１４】以下に制御回路contの動作について説明す
る。先ず、例えば、基準電圧Ｖ２の値をＶ２＝１.３Ｖ
とし、基準電圧Ｖ３の値をＶ３＝０.５Ｖとし、温度２
５℃のときのダイオード１の端子間電圧を同温度時に作
動増幅器であるオペンアンプ３の出力が１.３Ｖを出力
するよう設定し、更に、作動増幅器であるオペアンプ１
４、１６の増幅率を1倍とする。このように設定された
制御回路contは、温度がＴ＜２５℃の範囲で変化する場
合、オペアンプ３の出力端子からは１.３Ｖ以上の電圧
が出力されることによりコンパレータであるオペアンプ
７の出力端子に０Ｖ（Ｌレベル信号）が発生し、これに
よりＦＥＴ９がＯＦＦ動作となりオペアンプ１６のマイ
ナス入力端子に抵抗１８を介して接地電位０Ｖが印加さ
れるので高温補償電圧の出力端であるオペアンプ１６の
出力端子には図１０に示す領域Ａの０.５Ｖの電圧が発
生する。一方、オペアンプ７のＬレベル信号出力により
ＦＥＴ８がＯＮ動作し、これによりＦＥＴ１０〜１３に
発生したドレイン電流は、電源Vcc・ＦＥＴ３の出力端
子間の電位に基づくものであり、ＦＥＴ３の出力電位が
温度変化に対して反比例するよう変化するものであるこ
とから、温度が低下すると共に減少する。そして、この
ドレイン電流に基づく電圧がオペアンプ１４のマイナス
入力端子に印加されることから低温補償電圧の出力端で
あるオペアンプ１４の出力端子には図１０に示す領域Ｂ
の温度上昇に対して一次関数的に低下するような電圧が
発生する。次に温度がＴ≧２５℃の場合では、オペアン
プ３の出力端子からは１.３Ｖ以下の電圧が出力される
ことによりコンパレータであるオペアンプ７の出力端子
に電源Vccと等しいＨレベル信号が発生し、これにより
ＦＥＴ９がＯＮ動作となりオペアンプ１６のマイナス入
力端子にはオペアンプ３の出力電圧が印加される。そし
て、オペアンプ３の出力電圧が温度変化に対して反比例
に変化するものであることから、高温補償電圧の出力端
であるオペアンプ１６の出力端子には図１０に示す領域
Ｃの温度上昇に対して一次関数的に増加するような電圧
が発生する。一方、オペアンプ７のＨレベル信号出力に
よりＦＥＴ８がＯＦＦ動作となるので、ＦＥＴ１０〜１
３がＯＦＦ動作となり、この為、オペアンプ１４のマイ
ナス入力端子には抵抗１９を介して接地電位０Ｖが印加
されるので低温補償電圧の出力端であるオペアンプ１４
の出力端子には図１０に示す領域Ｄの０.５Ｖの電圧が
発生する。

【００１５】

【発明の効果】本発明は以上説明したように構成するの
で、温度センサ、即ちＭＯＳ容量素子の制御電圧信号と
して印加する信号は温度に対して直線的に変化するもの
でよいから、従来のように、2次曲線あるいは3次曲線を
生成する必要がなく、回路の簡素化によるコスト削減、
小型化等々が可能である。更に、従来の直接型ＴＣＸＯ
に比べれば、発振ループ中にサーミスタ等の抵抗成分が
挿入されないから、発振維持のための消費電力が小さく
て済むメリットや、該抵抗成分の変化に伴う発振レベル
変動がないから、その補償回路も不要となり、回路構成
が簡素化される。また、常温近傍の補償感度を殆どゼロ
に等しく設定できるから、最も使用頻度の高い常温近傍
における発振信号のＣ／Ｎ悪化を防止することができ
る。即ち、常温近傍を含みその両側の所要温度範囲で
は、ＭＯＳ容量素子の容量変化が僅少な領域を使用する
ものであるから、制御電圧信号中に雑音成分が混入した
場合であっても、殆ど、発振出力には現われないことに
なり、高品質の発振信号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す回路図。

【図２】ＭＯＳ容量素子の容量／電圧特性を示す図。

【図３】ＡＴカット水晶の温度特性を示す図。

【図４】温度センサＴ_SENの出力特性の一例を示す図。

【図５】変化する温度センサＴ_SENの出力を利用して図
１に示した二つのＭＯＳ容量素子に供給すべき制御電圧
を設定した例を示す図。

【図６】(a)及び(b)はＭＯＳ容量素子による低温部補償
と、高温部補償を説明する為の図。

【図７】低温用ＭＯＳ容量素子と、高温用ＭＯＳ容量素
子の容量値が変化する状態を示す図。

【図８】本発明の他の実施例を示す図。

【図９】図８に示した回路の、低温用と高温用補償回路
の位置を入れ替えた状態を示す図。

【図１０】本発明に基づく制御電圧の一実施例を示すも
のである。

【図１１】本発明に基づく制御回路の一実施例を示すも
のである

【図１２】直接型補償の温度補償回路の説明図。

【図１３】間接型補償の温度補償回路の説明図。

【符号の説明】

ＴＲ₁ 発振増幅用トランジスタ、Ｃｃバイパスコン
デンサ，Ｒ₁，Ｒ₂、Ｒ_e、Ｒ₃、Ｒ₄ 抵抗，Ｃ₁ 第一の
コンデンサ、Ｃ₂ 第二のコンデンサ，Ｃ₃ 直流阻止用
容量、ＭＯＳ１、ＭＯＳ２ＭＯＳ容量素子、Ｔ_SEN
温度センサ、cont制御回路、１ダイオード、２、４、
５、６、１５、１７、１８、１９抵抗、３、７、１
４、１６オペアンプ、８、９、１０、１１、１２、１
３ＦＥＴ。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】圧電素子と、増幅器と、周波数温度補償
回路とを備えた発振器であって、前記周波数温度補償回
路は、低温部補償用ＭＯＳ容量素子と、高温部補償用Ｍ
ＯＳ容量素子とを含み、前記低温部補償用ＭＯＳ容量素子には常温近傍及びそれ
以上の温度において電圧変化に対する容量変化が僅少で
あるが低温になるに従ってその容量値が減少するように
変化し、また前記高温部補償用ＭＯＳ容量素子には常温
近傍及びそれ以下の温度においては電圧変化に対する容
量変化が僅少であるが高温になるに従ってその容量値が
増加するように、夫々制御電圧が印加されたことを特徴
とする温度補償発振器。
【請求項２】増幅器と、圧電振動子と、該振動子に直
列に共に同一極性向きに接続された第一と第二の二つの
ＭＯＳ容量素子と更にこれらに直列に接続した容量素子
とを備え、前記第一のＭＯＳ容量素子と圧電振動子との
接続点に第一の制御電圧信号を供給し、前記第二のＭＯ
Ｓ容量素子と容量素子との接続点に第二の制御電圧信号
を供給し、前記二つのＭＯＳ容量素子の接続点に基準電
圧信号を供給することによって、前記二つのＭＯＳ容量
素子の夫々を常温を基準として低温領域及び高温領域夫
々において独立に温度補償するようにしたことを特徴と
する請求項１記載の温度補償発振器。
【請求項３】前記ＭＯＳ容量素子のうち低温補償用Ｍ
ＯＳ容量素子には直列に固定容量素子を、また高温用Ｍ
ＯＳ容量素子には並列に固定容量素子を接続したことを
特徴とする請求項１または２記載の温度補償発振器。
【請求項４】前記低温補償回路と高温補償回路が互い
に並列に接続されたことを特徴とする請求項１記載の温
度補償発振器。
【請求項５】前記低温部補償用ＭＯＳ容量素子には常
温近傍以下の温度範囲では温度の低下と共に電圧が増加
し且つ、常温部近傍以上の温度範囲では所要の定電圧で
あるような前記制御電圧を印加し、前記高温部補償用Ｍ
ＯＳ容量素子には常温近傍以下の温度範囲では所要の定
電圧であり且つ、常温部近傍以上の温度範囲では温度の
上昇と共に電圧が増加するような前記制御電圧を印加す
ることを特徴とする請求項１乃至請求項４記載の温度補
償発振器。