JP3950654B2

JP3950654B2 - 擬似三次関数発生回路

Info

Publication number: JP3950654B2
Application number: JP2001268894A
Authority: JP
Inventors: 辺誠渡
Original assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Current assignee: Nihon Dempa Kogyo Co Ltd
Priority date: 2001-09-05
Filing date: 2001-09-05
Publication date: 2007-08-01
Anticipated expiration: 2021-09-05
Also published as: US20030048143A1; JP2003078351A; US6781472B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三次関数に近似した電圧を発生する擬似三次関数発生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電子機器では時間、周波数等の基準として水晶振動子が多用されている。このような水晶振動子の代表的なものにＡＴカットの水晶振動子がある。
このＡＴカットの水晶振動子は優れた周波数安定度を有するが、たとえば−３０℃ないし８０℃の温度変化に対して、最大数十ｐｐｍの周波数変化を生じる。
またこの周波数変化は、概略常温を変曲点とする三次曲線状の変化となる。
【０００３】
一方、最近の電子機器では高機能、高精度化とともに、水晶振動子を用いた水晶発振器も発振周波数の高安定なことを要求されることが多い。
このような場合、たとえば電圧制御水晶発振器へ温度変化に対して三次曲線状に変化する制御電圧を与えて一定の周波数を維持するように制御することが考えられる。
【０００４】
このため、たとえば特開平１１−６８４６３に開示されるように温度センサーの検出信号を常温よりも高温側、常温よりも低温側に分割して各別に発生させて、これらの二つの信号を合成することにより三次関数に近似した信号を得るようにしたものがある。
【０００５】
またＦＥＴ（電界効果トランジスタ）の二乗特性を利用し、センサーの検出出力を二乗した信号に乗算回路を用いて、さらにセンサーの検出出力を乗算して三次関数電圧を発生させることが考えられている。
【０００６】
しかしながらこのようなものでは、一般に微小な電圧変化を大きく増幅するために雑音成分が重畳しやすく、また回路構成も複雑で素子数が多くなり、消費電力も増大し価格も高価になる問題がある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、簡単な回路構成で大きな電圧変化を直接得ることができ雑音成分が少なく、コストも安価で、しかも三次関数曲線のカーブを容易に設定可能な擬似三次関数発生回路を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明（請求項１）は、温度センサーの検出電圧を入力されて電源電圧Ｖ cc とアースとの間に接続されたＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴとＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴからなるＣ−ＭＯＳインバータと、前記Ｃ−ＭＯＳインバータの出力端に分圧点が接続して前記Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴとＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴとに並列に接続した第１抵抗と第２抵抗とからなり、前記前記電源電圧Ｖ cc とアース間に接続して前記電源電圧Ｖ cc をＶ cc ／２に分圧する分圧回路とを備え、前記Ｃ−ＭＯＳインバータは前記分圧回路の第１抵抗と第２抵抗とによって、前記電源電圧Ｖ cc のＶ cc ／２とした入力電圧よりも低い領域及び高い領域での出力電圧を非直線領域とするとともに、前記非直線領域のうちの、前記入力電圧が前記中心電圧Ｖ cc ／２よりも低い領域では、前記出力電圧は前記中心電圧Ｖ cc ／２から始めは徐々に次第に急激に立ち上がり、前記非線形領域のうちの前記入力電圧が前記中心電圧Ｖ cc ／２よりも高い領域では前記出力電圧は前記中心電圧Ｖ cc ／２から始めは徐々に次第に急激に立ち下がり、前記Ｃ−ＭＯＳインバータ及び前記分圧回路の分圧点では前記検出電圧に応答した擬似三次関数で変化する出力電圧を得た構成とする。
【０００９】
（実施態様項）
本発明の請求項２では、前記温度センサーは温度に対応した前記検出電圧を出力とする。同請求項３では、前記電源電圧Ｖ ccは正極性であり、出力する擬似三次関数は負の三次関数に近似する。また、同請求項４では、前記入力電圧の前記Ｖ cc ／２とした入力電圧よりも低い領域の変化に対応した前記出力電圧を前記Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積によって制御し、前記入力電圧の前記Ｖ cc ／２とした入力電圧よりも高い領域の変化に対応した前記出力電圧をＣ−ＭＯＳインバータを構成するＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積によって制御する。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図１に示す回路図、図２に示す図１の回路の入出力特性図を参照して詳細に説明する。
【００１１】
図中１はＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴおよびＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン−ソース間を直列に電源Ｖｃｃと接地の間に介挿し、共通に接続したゲートに信号を入力するＣ−ＭＯＳインバータである。
このＣ−ＭＯＳインバータの入力にはセンサー２の検出電圧、たとえば温度センサーから温度に対応した検出電圧を入力電圧Ｖｉｎとして与える。
【００１２】
そして、Ｃ−ＭＯＳインバータ１の出力を電源電圧を分圧する分圧回路３の分圧点に入力する。
この分圧回路３は、同じ抵抗値の抵抗３ａ、３ｂを２個直列に接続して電源Ｖｃｃと接地の間に介挿したものである。
【００１３】
この分圧回路３の抵抗３ａ、３ｂの値は、上記Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴおよびＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴがオフからオンになったときの立ち上がり部分の非直線領域を充分に利用できるように比較的低い抵抗値としている。
そして分圧回路の分圧点から擬似三次関数で変化する出力電圧Ｖｏｕｔを得るようにしている。
【００１４】
このような構成であれば、図１に示す回路の入出力特性は図２に示すような特性となる。すなわちインバータ１の入力電圧がＶｃｃ／２よりも低い領域では接地側に接続したＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴはオフし、かつ入力電圧が低くなるにしたがい電源側に接続したＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴは徐々に導通し、出力電圧はＶｃｃ／２から始めは徐々に、次第に急激に立ち上がる。
【００１５】
またインバータ１の入力電圧がＶｃｃ／２よりも高い領域では、電源側に接続したＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴはオフし、かつ入力電圧が高くなるにしたがい接地側に接続したＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴは徐々に導通し、出力電圧はＶｃｃ／２から始めは徐々に、次第に急激に立ち下がる。
【００１６】
したがって、たとえば温度に応じて略直線的に増大する入力信号に対して、出力電圧は図２に示す特性図のように概略、負の３次曲線に近似した特性となる。
したがって、この出力電圧を、たとえば電圧制御水晶発振器の制御端子へ与えて発振周波数を制御することによって、温度補償を行い、一定の発振周波数を維持することができる。
【００１７】
なおＡＴカットの水晶振動子の温度特性は、概略三次曲線状となるが、曲線の形状は振動子毎に異なる。
したがって水晶発振器の温度補償では、使用する水晶振動子毎に、その温度特性に対応した形状の三次曲線の補償電圧を必要とする。
【００１８】
しかして図１に示すような回路では、インバータを構成するＦＥＴのゲート面積に応じて曲線の形状が変化する。
したがって、たとえば図３に示すように、インバータをＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴ４とＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴ５によって構成する。そしてＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴ４に複数のＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴ４ａ〜４ｎのゲート及びソースを並列に接続する。そして、ドレインをスイッチ６ａ〜６ｎを介してＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴ４のドレインに並列に接続して実質的なゲート面積を増減できるようにする。
【００１９】
このようにすれば、図４に示すように入力電圧がＶｃｃ／２よりも低い領域において、Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積に応じて異なる形状の曲線を得ることができる。
またこの場合、Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積を大きくするほど入力電圧の変化に対する出力電圧の変化は急峻となる。
【００２０】
同様に、たとえば図５に示すようにインバータのＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴ５に複数のＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴ５ａ〜５ｎのゲート及びソースを並列に接続し、ドレインをスイッチ７ａ〜７ｎを介してＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴ５のドレインに並列に接続して実質的なゲート面積を増減できるようにする。
【００２１】
このようにすれば、図６に示すように入力電圧がＶｃｃ／２よりも高い領域において、Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積に応じて異なる形状の曲線を得ることができる。
またこの場合、Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積を大きくするほど入力電圧の変化に対する出力電圧の変化は急峻となる。
【００２２】
したがって図１に示すインバータとして、図３及び図５に示す回路を組み合わせて用いることにより、たとえば図７に示すように、入力電圧Ｖｉｎの全域においてそれぞれ異なる形状の曲線を得ることができる。
【００２３】
しかして温度補償水晶発振器の温度補償を行う場合、たとえば図８に示すブロック図のように組み合わせればよい。
すなわち、水晶振動子の雰囲気温度を温度センサ８で測定して温度に対応して一次関数の検出電圧を得る。
そして図３、図４に示す回路を組み合わせた擬似三次関数発生回路９に温度センサ８の検出電圧を入力して擬似三次関数出力電圧を得る。
【００２４】
なお、この擬似三次関数出力電圧は、入力電圧及びＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴ、Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴの各ゲート面積に応じて、たとえば図７に示す入出力特性のグラフのように変化する。
【００２５】
一方、温度センサ８の検出電圧を、一次関数発生回路１０によって一定の倍率で増幅して出力電圧がＶｃｃ／２の点を通過する一次関数で変化する電圧を得る。
そして、上記擬似三次関数と一次関数を加算回路１１で加算する。
この加算回路１１は、たとえば演算増幅器を用いればよい。
【００２６】
このように擬似三次関数に一次関数を加算することによって、合成出力の曲線をＶｃｃ／２の入力電圧Ｖｉｎに対応する点を中心として、概略、回転させた形状に変形することができる。
また、上記合成出力の回転角度は一次関数発生回路の増幅（減衰）比に応じて変化する。
【００２７】
したがって一次関数発生回路の増幅率とインバータのＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴ及びＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積を変化させることによって、たとえば図９に示すように任意の形状の擬似三次関数を実現することができる。
【００２８】
そして、加算回路の出力電圧を、たとえばＡＴカットの水晶振動子の温度特性に対応して変化するように設定する。
そして、この出力電圧を電圧制御型水晶発振回路１２へ制御電圧として与えることにより温度補償を行い、一定の発振周波数を維持することができる。
【００２９】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明によれば、簡単な回路構成で大きな電圧変化を直接得られ雑音も少なく、安価であり、かつ曲線の形状を任意に設定することのできる擬似三次関数発生回路を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を示すブロック図である。
【図２】図１に示すブロック図の入出力特性を示すグラフである。
【図３】インバータのＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積を可変する回路図である。
【図４】図３に示す回路の入出力特性を示すグラフである。
【図５】インバータのＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積を可変する回路図である。
【図６】図５に示す回路の入出力特性を示すグラフである。
【図７】図３、図５に示す回路を組み合わせた入出力特性を示すグラフである。
【図８】本発明を適用した温度補償水晶発振器のブロック図である。
【図９】図８に示す回路の温度センサの検出電圧と制御電圧の関係を示すグラフである。
【符号の説明】
１・・インバータ
３・・分圧回路
４・・Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴ
５・・Ｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴ

Claims

温度センサーの検出電圧を入力されて電源電圧Ｖ cc とアースとの間に接続されたＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴとＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴからなるＣ−ＭＯＳインバータと、
前記Ｃ−ＭＯＳインバータの出力端に分圧点が接続して前記Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴとＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴとに並列に接続した第１抵抗と第２抵抗とからなり、前記前記電源電圧Ｖ cc とアース間に接続して前記電源電圧Ｖ cc をＶ cc ／２に分圧する分圧回路とを備え、
前記Ｃ−ＭＯＳインバータは前記分圧回路の第１抵抗と第２抵抗とによって、前記電源電圧Ｖ cc のＶ cc ／２とした入力電圧よりも低い領域及び高い領域での出力電圧を非直線領域とするとともに、
前記非直線領域のうちの、前記入力電圧が前記中心電圧Ｖ cc ／２よりも低い領域では、前記出力電圧は前記中心電圧Ｖ cc ／２から始めは徐々に次第に急激に立ち上がり、
前記非線形領域のうちの前記入力電圧が前記中心電圧Ｖ cc ／２よりも高い領域では前記出力電圧は前記中心電圧Ｖ cc ／２から始めは徐々に次第に急激に立ち下がり、
前記Ｃ−ＭＯＳインバータ及び前記分圧回路の分圧点では前記検出電圧に応答した擬似三次関数で変化する出力電圧を得たことを特徴とする擬似三次関数発生回路。
特許請求の範囲第１項に記載のものにおいて、前記温度センサーは温度に対応した前記検出電圧を出力することを特徴とする擬似三次関数発生回路。
特許請求の範囲第１項に記載のものにおいて、前記電源電圧Ｖ ccは正極性であり、出力する擬似三次関数は負の三次関数に近似したことを特徴とする擬似三次関数発生回路。
特許請求の範囲第１項に記載のものにおいて、前記入力電圧の前記Ｖ cc ／２とした入力電圧よりも低い領域の変化に対応した前記出力電圧を前記Ｐ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積によって制御し、前記入力電圧の前記Ｖ cc ／２とした入力電圧よりも高い領域の変化に対応した前記出力電圧をＣ−ＭＯＳインバータを構成するＮ型ＭＯＳ−ＦＥＴのゲート面積によって制御したことを特徴とする擬似三次関数発生回路。