JP2008527915A - チョッパー安定化された演算増幅器の出力においてチョッピングアーティファクトを最小化するための回路および方法 - Google Patents

Abstract

本発明は概して、直線回路に関連し、特に、チョッパー安定化された演算増幅器（オペアンプ）の出力において、ランダムに変化するチョッピング周波数を用いてチョッピングアーティファクトを最小化するための回路および方法であって、少なくとも一つの増幅器ステージ、および選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有する増幅器ステージへの入力信号およびチョッピング信号からの出力信号を、チョッピングするためのチョッピング回路網を含む、演算増幅器に関連する。

Description

（発明の分野）
本発明は概して直線回路に関連し、特に、チョッパー安定化された演算増幅器の出力においてチョッピングアーティファクトを最小化するための回路および方法に関連する。

（発明の背景）
演算増幅器（オペアンプ）は、広い範囲の電子回路に利用される基本的なブロックである。増幅および緩衝に加え、オペアンプは典型的に、加算、積分、乗算、および微分のような機能を実装するために、使用される。典型的なオペアンプは、コンパレータ、発振器、フィルター、サンプルアンドホールド回路、および計装用増幅器を含む。

多段演算増幅器（オペアンプ）は典型的に、一連の一つ以上の利得ステージおよび出力ドライバステージを含む。例えば、出力ステージは、負荷ドライブ性能を提供するＡＢ級増幅器である。（例えば１５０ｄＢよりも大きい）全体的に高い開ループの利得を達成するために、多段オペアンプは通常、三つ以上の利得ステージを必要とする。

オペアンプはしばしば、固有の入力関連のオフセット電圧に影響を受ける。概して、オペアンプの差動入力における電圧が等しいときには、出力電圧は理論上は中程度の供給電圧である。実際のアプリケーションにおいて、入力電圧が等しいときには、中程度の供給電圧からの出力電圧におけるわずかなオフセットが生じる。一部のオペアンプのアプリケーションにおいて、入力関連のオフセットは許容できず、ゆえに様々な技術が入力関連のオフセットを最小化するために開発されている。

入力関連のオフセットを最小化するための一つの技術は、入力差動トランジスタの対および一つ以上の内部ステージの対、および典型的には第１ステージの負荷トランジスタを整合させることである。別の技術は入力トランジスタの対のサイズを増加させることである。しかしながら、これらの技術が使用されるときでさえも、一部の有限の入力関連のオフセットがまだ残る。

入力関連のオフセットの問題を処理するための第３の技術は、チョッパー安定化である。チョッパー安定化において、オペアンプの一つ以上のステージでの入力における目的の信号は、高い周波数に変調または「チョップ」される。典型的に、チョッピング周波数は、エイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を避けるために、目的の信号の帯域の周波数の少なくとも２倍になるように選択される。チョッパー安定化されたステージの出力において、目的の信号は第２チョッピング操作によってもとの信号帯域へ復調される。この第２チョッピングは任意の固有のオフセットおよび／またはフリッカー（１／ｆ）ノイズを、目的の信号の周波数帯域の外で変調する。チョッパー安定化は、しばしば利用されるが、それにもかかわらず、オペアンプの出力において、アーティファクトを生成し、上記アーティファクトはまた、しばしば許容できるものではない。

計装用増幅器のような高性能なアプリケーションにおいて、オペアンプにおける入力関連の電圧オフセットの問題を処理する改良された技術が要求される。特に、これらの技術は、オペアンプの出力に極端な数のアーティファクトを持ち込むことなくチョッパー安定化を実装することを可能にすべきである。これらの技術はオペアンプの全体の設計を過度に複雑にするべきではなく、デバイス全体の電力消費を顕著に増加させるべきではなく、製作するためにかなりの量の追加のチップエリアを要求するべきではない。

（発明の概要）
本発明の原理は、チョッパー安定化された演算増幅器の出力信号におけるチョッピングアーティファクトを最小化する回路および方法に具体化される。一つの特定の実施形態に従って、少なくとも一つの増幅器ステージ、および選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有する、チョッピング信号を使用して、増幅器ステージへの入力信号および増幅器ステージからの出力信号をチョッピングするためのチョッピング回路網を含む、演算増幅器が開示される。

本発明の原理による実施形態は、チョッピングアーティファクトのエネルギーが、ノイズと同様に、より広い帯域幅にわたって広がるように、演算増幅器への入力信号および演算増幅器からの出力信号をチョップするために使用されるチョッピング周波数をうまくランダム化する。帯域幅を限定することにより、このチョッピングアーティファクトのエネルギーはより容易にフィルターされる。

（本発明の詳細な記述）
本発明の原理と利点は、図１〜図５の図面に示される、図示された実施形態を参照することによって最も理解され、同じ数字は同じ部分を示す。

図１は、本発明の原理を具体化している例示的な多段演算増幅器（オペアンプ）１００のハイレベルブロック図である。オペアンプ１００は２つの利得ステージ１０１および１０２、および出力ドライバステージ１０３を含むが、代わりの実施形態において、利得ステージの数は変化し得る。

第１利得ステージ１０１はオペアンプ１０５ａおよび入力チョッパースイッチの組１０４ａを含む。チョッパースイッチ１０４ａは、ランダム化されたチョッピング周波数ｆ_{ＣＲＡＮＤＯＭ}において、増幅器１０５ａの反転（−）入力および非反転（＋）入力との間の差動入力信号Ｖ_ＩＮを結合または交差結合する。チョッピングスイッチ１０４ａは、入力信号Ｖ_ＩＮを入力信号の周波数帯域の最大周波数の少なくとも２倍の周波数である限定された周波数帯域へ、ランダムに変調する。もとの入力信号Ｖ_ＩＮは、チョッピングスイッチ１０４ｂがランダム化されたチョッピング周波数ｆ_{ＣＲＡＮＤＯＭ}においてスイッチングしながら、オペアンプ１０５ａの出力を復調することによって、回復される。同時に、任意の入力関連の電圧オフセットおよび／または増幅器１０５ａによって生成されるフリッカー（１／ｆ）ノイズは信号帯域の外で変調される。

第１利得ステージ１０１は、オペアンプ１００の入力特性を制御する。一つの実施形態において、入力信号Ｖ_ＩＮがレールからレール（すなわち、０ｖからＶ_ＩＮ）までスイングし得るように、第１利得ステージ１０１の増幅器１０５ａは、並列のＮＭＯＳおよびＰＭＯＳ入力トランジスタを含む。図示された実施形態において、第１利得ステージ１０１は、８０ｄＢよりも大きい低周波の利得を提供する。同様に、第２利得ステージ１０２は、増幅器１０５ｂ、および組み合わされた増幅器のステージ１０１と１０２のための支配極（ｄｏｍｉｎａｎｔ ｐｏｌｅ）補償を実装する補償回路網１０６を含む。図示された実施形態において、第２利得ステージ１０２は７０ｄＢより大きい利得を提供する。

さらに、一連の第１利得ステージ１０１および第２利得ステージ１０２が無条件に安定するように、第１利得ステージ１０１および第２利得ステージ１０２は、１５０ｄｂよりも大きい開ループ利得、および名目的に−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの閉ループロールオフ周波数応答を提供する。

出力ドライバステージ１０３は、反転（−）差動入力および非反転（＋）差動入力を有する増幅器１０７、およびオペアンプ１００の出力信号Ｖ_ＯＵＴを駆動するシングルエンドの出力を含む。図示された実施形態において、出力ドライバステージ１０３は独立した閉ループを有するＡＢ級増幅器を有する。多段オペアンプ１００の全般に関して、出力ドライバステージ１０３は、多段オペアンプ１００が安定することを確実にするために、開ループで操作され、ゆえに約６ｄＢという低い利得を有する。さらに、出力ドライバステージ１０３は、シングルエンドの変換に対して差動を行う。

オペアンプ１００の中の入れ子のＭｉｌｌａｒ補償を避けるために、図１Ａの多段演算増幅器１００の動作特性を概ね示している、利得対周波数の図である図１Ｂに示されるように、出力ドライバステージ１０３は、高周波数において支配極を実装する。図１Ｂのダッシュ線で示されているように、第１利得ステージ１０１および第２利得ステージ１０２は、高い利得を提供し、従来の（入れ子ではない）支配極補償スキームを実装する。破線で示されている出力ドライバステージ１０３は、高出力の電圧振動および低出力のインピーダンスを提供する。出力ステージ１０３によって持ち込まれた支配極は、オペアンプ１００のユニティゲインのクロスオーバー周波数よりもかなり上である図１Ｂに示される実施形態において、約１０ＭＨｚの周波数である。

図２は、従来のチョッパー安定化されたオペアンプからのチョッピングアーティファクト出力を示す電力対周波数の図である。図２において、入力信号のチョッピングは、固定周波数ｆ_ｃを有するチョッピング信号を使用して行われる。チョッピング動作は、出力チョッピングスイッチの出力において、チョッピング周波数ｆ_ｃにおける基本チョッピングコンポーネント、およびチョッピング周波数ｆ_ｃの高調波におけるより小さいアーティファクト、を生成する。特に基本チョッピング周波数ｆ_ｃにおけるこれらのアーティファクトは、顕著に高い周波数のエネルギーを含み、広い周波数帯域にわたり広がっているので、フィルターするのが困難である。

本発明の原理に従って、図２に示されるようなチョッピング周波数のアーティファクトは、ランダムに変化するチョッピング周波数ｆ_{ＣＲＡＮＤＯＭ}を用いて、チョッピング信号ＣＨＯＰ ＳＩＧＮＡＬを生成することによって最小化される。ランダムに変化するチョッピング周波数ｆ_{ＣＲＡＮＤＯＭ}を利用することは、図２で示される固定周波数における高エネルギーのチョッピングアーティファクトよりも、ランダムな周波数におけるより低いエネルギーのチョッピングアーティファクトを生成する。結果として、チョッピングアーティファクトはノイズとして現れる。ランダム化されたチョッピング周波数を特定の周波数帯域に限定することによって、その周波数帯域に対するノイズフロアは増加する。その後、限定された周波数帯域は追加のノイズを取り除くためにフィルターされる。

図３Ａは、ランダムに変化するチョッピング周波数ｆ_{ＣＲＡＮＤＯＭ}を用いて、チョッピング信号ＣＨＯＰ ＳＩＧＮＡＬを生成するのに適した、熱雑音ベースのランダムな周波数のチョッピング信号生成器３００である。本発明の原理におけるこの実施形態において、抵抗器３０１の熱雑音は白色雑音源を提供する。この白色雑音は、周波数帯域が限定された白色雑音をもたらすために、増幅器３０２によって増幅され、帯域通過フィルター３０３によって帯域通過フィルタリングされる。シュミットトリガーまたはコンパレータ３０４は、周波数帯域が限定された白色雑音から矩形波のチョッピング信号ＣＨＯＰ ＳＩＧＮＡＬを生成する。

代わりの熱雑音ベースのランダムな周波数のチョッピング信号生成器３０５が図３Ｂに示されている。ランダムな周波数のチョッピング信号生成器３０５において、白色雑音生成器３０６は、帯域幅が低域通過フィルター３０７によって限定される白色雑音を生成する。帯域幅が限定された白色雑音は、周波数ｆ_ｃにおける中程度のチョッピング信号を使用して、マルチプライヤ３０８によって上方へ変調（ｕｐ−ｍｏｄｕｌａｔｅｄ）される。変調された信号は最終的に、帯域幅が限定されたチョッピング信号ＣＨＯＰ ＳＩＧＮＡＬを生成するために、帯域通過フィルター３０９によってフィルターされる。

図４Ａ〜図４Ｄは、本発明の原理に従った、乱数ベースのランダムな周波数のチョッピング信号生成器４００を示す。図４Ａに示されるように、乱数生成器４０２は、Ｎ−ビットの擬似乱数（ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ Ｎ−ｂｉｔ ｎｕｍｂｅｒ）を生成する。この目的に適した典型的な擬似乱数生成器が、図４Ｃに示されているが、多数の擬似乱数生成器の任意のものが代わりに使用され得る。

擬似乱数生成器４０１によって生成される擬似乱数を表しているＮ−ビットは、対応する電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}を提供するランダムな電流源４０２を制御する。ランダムな電流源４０２の例示的な実施形態は、ビットＢ_０〜Ｂ_ＮがＮ−ビットの擬似乱数を表す図４Ｄに表される。図示された実施形態において、ビットＢ_０〜Ｂ_Ｎは、電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}をＩ／２^Ｎというある量で変化させる。ここにＩは所定のベース電流を示す。

加算器または加算ノード４０３は、擬似乱数的に変化する発振器制御電流Ｉ_ＯＳＣを生成するために、固定電流の源４０４によって提供される固定電流Ｉ_{ＦＩＸＥＤ}と電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}を加算する。図示された実施形態において、電流Ｉ_{ＦＩＸＥＤ}は、ベース電流Ｉと等しい。発振器制御電流Ｉ_ＯＳＣが、電流制御発振器４０６を含むクロック生成器４０５に提供される。発振器制御電流Ｉ_ＯＳＣは、ランダムな電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}における変化と共に変化するので、チョッピング信号のチョッピング周波数ｆ_{ＣＲＡＮＤＯＭ}は、ＣＨＯＰ ＳＩＧＮＡＬと比例して変化する。

図４Ｂは、乱数ベースのランダムな周波数のチョッピング信号生成器４００をさらに詳細に示す。図４Ｂに示される実施形態において、電流制御発振器４０６は緩和発振器であるが、代わりの実施形態は他のタイプの電流制御発振器を利用し得る。特に、コンパレータ４０７ａおよびコンパレータ４０７ｂはそれぞれ、コンデンサ４０８ａおよびコンデンサ４０８ｂにわたる電圧と抵抗器４０９にわたる電圧とを比較する。対応するスイッチ４１０ａおよび４１０ｂは、出力ラッチ４１１からフィードバックされる相補的なクロック信号ＣＬＫ＿ＯＵＴおよびクロック信号ＣＬＫ＿ＯＵＴＢに応答してスイッチする。それゆえ増幅器４０７ａおよび増幅器４０７ｂは、１８０度位相ずれした対応する鋸波電圧を生成する。

発振器４０６は、コンデンサ４０８ａおよびコンデンサ４０８ｂおよび抵抗器４０９のサイズによって制御される周波数、コンデンサ４０８ａおよびコンデンサ４０８ｂおよび抵抗器４０９を介した電流によって制御される周波数で振動する。図４Ｂの実施形態において、固定電流が、電流源４１２ａおよび電流源４１２ｂよって、コンデンサ４０８ａおよびコンデンサ４０８へ提供される。上述の電流Ｉ_{ＦＩＸＥＤ}は、名目上の発振周波数を設定するために、抵抗器４０９を通して流れ、一方、擬似乱数的に生成された電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}は、発振周波数を名目上の発振周波数から擬似乱数的に変化する。概して、発振器４０６の発振周波数ｆ_ＯＳＣは、方程式（１）によって示される。
ｆ_ＯＳＣ＝（Ｉ_Ｃ／Ｉ_ＯＳＣ）・１／（２・Ｒ・Ｃ）
この方程式において、Ｃは、各コンデンサ４０８ａおよび４０８ｂの容量値であり、Ｒは、抵抗器４０９の抵抗値であり、Ｉ_Ｃは、各コンデンサ４０８ａおよび４０８ｂ通る電流であり、Ｉ_ＯＳＣは、抵抗器４０９を通る電流である。ゆえに、ランダムに生成された電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}の変化に応答した電流Ｉ_ＯＳＣにおける変化は、発振周波数ｆ_ＯＳＣにおけるランダムな変化という結果になる。

クロック生成器４０５は、図１のチョッピングスイッチ１０４ａおよび１０４ｂを制御する最大のチョッピング信号ＣＨＯＰ ＳＩＧＮＡＬを生成するために、クロック信号ＣＬＫ＿ＯＵＴおよびランダム化された周波数ｆ_{ＣＲＡＮＤＯＭ}を利用する。

方程式（１）によって示されたように、発振器４０８の発振周波数を変化させるために電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}を変化させることに加え、発振周波数ｆ_ＯＳＣの変化はまた、コンデンサ４０８ａおよび４０８ｂを通る電流、抵抗器４０９の値、または両方を変化させることによって実装され得る。これらの原理を示している発振器４０６の代わりの実施形態が図５Ａおよび図５Ｂに表されている。

図５Ａの実施形態において、電流Ｉ_ＯＳＣはまた、例えば図５Ｂに表されているスイッチ式の抵抗器のネットワークであり得る可変抵抗回路網５０１によって変化する。この実施形態において、図４Ｃの乱数生成器４０１によって生成されるランダムに生成されるビットＢ_０〜Ｂ_Ｎの中のビットＢ_Ｋ〜Ｂ_Ｌは、可変抵抗回路網５０１の抵抗をランダムに変化させるために利用される。上述のように、乱数生成器４０２によって生成される残余のビットは電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}を変化させる。

図５Ａはまた、コンデンサ４０８ａおよびコンデンサ４０８ｂを通る電流Ｉ_Ｃをそれぞれ変化させる、可変電流生成器５０２ａおよび可変電流生成器５０２ｂを含む。図示された実施形態において、乱数生成器４０２によって生成されるビットＢ_０〜Ｂ_Ｎのすべての組から取り出されるビットＢ_Ｒ〜Ｂ_Ｓは、可変電流生成器５０２ａおよび可変電流生成器５０２ｂによって出力される電流をランダムに変化させる。可変電流生成器５０２ａおよび可変電流生成器５０２ｂは、図４Ｄに表される可変電流生成器４０２と同様である。上述のように、ビットＢ_０〜Ｂ_Ｎのすべての組の残余のビットは、可変抵抗回路網５０１を介して電流Ｉ_{ＲＡＮＤＯＭ}および／または抵抗を変化させる。

要するに、本発明の原理は、固定周波数において高エネルギーの出力アーティファクトを生成することをうまく避けるチョッパー安定化技術を、オペアンプに提供する。特に、チョッピング周波数をランダム化することによって、チョッピングアーティファクトのエネルギーはより広い帯域幅にわたって広がる。帯域幅を限定することによって、このチョッピングアーティファクトのエネルギーがさらに容易にフィルタリングされる。

本発明は特定の実施形態を参照して示されているが、これらの記述は限定することを意味すると解釈されることを意図していない。本発明の代わりの実施形態だけではなく、開示された実施形態の様々な改変が、本発明の記述を参照することによって、当業者には明らかになり得る。開示された概念および特定の実施形態が、本発明と同じ目的を実行するための他の構造を改変または設計する基本原理として直ちに利用され得ることが、当業者によって理解されるべきである。そのような同様な構造が、添付の特許請求の範囲において述べられるような本発明の精神と範囲とを逸脱しないことがまた、当業者によってまた理解されるべきである。

ゆえに、特許請求の範囲は、本発明の正当な範囲に含まれる任意のそのような改変または実施形態に及び得ることが意図される。

本発明、およびその利点のさらに完全な理解のために、添付の図面に関連して扱われる以下の記述に対して、参照が行われる。
図１Ａは、本発明の原理を説明するのに適した例示的な多段のチョッパー安定化された演算増幅器（オペアンプ）のハイレベルブロック図である。 図１Ｂは、図１Ａの多段演算増幅器の動作特性を概ね描いている、利得対周波数の図である。 図２は、従来の典型的なチョッパー安定化されたオペアンプの出力におけるチョッピングアーティファクトの生成を示している、電力対周波数の図である。 図３Ａは、本発明の原理に従った、図１Ａのチョッパー安定化されたオペアンプのチョッピングスイッチを制御するのに適した、典型的な熱雑音のランダムなチョップ信号生成回路のブロック図である。 図３Ｂは、本発明の原理に従った、図１Ａのチョッパー安定化されたオペアンプのチョッピングスイッチを制御するのに適した、別の典型的な熱雑音ベースのランダムなチョップ信号生成回路のブロック図である。 図４Ａは、本発明の原理に従った、図１Ａのチョッパー安定化されたオペアンプのチョッピングスイッチを制御するのに適した、典型的な乱数ベースのランダムなチョップ信号生成回路のブロック図である。 図４Ｂは、図４Ａに示される発振器としての利用に適した、典型的な発振器の電気回路図である。 図４Ｃは、図４Ａに示される乱数生成器としての利用に適した、典型的な乱数生成器の電気回路図である。 図４Ｄは、図４Ａに示されるランダムな電流生成器としての利用に適した、典型的なランダムな電流生成器の電気回路図である。 図５Ａは、本発明の原理に従った、図１Ａのチョッパー安定化されたオペアンプのチョッピングスイッチを制御するのに適した、別の乱数ベースのランダムなチョップ信号生成回路の電気回路図である。 図５Ｂは、図５Ｂのチョップ信号生成回路における使用に適した、典型的な可変抵抗回路の電気回路図である。

Claims (20)

1. 演算増幅器であって、
   少なくとも一つの増幅器ステージと、
   選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有するチョッピング信号を使用して、該増幅器ステージへの入力信号および該増幅器ステージからの出力信号の両方をチョッピングするためのチョッピング回路網と
   を備える、演算増幅器。
2. 前記選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有する前記チョッピング信号を生成する回路網をさらに備え、該回路網は、
   ノイズを生成するためのノイズ生成器と、
   該ノイズを該選択された周波数帯域に限定するためのフィルターと、
   該選択された周波数帯域に限定されたノイズから該チョッピング信号を生成するための回路網と
   を備える、請求項１に記載の演算増幅器。
3. 前記選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有する前記チョッピング信号を生成する回路網をさらに備え、該回路網は、
   ノイズを生成するためのノイズ生成器と、
   該ノイズを第１周波数帯域に限定するためのフィルターと、
   変調された信号を生成するために、信号を用いて該周波数帯域において該ノイズを変調する変調器と、
   該チョッピング信号を生成するために、該変調された信号を該選択された周波数帯域へ限定するための別のフィルターと
   を備える、請求項１に記載の演算増幅器。
4. 前記選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有する前記チョッピング信号を生成する回路網であって、該回路網は、
   制御ビットの対応する数によって表される数を擬似乱数的に生成する乱数生成器と、
   該制御ビットに応答して該選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有する該チョッピング信号を生成するための発振回路網と
   を備える、請求項１に記載の演算増幅器。
5. 前記発振器回路網は、
   対応する量の電流に応答して、前記選択された周波数帯域の範囲内でチョッピング周波数を出力する電流制御発振器と、
   該電流制御発振器を制御するための前記制御ビットに対応する量の電流を生成する電流源と
   を備える、請求項４に記載の演算増幅器。
6. 前記電流源は、
   固定電流の源と、
   前記制御ビットと比例する該固定電流へある量の電流を選択的に追加するための回路網と
   を備える、請求項５に記載の演算増幅器。
7. 前記電流制御発振器は緩和発振器を備える、請求項５に記載の演算増幅器。
8. ある量の電流を選択的に追加するための前記回路網は、Ｉ／Ｘ^Ｎのある量の電流を加え、Ｎは、前記制御ビットによって表される前記擬似ランダムに生成された数であり、Ｘは、選択された要素であり、Ｉは、選択されたベース電流である、請求項５に記載の演算増幅器。
9. チョッパー安定化された演算増幅器における出力アーティファクトを最小化する方法であって、
   選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有するチョッピング信号を使用して、増幅器ステージへの入力信号と増幅器ステージからの出力信号との両方をチョッピングすること
   を包含する、チョッパー安定化された演算増幅器における出力アーティファクトを最小化する方法。
10. 前記チョッピング信号を生成することをさらに包含し、該チョッピング信号を生成することは、
    ノイズを生成することと、
    前記選択された周波数帯域に該ノイズを限定するために、該ノイズをフィルターすることと、
    周波数帯域が限定されたノイズから該チョッピング信号を生成することと
    を包含する、方法をさらに包含する、請求項９に記載の方法。
11. 前記チョッピング信号を生成することをさらに包含し、該チョッピング信号を生成することは、
    ノイズを生成することと、
    該ノイズを第１周波数帯域へ限定するために、該ノイズをフィルターすることと、
    変調信号を生成するために、信号を用いて該第１周波数帯域において、該ノイズを変調することと、
    該変調された信号を前記選択された周波数帯域へ限定し、それによって、該チョッピング信号を生成するために、該変調された信号をフィルターすることと
    を包含する、請求項９に記載の方法。
12. 前記チョッピング信号を生成することをさらに包含し、該チョッピング信号を生成することは、
    対応する制御ビットによって表される擬似乱数を生成することと、
    該制御ビットによって制御される発振器を使用して、前記選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有する、該チョッピング信号を生成することと
    を包含する、請求項１１に記載の方法。
13. 前記チョッピング信号を生成することは、
    ランダムに変化する周波数を有する該チョッピング信号を生成するように前記発振器の振動の周波数を変化させるために前記制御ビットに応答して該発振器への電流を変化させること
    を包含する、請求項１２に記載の方法。
14. 前記発振器への前記電流を変化させることは、
    該発振器の名目上の振動周波数を設定する固定電流を生成することと、
    該発振器の前記周波数を該名目上の振動周波数から変化させるために、該発振器への該電流を変化させるように該固定電流へ前記制御ビットに比例するある量の電流を追加することと
    を包含する、請求項１３に記載の方法。
15. ある量の電流を追加することは、Ｉ／２^Ｎある量の電流を生成することを包含し、Ｎは、前記制御ビットによって表される前記擬似乱数的に生成された数であり、Ｉは、選択されたベース電流である、請求項１４に記載の方法。
16. 多段演算増幅器であって、
    増幅器、および該増幅器の入力および出力におけるチョッピングスイッチを含む利得ステージであって、該チョッピングスイッチは、チョッピング信号に応答して、該利得ステージへの入力信号を変調し、該利得ステージからの出力信号を復調する、利得ステージと、
    出力負荷を駆動するための、該利得ステージに結合される出力ドライバーと、
    選択された周波数帯域の範囲内でランダムに変化する周波数を有するように、該チョッピング信号を生成するためのチョッピング信号生成回路網と
    を備える、演算増幅器。
17. 前記利得ステージと前記出力ドライバーとを結合する第２利得ステージをさらに備える、請求項１６に記載の演算増幅器。
18. 前記チョッピング信号生成回路網は、前記選択された周波数帯域の範囲内で前記ランダムに変化する周波数を有する前記チョッピング信号を生成するために生成されたノイズを使用する、請求項１６に記載の演算増幅器。
19. 前記チョッピング信号生成回路網は、前記選択された周波数帯域の範囲内で前記ランダムに変化する周波数を有する前記チョッピング信号を生成するために、擬似乱数生成器を使用する、請求項１６に記載の演算増幅器。
20. 第１利得ステージは、支配極の周波数補償を実装し、および前記出力ドライバーは広い帯域にわたり低い利得を提供する、請求項１６に記載の演算増幅器。

Images