JP2602727B2 - 圧電発振器 - Google Patents
圧電発振器Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、VCO（ボルテージコントロールドオシレ
ータ）やDTCXO（ディジタル温度補償クリスタルオシレ
ータ）に応用して好適な圧電発振器に関するものであ
る。
ータ）やDTCXO（ディジタル温度補償クリスタルオシレ
ータ）に応用して好適な圧電発振器に関するものであ
る。
〔従来の技術〕 従来より、圧電発振器として、水晶振動子とＣ−MOS
インバータとを組み合わせて構成した水晶発振器が広く
用いられている。この水晶発振器では、VCOとして利用
する際、Ｃ−MOSインバータの入力に可変容量素子とし
てのバリキャプを接続し、このバリキャプに制御電圧を
印加することによって、発振周波数を変化させ得るもの
としている。
インバータとを組み合わせて構成した水晶発振器が広く
用いられている。この水晶発振器では、VCOとして利用
する際、Ｃ−MOSインバータの入力に可変容量素子とし
てのバリキャプを接続し、このバリキャプに制御電圧を
印加することによって、発振周波数を変化させ得るもの
としている。
第11図は、VCOとして利用した水晶発振器の一例であ
り、Ｃ−MOSインバータ１の入出力間に水晶振動子２お
よび帰還抵抗R1を接続し、Ｃ−MOSインバータの入力と
接地間にパリキャプ３を接続し、Ｃ−MOSインバータ１
の出力と接地間にコンデンサ４を接続する一方、バリキ
ャプ３に抵抗R2を介して制御電圧Vcを印加するものとし
ている。
り、Ｃ−MOSインバータ１の入出力間に水晶振動子２お
よび帰還抵抗R1を接続し、Ｃ−MOSインバータの入力と
接地間にパリキャプ３を接続し、Ｃ−MOSインバータ１
の出力と接地間にコンデンサ４を接続する一方、バリキ
ャプ３に抵抗R2を介して制御電圧Vcを印加するものとし
ている。
なお、Ｃ−MOSインバータ１には、定電圧Vccを印加す
ることにより、電源電流Iccを供給している。
ることにより、電源電流Iccを供給している。
しかしながら、このように構成された水晶発振器10に
おいては、制御電圧Vcが低くなると、回路の負性抵抗ρ
が小さく（浅く）なり、発振が不安定になったり、停止
する虞れがあった。
おいては、制御電圧Vcが低くなると、回路の負性抵抗ρ
が小さく（浅く）なり、発振が不安定になったり、停止
する虞れがあった。
すなわち、一般に水晶発振器では、回路の負性抵抗ρ
が大きい（深い）ほど、発振は安定する。これを第12図
に示した特性で言えば、負性抵抗ρが最も深い発振周波
数faにて、最も安定した発振が行われる。しかし、制御
電圧Vcが低くなると、バリキャプ３の容量Ｃが大きくな
る（第13図参照）。バリキャプ３の容量Ｃが大きくなる
と、回路の負性抵抗ρは浅くなる（第14図参照）。すな
わち、制御電圧Vcが低くなると、負性抵抗ρが浅くなり
（第15図参照）、発振が不安定になったり、停止する虞
れが生ずるものとなる。
が大きい（深い）ほど、発振は安定する。これを第12図
に示した特性で言えば、負性抵抗ρが最も深い発振周波
数faにて、最も安定した発振が行われる。しかし、制御
電圧Vcが低くなると、バリキャプ３の容量Ｃが大きくな
る（第13図参照）。バリキャプ３の容量Ｃが大きくなる
と、回路の負性抵抗ρは浅くなる（第14図参照）。すな
わち、制御電圧Vcが低くなると、負性抵抗ρが浅くなり
（第15図参照）、発振が不安定になったり、停止する虞
れが生ずるものとなる。
本発明はこのような課題を解決するために提案された
もので、インバータに供給する電源電流が増大すると回
路の負性抵抗ρが大きくなることに着目し、制御電圧に
応じて、インバータに供給する電源電流を変化させるよ
うにしたものである。
もので、インバータに供給する電源電流が増大すると回
路の負性抵抗ρが大きくなることに着目し、制御電圧に
応じて、インバータに供給する電源電流を変化させるよ
うにしたものである。
したがってこの発明によれば、制御電圧が低い場合に
は、インバータに供給する電源電流を増大させることに
より、負性抵抗ρの浅い方向への変化を是正することが
可能となる。
は、インバータに供給する電源電流を増大させることに
より、負性抵抗ρの浅い方向への変化を是正することが
可能となる。
以下、本発明に係る圧電発振器を詳細に説明する。
第１図はこの発明の一実施例を示す水晶発振器の回路
構成図である。同図において、第11図と同一符号は同一
構成要素を示し、その説明は省略する。この水晶発振器
11の水晶発振器10と異なるところは、電源電流Iccを制
御電圧Vcに応じて変化させる電流制御回路５を付加した
点にある。
構成図である。同図において、第11図と同一符号は同一
構成要素を示し、その説明は省略する。この水晶発振器
11の水晶発振器10と異なるところは、電源電流Iccを制
御電圧Vcに応じて変化させる電流制御回路５を付加した
点にある。
すなわち、制御電圧Vcを増幅器５−１へ与えるものと
し、制御電圧Vcが低くなれば高い増幅電圧を、制御電圧
Vcが高くなれば低い増幅電圧を、増幅器５−１の出力と
して得るものとしている。そして、この増幅器５−１の
出力を、FETQ1およびQ2よりなるカレントミラー回路５
−２に与え、増幅器５−１のゲインとカレントミラー回
路５−２での比率（この場合、1:1）とで決定される電
源電流Iccを、Ｃ−MOSインバータ１へ供給するものとし
ている。なお、本実施例においては、Ｃ−MOSインバー
タとして、74HCU04,4069UB等の種類のICを使用してい
る。
し、制御電圧Vcが低くなれば高い増幅電圧を、制御電圧
Vcが高くなれば低い増幅電圧を、増幅器５−１の出力と
して得るものとしている。そして、この増幅器５−１の
出力を、FETQ1およびQ2よりなるカレントミラー回路５
−２に与え、増幅器５−１のゲインとカレントミラー回
路５−２での比率（この場合、1:1）とで決定される電
源電流Iccを、Ｃ−MOSインバータ１へ供給するものとし
ている。なお、本実施例においては、Ｃ−MOSインバー
タとして、74HCU04,4069UB等の種類のICを使用してい
る。
このように構成された水晶発振器11では、制御電圧Vc
が低くなると、バリキャプ３の容量Ｃが大きくなるた
め、回路の負性抵抗ρが浅い方向へ変化しようとする。
しかし、制御電圧Vcが低くなれば、増幅器５−１の出力
として得られる増幅電圧が高くなり、Ｃ−MOSインバー
タ１へ供給される電源電流Iccが増大する（第２図参
照）。Ｃ−MOSインバータ１への電源電流Iccが増大する
と、回路の負性抵抗ρは深くなる（第３図参照）。この
結果、上述した負性抵抗ρの浅い方向への変化が是正さ
れるものとなり、電源電流Iccの増大量を適当に定める
ことにより、すなわち制御電圧Vcと電源電流Iccとの変
化特性を適当に定めることにより、制御電圧Vcが低くな
った場合でも安定した発振を持続させることができるよ
うになる。
が低くなると、バリキャプ３の容量Ｃが大きくなるた
め、回路の負性抵抗ρが浅い方向へ変化しようとする。
しかし、制御電圧Vcが低くなれば、増幅器５−１の出力
として得られる増幅電圧が高くなり、Ｃ−MOSインバー
タ１へ供給される電源電流Iccが増大する（第２図参
照）。Ｃ−MOSインバータ１への電源電流Iccが増大する
と、回路の負性抵抗ρは深くなる（第３図参照）。この
結果、上述した負性抵抗ρの浅い方向への変化が是正さ
れるものとなり、電源電流Iccの増大量を適当に定める
ことにより、すなわち制御電圧Vcと電源電流Iccとの変
化特性を適当に定めることにより、制御電圧Vcが低くな
った場合でも安定した発振を持続させることができるよ
うになる。
なお、本実施例においては、カレントミラー回路５−
２をFETを用いて構成したが、第４図や第５図に示すよ
うに、トランジスタを用いて構成するものとしてもよ
い。第４図に示したカレントミラー回路５−３では、カ
レントミラー回路５−２と同様、1:1の比率で電源電流I
ccを得ることができる。第５図に示したカレントミラー
回路５−４では、1:2の比率で電源電流Iccを得ることが
できる。
２をFETを用いて構成したが、第４図や第５図に示すよ
うに、トランジスタを用いて構成するものとしてもよ
い。第４図に示したカレントミラー回路５−３では、カ
レントミラー回路５−２と同様、1:1の比率で電源電流I
ccを得ることができる。第５図に示したカレントミラー
回路５−４では、1:2の比率で電源電流Iccを得ることが
できる。
また、本実施例においては、制御電圧Vcに応じてＣ−
MOSインバータ１へ供給する電源電流Iccを変化させるも
のとしたが、制御電圧Vcに応じてＣ−MOSインバータ１
へ印加する電圧を変化させるものとしてもよい。Ｃ−MO
Sインバータ１への印加電圧を変化させる方式を採用し
ても、結果的には、Ｃ−MOSインバータ１へ供給される
電源電流Iccが変化するものとなる。すなわち、印加電
圧を変化させる方式も、電源電流Iccを変化させる方式
に含まれるものと考えてよい。
MOSインバータ１へ供給する電源電流Iccを変化させるも
のとしたが、制御電圧Vcに応じてＣ−MOSインバータ１
へ印加する電圧を変化させるものとしてもよい。Ｃ−MO
Sインバータ１への印加電圧を変化させる方式を採用し
ても、結果的には、Ｃ−MOSインバータ１へ供給される
電源電流Iccが変化するものとなる。すなわち、印加電
圧を変化させる方式も、電源電流Iccを変化させる方式
に含まれるものと考えてよい。
なお、これは言うまでもないことであるが、電源電流
Iccを制御電圧Vcに応じて変化させる電流制御手段を設
ける場合、「制御電圧Vcが零となっても発振を維持し得
る電源電流IccをＣ−MOSインバータ１に供給する」こと
を条件とする。
Iccを制御電圧Vcに応じて変化させる電流制御手段を設
ける場合、「制御電圧Vcが零となっても発振を維持し得
る電源電流IccをＣ−MOSインバータ１に供給する」こと
を条件とする。
第６図は、第１図に示した水晶発振器11に、温度補償
機能を加えた例を示す。すなわち、広範囲の温度環境下
では高温で、Ｃ−MOSインバータ１のループゲインが小
さくなる（第７図参照）。このループゲインの変化は、
回路の負性抵抗ρに影響を与え、ループゲインが小さく
なると負性抵抗ρは浅くなる。つまり、水晶発振器11に
おいては、環境温度が上昇した場合にも、負性抵抗ρが
浅くなる（第８図参照）。この負性抵抗ρの変化を是正
する温度補償機能を備えたものが、第６図に示した水晶
発振器12であって、電源電流Iccの供給通路にNPNトラン
ジスタQ7を挿入接続し、このトランジスタQ7のベース
に、電圧制御回路６の生成する制御電圧を印加するもの
としている。電圧制御回路６は、オペアンプ６−１と帰
還抵抗R4と抵抗R5とから構成され、オペアンプ６−１の
反転入力端に、抵抗R6と温度検出回路７との接続点に生
ずる電圧が供与されるものとなっている。温度検出回路
７はダイオードD1〜Dnを直列に接続して構成されてい
る。
機能を加えた例を示す。すなわち、広範囲の温度環境下
では高温で、Ｃ−MOSインバータ１のループゲインが小
さくなる（第７図参照）。このループゲインの変化は、
回路の負性抵抗ρに影響を与え、ループゲインが小さく
なると負性抵抗ρは浅くなる。つまり、水晶発振器11に
おいては、環境温度が上昇した場合にも、負性抵抗ρが
浅くなる（第８図参照）。この負性抵抗ρの変化を是正
する温度補償機能を備えたものが、第６図に示した水晶
発振器12であって、電源電流Iccの供給通路にNPNトラン
ジスタQ7を挿入接続し、このトランジスタQ7のベース
に、電圧制御回路６の生成する制御電圧を印加するもの
としている。電圧制御回路６は、オペアンプ６−１と帰
還抵抗R4と抵抗R5とから構成され、オペアンプ６−１の
反転入力端に、抵抗R6と温度検出回路７との接続点に生
ずる電圧が供与されるものとなっている。温度検出回路
７はダイオードD1〜Dnを直列に接続して構成されてい
る。
このように構成された水晶発振器12では、環境温度が
上昇すると、抵抗R6と温度検出回路７との接続点に生ず
る電圧が上昇する。この電圧はオペアンプ６−１の反転
入力端へ与えられて増幅され、制御電圧としてトランジ
スタQ7のベースに印加される。すなわち、温度上昇に応
じて増大した制御電圧が、トランジスタQ7のベースに印
加される。これにより、Ｃ−MOSインハータ１への印加
電圧が上昇し、すなわちＣ−MOSインバータ１へ供給さ
れる電源電流Iccが増大し、回路の負性抵抗ρは深くな
る。この結果、環境温度の上昇に伴う負性抵抗ρの浅い
方向への変化が是正されるものとなり、電源電流Iccの
増大量を適当に定めることにより、すなわち環境温度と
電源電流Iccとの変化特性を適当に定めることにより、
負性抵抗ρを深くかつ一定に維持して、環境温度が上昇
したとしても安定した発振を持続させることができるよ
うになる。
上昇すると、抵抗R6と温度検出回路７との接続点に生ず
る電圧が上昇する。この電圧はオペアンプ６−１の反転
入力端へ与えられて増幅され、制御電圧としてトランジ
スタQ7のベースに印加される。すなわち、温度上昇に応
じて増大した制御電圧が、トランジスタQ7のベースに印
加される。これにより、Ｃ−MOSインハータ１への印加
電圧が上昇し、すなわちＣ−MOSインバータ１へ供給さ
れる電源電流Iccが増大し、回路の負性抵抗ρは深くな
る。この結果、環境温度の上昇に伴う負性抵抗ρの浅い
方向への変化が是正されるものとなり、電源電流Iccの
増大量を適当に定めることにより、すなわち環境温度と
電源電流Iccとの変化特性を適当に定めることにより、
負性抵抗ρを深くかつ一定に維持して、環境温度が上昇
したとしても安定した発振を持続させることができるよ
うになる。
なお、上述した実施例においては、環境温度に応じて
Ｃ−MOSインバータ１への印加電圧を変化させ、結果的
に電源電流Iccを制御するものとしたが、カレントミラ
ー回路を設ける等して、電源電流Iccを直接制御するも
のとしてもよい。すなわち、Ｃ−MOSインバータ１への
印加電圧を変化させる方式も、電源電流Iccを変化させ
る方式に含まれるものと考えてよく、この意味からいっ
て、電圧制御回路６は電流制御回路と見做すことができ
る。
Ｃ−MOSインバータ１への印加電圧を変化させ、結果的
に電源電流Iccを制御するものとしたが、カレントミラ
ー回路を設ける等して、電源電流Iccを直接制御するも
のとしてもよい。すなわち、Ｃ−MOSインバータ１への
印加電圧を変化させる方式も、電源電流Iccを変化させ
る方式に含まれるものと考えてよく、この意味からいっ
て、電圧制御回路６は電流制御回路と見做すことができ
る。
また、上述した実施例において、回路の負性抵抗ρを
一定とする、環境温度と電源電流Iccとの変化特性は、
接続されたバリキャプ３およびコンデンサ４の容量値に
よって異なる。すなわち、今、バリキャプ３とコンデン
サ４の容量値、すなわち発振用コンデンサの容量値が共
にC1であり、環境温度と電源電流Iccとの変化特性が第
９図に示す特性t1として定められているとする。この状
態で、バリキャプ３とコンデンサ４の容量値をC2および
C3に替えた場合、環境温度と電源電流Iccとの変化特性
は、例えば同図に示す特性t2およびt3として定めなけれ
ばならなかったり、第10図に示す特性t4およびt5として
定めなければならなかったりする。第９図に示したよう
に特性が変化する場合には、電圧制御回路６に乗算回路
を付加することにより、そのゲインを変化させて対応す
ることができる。第10図に示したように特性が変化する
場合には、すなわち容量値の変化に対して特性が平行に
変化する場合には、電圧制御回路６に加算回路を付加す
ることにより、そのゲインを変化させて対応することが
できる。
一定とする、環境温度と電源電流Iccとの変化特性は、
接続されたバリキャプ３およびコンデンサ４の容量値に
よって異なる。すなわち、今、バリキャプ３とコンデン
サ４の容量値、すなわち発振用コンデンサの容量値が共
にC1であり、環境温度と電源電流Iccとの変化特性が第
９図に示す特性t1として定められているとする。この状
態で、バリキャプ３とコンデンサ４の容量値をC2および
C3に替えた場合、環境温度と電源電流Iccとの変化特性
は、例えば同図に示す特性t2およびt3として定めなけれ
ばならなかったり、第10図に示す特性t4およびt5として
定めなければならなかったりする。第９図に示したよう
に特性が変化する場合には、電圧制御回路６に乗算回路
を付加することにより、そのゲインを変化させて対応す
ることができる。第10図に示したように特性が変化する
場合には、すなわち容量値の変化に対して特性が平行に
変化する場合には、電圧制御回路６に加算回路を付加す
ることにより、そのゲインを変化させて対応することが
できる。
また、上述した実施例においては、Ｃ−MOSインバー
タを使用した水晶発振器での温度補償例として説明した
が、TTLインバータを使用した水晶発振器においても同
様にして、温度補償を行うことが可能である。TTLイン
バータの場合、広範囲の温度環境下では、低温でループ
ゲインが小さくなる（第７図参照）。つまり、TTLイン
バータを使用した水晶発振器においては、環境温度が低
下すると、回路の負性抵抗ρが浅くなる（第８図参
照）。したがって、TTLインバータを使用した水晶発振
器では、環境温度の低下を検出するものとし、環境温度
の低下に応じてTTLインバータへ供給する電源電流を増
大させて、負性抵抗ρの浅い方向への変化を是正するよ
うにする。
タを使用した水晶発振器での温度補償例として説明した
が、TTLインバータを使用した水晶発振器においても同
様にして、温度補償を行うことが可能である。TTLイン
バータの場合、広範囲の温度環境下では、低温でループ
ゲインが小さくなる（第７図参照）。つまり、TTLイン
バータを使用した水晶発振器においては、環境温度が低
下すると、回路の負性抵抗ρが浅くなる（第８図参
照）。したがって、TTLインバータを使用した水晶発振
器では、環境温度の低下を検出するものとし、環境温度
の低下に応じてTTLインバータへ供給する電源電流を増
大させて、負性抵抗ρの浅い方向への変化を是正するよ
うにする。
以上説明したようにこの発明による圧電発振器による
と、インバータに供給する電源電流が増大すると回路の
負性抵抗ρが大きくなることに着目し、制御電圧に応じ
て、インバータに供給する電源電流を変化させるように
したので、制御電圧が低い場合には、インバータに供給
する電源電流を増大させることにより、負性抵抗ρの浅
い方向への変化を是正することが可能となり、制御電圧
が低くなっても、発振が不安定になったり、停止する虞
れが生じず、安定した発振を持続させることが可能とな
る。
と、インバータに供給する電源電流が増大すると回路の
負性抵抗ρが大きくなることに着目し、制御電圧に応じ
て、インバータに供給する電源電流を変化させるように
したので、制御電圧が低い場合には、インバータに供給
する電源電流を増大させることにより、負性抵抗ρの浅
い方向への変化を是正することが可能となり、制御電圧
が低くなっても、発振が不安定になったり、停止する虞
れが生じず、安定した発振を持続させることが可能とな
る。
第１図は本発明に係る圧電発振器の一実施例を示す水晶
発振器の回路構成図、第２図はこの水晶発振器における
制御電圧Vcに対する電源電流Iccの変化特性図、第３図
はこの水晶発振器における電源電流Iccに対する負性抵
抗ρの変化特性図、第４図および第５図はこの水晶発振
器におけるカレントミラー回路の他の構成例を示す図、
第６図は第１図に示した水晶発振器に温度補償機能を加
えた例を示す回路構成図、、第７図はＣ−MOSインバー
タおよびTTLインバータの環境温度に対するループゲイ
ンの変化特性図、第８図はＣ−MOSインバータおよびTTL
インバータを使用した水晶発振器での環境温度に対する
負性抵抗ρの変化特性図、第９図および第10図は発振用
コンデンサの容量値の変化に対し一定の負性抵抗ρを得
るべき環境温度と電源電流Iccとの変化特性図、第11図
は従来の水晶発振器を示す回路構成図、第12図は負性抵
抗ρと最も安定な発振周波数faとの関係を示す図、第13
図は制御電圧Vcに対するバリキャプの容量Ｃの変化特性
図、第14図はバリキャプの容量Ｃに対する負性抵抗ρの
変化特性図、第15図は制御電圧Vcに対する負性抵抗ρの
変化特性図である。 １……Ｃ−MOSインバータ、２……水晶発振器、３……
バリキャプ、４……コンデンサ、５……電流制御回路、
Vc……制御電圧、Icc……電源電流。
発振器の回路構成図、第２図はこの水晶発振器における
制御電圧Vcに対する電源電流Iccの変化特性図、第３図
はこの水晶発振器における電源電流Iccに対する負性抵
抗ρの変化特性図、第４図および第５図はこの水晶発振
器におけるカレントミラー回路の他の構成例を示す図、
第６図は第１図に示した水晶発振器に温度補償機能を加
えた例を示す回路構成図、、第７図はＣ−MOSインバー
タおよびTTLインバータの環境温度に対するループゲイ
ンの変化特性図、第８図はＣ−MOSインバータおよびTTL
インバータを使用した水晶発振器での環境温度に対する
負性抵抗ρの変化特性図、第９図および第10図は発振用
コンデンサの容量値の変化に対し一定の負性抵抗ρを得
るべき環境温度と電源電流Iccとの変化特性図、第11図
は従来の水晶発振器を示す回路構成図、第12図は負性抵
抗ρと最も安定な発振周波数faとの関係を示す図、第13
図は制御電圧Vcに対するバリキャプの容量Ｃの変化特性
図、第14図はバリキャプの容量Ｃに対する負性抵抗ρの
変化特性図、第15図は制御電圧Vcに対する負性抵抗ρの
変化特性図である。 １……Ｃ−MOSインバータ、２……水晶発振器、３……
バリキャプ、４……コンデンサ、５……電流制御回路、
Vc……制御電圧、Icc……電源電流。
Claims (1)
- 【請求項１】インバータの入出力間に接続された圧電振
動子と、前記インバータの入力に接続された可変容量素
子とを備え、前記可変容量素子に制御電圧を印加するこ
とによって、発振周波数を変化させ得る圧電発振器にお
いて、前記インバータに供給する電源電流を前記制御電
圧に応じて変化させる電流制御手段を設けたことを特徴
とする圧電発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8458890A JP2602727B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 圧電発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8458890A JP2602727B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 圧電発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03283905A JPH03283905A (ja) | 1991-12-13 |
| JP2602727B2 true JP2602727B2 (ja) | 1997-04-23 |
Family
ID=13834833
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8458890A Expired - Fee Related JP2602727B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 圧電発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2602727B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2681303B2 (ja) * | 1990-03-30 | 1997-11-26 | キンセキ株式会社 | 圧電発振器 |
| JP4541805B2 (ja) * | 2004-08-31 | 2010-09-08 | 京セラキンセキ株式会社 | 温度補償型水晶発振器 |
| WO2011077705A1 (ja) * | 2009-12-22 | 2011-06-30 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | 発振器 |
| JP6128483B2 (ja) * | 2013-03-09 | 2017-05-17 | セイコーＮｐｃ株式会社 | 電圧制御型発振回路 |
| JP2016144163A (ja) * | 2015-02-04 | 2016-08-08 | セイコーＮｐｃ株式会社 | 電圧制御型発振回路 |
-
1990
- 1990-03-30 JP JP8458890A patent/JP2602727B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03283905A (ja) | 1991-12-13 |
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