JPH10284936A - 温度補償圧電発振器 - Google Patents
温度補償圧電発振器Info
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- JPH10284936A JPH10284936A JP9816897A JP9816897A JPH10284936A JP H10284936 A JPH10284936 A JP H10284936A JP 9816897 A JP9816897 A JP 9816897A JP 9816897 A JP9816897 A JP 9816897A JP H10284936 A JPH10284936 A JP H10284936A
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- JP
- Japan
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- voltage
- temperature
- conversion circuit
- current
- operational amplifier
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来の電圧電流変換回路において、演算増幅
器の出力電圧は、入力電圧にトランジスタのベース・エ
ミッタ間電圧が加算された電圧となり、前記演算増幅器
が飽和に達し易く、入力電圧の範囲を狭めざるをえない
という欠点があった。本発明はこの欠点を解決するため
になされたものであり、入力電圧の範囲を広くした電圧
電流変換回路を提供する。 【解決手段】 演算増幅器の非反転端子を接地し反転端
子とｐｎｐ及びｎｐｎトランジスタのそれぞれのエミッ
タとを接続したものに抵抗を直列接続して構成した電圧
電流変換回路のおいて、前記抵抗を介して入力電圧を印
加することにより前記演算増幅器の入力電圧範囲を広
げ、低電圧動作を可能とした電圧電流変換回路を用いた
ことを特徴とする温度補償圧電発振器。
器の出力電圧は、入力電圧にトランジスタのベース・エ
ミッタ間電圧が加算された電圧となり、前記演算増幅器
が飽和に達し易く、入力電圧の範囲を狭めざるをえない
という欠点があった。本発明はこの欠点を解決するため
になされたものであり、入力電圧の範囲を広くした電圧
電流変換回路を提供する。 【解決手段】 演算増幅器の非反転端子を接地し反転端
子とｐｎｐ及びｎｐｎトランジスタのそれぞれのエミッ
タとを接続したものに抵抗を直列接続して構成した電圧
電流変換回路のおいて、前記抵抗を介して入力電圧を印
加することにより前記演算増幅器の入力電圧範囲を広
げ、低電圧動作を可能とした電圧電流変換回路を用いた
ことを特徴とする温度補償圧電発振器。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は温度補償圧電発振器
に関し、特に入力電圧を電流に変換する電圧電流変換回
路において入力電圧範囲を広くした変換回路を用いた温
度補償発振器に関する。
に関し、特に入力電圧を電流に変換する電圧電流変換回
路において入力電圧範囲を広くした変換回路を用いた温
度補償発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、水晶発振器の周波数安定度の向
上、小型化、低価格等はめざましいものがあり、携帯電
話端末等の普及に大きく貢献している。図３はこのよう
な温度補償水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと称す）の一例
を示すブロック図である。ＴＣＸＯは破線１で囲まれた
増幅器２、水晶振動子Ｙ、可変容量素子、例えば可変容
量ダイオードＤ及び抵抗Ｒから構成される電圧制御水晶
発振器と、破線３で囲まれた温度センサ４、電圧電流変
換回路５、３次項電流変換回路Ａ６、３次項電流変換回
路Ｂ７、１次項電流変換回路８、電源Ｂ0及び抵抗Ｒ0と
から成る温度補償電圧発生回路とより構成される。該温
度補償電圧発生回路より生成する電圧を電圧制御水晶発
振器の抵抗Ｒを介して、発振ループ中の可変容量素子Ｄ
に印加し、該素子の容量変化による発振ループの周波数
温度変化が水晶振動子の周波数温度特性と逆特性になる
ように作用させることにより、発振周波数を補償する補
償方式である。ここで３次項電流変換回路Ａ６と３次項
電流変換回路Ｂ７との違いは変曲点温度（ ＡＴカット
水晶振動子の周波数温度特性を表す式の２次導関数が符
号を変える点で、約２８℃）より高温では回路Ａ６が動
作し、変曲点温度より低温では回路Ｂ７が動作するよう
にした点である。
上、小型化、低価格等はめざましいものがあり、携帯電
話端末等の普及に大きく貢献している。図３はこのよう
な温度補償水晶発振器（以下、ＴＣＸＯと称す）の一例
を示すブロック図である。ＴＣＸＯは破線１で囲まれた
増幅器２、水晶振動子Ｙ、可変容量素子、例えば可変容
量ダイオードＤ及び抵抗Ｒから構成される電圧制御水晶
発振器と、破線３で囲まれた温度センサ４、電圧電流変
換回路５、３次項電流変換回路Ａ６、３次項電流変換回
路Ｂ７、１次項電流変換回路８、電源Ｂ0及び抵抗Ｒ0と
から成る温度補償電圧発生回路とより構成される。該温
度補償電圧発生回路より生成する電圧を電圧制御水晶発
振器の抵抗Ｒを介して、発振ループ中の可変容量素子Ｄ
に印加し、該素子の容量変化による発振ループの周波数
温度変化が水晶振動子の周波数温度特性と逆特性になる
ように作用させることにより、発振周波数を補償する補
償方式である。ここで３次項電流変換回路Ａ６と３次項
電流変換回路Ｂ７との違いは変曲点温度（ ＡＴカット
水晶振動子の周波数温度特性を表す式の２次導関数が符
号を変える点で、約２８℃）より高温では回路Ａ６が動
作し、変曲点温度より低温では回路Ｂ７が動作するよう
にした点である。
【０００３】図３に示す破線１の電圧制御水晶発振器は
その発振周波数の変化量が可変容量素子Ｄの両端に印加
する電圧変化に比例するように構成された水晶発振器で
ある。また、図３に示す破線３の作用を詳しく説明する
と、温度センサ４と電圧電流変換回路５とにより温度Ｔ
に比例する電流Ｉinを生成し、それを３次項電流変換回
路Ａ６と回路Ｂ７に加えて温度Ｔの３乗に比例する電流
Ｉ3aとＩ3bとを生成する。更に、前記電流Ｉinを１次項
電流変換回路８に加えて温度Ｔに比例する電流Ｉ1を生
成し、前記電流Ｉ3a 、Ｉ3b 及びとＩ1を抵抗Ｒ0に加え
ることにより電圧ＶCが生じ、この電圧ＶCは電流Ｉinに
関する３次式、即ち次式を得る。
その発振周波数の変化量が可変容量素子Ｄの両端に印加
する電圧変化に比例するように構成された水晶発振器で
ある。また、図３に示す破線３の作用を詳しく説明する
と、温度センサ４と電圧電流変換回路５とにより温度Ｔ
に比例する電流Ｉinを生成し、それを３次項電流変換回
路Ａ６と回路Ｂ７に加えて温度Ｔの３乗に比例する電流
Ｉ3aとＩ3bとを生成する。更に、前記電流Ｉinを１次項
電流変換回路８に加えて温度Ｔに比例する電流Ｉ1を生
成し、前記電流Ｉ3a 、Ｉ3b 及びとＩ1を抵抗Ｒ0に加え
ることにより電圧ＶCが生じ、この電圧ＶCは電流Ｉinに
関する３次式、即ち次式を得る。
【０００４】
【数１】
【０００５】ここで、Ａ3、Ａ1は比例定数であり、温度
センサ４と電圧電流変換回路５とから生成される電流Ｉ
inは温度Ｔに比例するように、前記温度センサ４と電圧
電流変換回路５を構成してあるから
センサ４と電圧電流変換回路５とから生成される電流Ｉ
inは温度Ｔに比例するように、前記温度センサ４と電圧
電流変換回路５を構成してあるから
【０００６】
【数２】
【０００７】従って可変容量素子Ｄに印加される電圧Ｖ
Cは温度Ｔに関する３次式となり、次式のように書くこ
とができる。
Cは温度Ｔに関する３次式となり、次式のように書くこ
とができる。
【０００８】
【数３】
【０００９】ここで、ａ3、ａ1は比例定数である。破線
１に示す電圧制御水晶発振器の可変容量素子Ｄに数３で
示す電圧ＶC を印加し、該素子の容量を変化させ、発振
ループの周波数を３次関数的に変化させることにより、
水晶振動子の周波数温度特性と逆特性とすることが可能
である。図４は横軸を電流Ｉin、縦軸を温度補償電圧Ｖ
C とした場合の特性であり、水晶振動子の周波数温度特
性と比較すると逆特性になっている。電流Ｉinは温度Ｔ
に比例するため横軸は温度Ｔとしてもよい。
１に示す電圧制御水晶発振器の可変容量素子Ｄに数３で
示す電圧ＶC を印加し、該素子の容量を変化させ、発振
ループの周波数を３次関数的に変化させることにより、
水晶振動子の周波数温度特性と逆特性とすることが可能
である。図４は横軸を電流Ｉin、縦軸を温度補償電圧Ｖ
C とした場合の特性であり、水晶振動子の周波数温度特
性と比較すると逆特性になっている。電流Ｉinは温度Ｔ
に比例するため横軸は温度Ｔとしてもよい。
【００１０】図３に示す電圧電流変換回路５の一例と
し、入力電圧の変化に比例した電流を出力する回路とし
て図５（ａ）に示す回路が知られている。該電圧電流変
換回路は演算増幅器Ｏｐ１１と、２つの極性の異なるト
ランジスタＱ１１、Ｑ１２と、抵抗Ｒ１１とから構成さ
れる。この回路では、入力電圧Ｖｉｎを演算増幅器Ｏｐ
１１の非反転端子に印加すると、これと等しい電圧が演
算増幅器Ｏｐ１１の反転端子に得られるため、抵抗Ｒ１
１の両端電圧は、Ｖｉｎとなり、Ｖｉｎが正である場
合、即ちＶｉｎ＞０ではトランジスタＱ１２がオンとな
り、トランジスタＱ１１がオフとなる。また、Ｖｉｎが
負となる場合、即ちＶｉｎ＜０では、前記の場合とは逆
にトランジスタＱ１２がオフとなり、トランジスタＱ１
１がオンとなる。演算増幅器Ｏｐ１１の出力端子から
は、Ｖｉｎ／Ｒ１１の電流を流すのに必要なベース電流
が、Ｑ１１、Ｑ１２何れかオン状態のトランジスタに流
れることになる。
し、入力電圧の変化に比例した電流を出力する回路とし
て図５（ａ）に示す回路が知られている。該電圧電流変
換回路は演算増幅器Ｏｐ１１と、２つの極性の異なるト
ランジスタＱ１１、Ｑ１２と、抵抗Ｒ１１とから構成さ
れる。この回路では、入力電圧Ｖｉｎを演算増幅器Ｏｐ
１１の非反転端子に印加すると、これと等しい電圧が演
算増幅器Ｏｐ１１の反転端子に得られるため、抵抗Ｒ１
１の両端電圧は、Ｖｉｎとなり、Ｖｉｎが正である場
合、即ちＶｉｎ＞０ではトランジスタＱ１２がオンとな
り、トランジスタＱ１１がオフとなる。また、Ｖｉｎが
負となる場合、即ちＶｉｎ＜０では、前記の場合とは逆
にトランジスタＱ１２がオフとなり、トランジスタＱ１
１がオンとなる。演算増幅器Ｏｐ１１の出力端子から
は、Ｖｉｎ／Ｒ１１の電流を流すのに必要なベース電流
が、Ｑ１１、Ｑ１２何れかオン状態のトランジスタに流
れることになる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記の図
５（ａ）の電圧電流変換回路おいては、入力電圧Ｖｉｎ
を０より大きい電圧とするとトランジスタ１２がオンす
るため、演算増幅器Ｏｐ１１の出力端子Ｂ点の電位は、
Ｖｉｎ＋Ｖｂｅ（Ｑ１２）となる。また、入力電圧Ｖｉ
ｎを０より小さい電圧とすると、Ｂ点の電位はＶｉｎ−
Ｖｂｅ（Ｑ１１）となる。図５（ｂ）はこのときの入力
電圧Ｖｉｎと演算増幅器Ｏｐ１１の出力端子Ｂ点におけ
る電圧を表した図である。従って、図５（ａ）に示す電
圧電流変換回路を低電圧電源で使用する場合、入力電圧
Ｖｉｎの可変範囲を広く選ぶと、演算増幅器Ｏｐ１１の
出力電圧が飽和するという問題があった。また、入力電
圧Ｖｉｎの可変範囲を狭めると、基準電圧（変曲点温度
における温度補償電圧発生回路の生成電圧Ｖｒｅｆ）の
温度特性や入力電圧の変動等による電圧電流変換回路の
出力電圧のずれが無視できなくなるという問題があっ
た。本発明の目的は上記問題を解決するためになされた
ものであって、入力電圧の可変幅を大きくできる電圧電
流変換回路を提供することである。
５（ａ）の電圧電流変換回路おいては、入力電圧Ｖｉｎ
を０より大きい電圧とするとトランジスタ１２がオンす
るため、演算増幅器Ｏｐ１１の出力端子Ｂ点の電位は、
Ｖｉｎ＋Ｖｂｅ（Ｑ１２）となる。また、入力電圧Ｖｉ
ｎを０より小さい電圧とすると、Ｂ点の電位はＶｉｎ−
Ｖｂｅ（Ｑ１１）となる。図５（ｂ）はこのときの入力
電圧Ｖｉｎと演算増幅器Ｏｐ１１の出力端子Ｂ点におけ
る電圧を表した図である。従って、図５（ａ）に示す電
圧電流変換回路を低電圧電源で使用する場合、入力電圧
Ｖｉｎの可変範囲を広く選ぶと、演算増幅器Ｏｐ１１の
出力電圧が飽和するという問題があった。また、入力電
圧Ｖｉｎの可変範囲を狭めると、基準電圧（変曲点温度
における温度補償電圧発生回路の生成電圧Ｖｒｅｆ）の
温度特性や入力電圧の変動等による電圧電流変換回路の
出力電圧のずれが無視できなくなるという問題があっ
た。本発明の目的は上記問題を解決するためになされた
ものであって、入力電圧の可変幅を大きくできる電圧電
流変換回路を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明に係るの請求項１記載の発明は、演算増幅器の
非反転端子を接地し反転端子とｐｎｐトランジスタのエ
ミッタとｎｐｎトランジスタのエミッタとを接続し更に
抵抗を直列接続して構成した入力電圧と出力電流とが比
例する電圧電流変換回路のおいて、前記抵抗を介して入
力電圧を印加することにより前記演算増幅器の出力電圧
が不飽和である入力電圧を広げ、低電圧動作を可能とし
たことを特徴とする電圧電流変換回路を用いた温度補償
圧電発振器である。
に本発明に係るの請求項１記載の発明は、演算増幅器の
非反転端子を接地し反転端子とｐｎｐトランジスタのエ
ミッタとｎｐｎトランジスタのエミッタとを接続し更に
抵抗を直列接続して構成した入力電圧と出力電流とが比
例する電圧電流変換回路のおいて、前記抵抗を介して入
力電圧を印加することにより前記演算増幅器の出力電圧
が不飽和である入力電圧を広げ、低電圧動作を可能とし
たことを特徴とする電圧電流変換回路を用いた温度補償
圧電発振器である。
【００１３】
【発明の実施の形態】以下本発明を図面に示した実施の
形態に基づいて詳細に説明する。図１（ａ）は本発明に
係る電圧電流変換回路を示した図であって、演算増幅器
Ｏｐ１、ｐｎｐトランジスタＱ１、ｎｐｎトランジスタ
Ｑ２及び抵抗Ｒ１より構成される。この電圧電流変換回
路に入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１を介して演算増幅器Ｏｐ
１の反転端子に印加すると、抵抗Ｒ１には、Ｖｉｎの変
化に比例したＶｉｎ／Ｒ１の電流が流れる。入力電圧Ｖ
ｉｎが正の場合には、トランジスタＱ２がオンとなり、
入力電圧が負の場合にはトランジスタＱ１がオンとな
る。しかるに、演算増幅器Ｏｐ１の非反転端子は接地さ
れており、その電位は０Ｖと一定であるため、演算増幅
器Ｏｐ１の出力端子Ａ点には、入力電圧Ｖｉｎが正の場
合にはＶｉｎ−Ｖｂｅ（Ｑ２）の電圧が現れ、入力電圧
Ｖｉｎが負の場合にはＶｉｎ＋Ｖｂｅ（Ｑ１）の電圧が
現る。入力電圧Ｖｉｎを横軸、Ａ点の出力電圧を縦軸に
とり、Ｖｉｎ−Ａ点の出力電圧の関係を示すと図１
（ｂ）のようになる。即ち、図１（ａ）の演算増幅器Ｏ
ｐ１の出力点Ａの電圧の可変幅は、図５（ａ）に示した
演算増幅器Ｏｐ１１の出力点Ｂの可変範囲より、使用す
るトランジスタのベース・エミッタ間の電圧Ｖｂｅの４
倍だけ狭めることができるため、電圧電流変換回路の低
電圧動作において広い入力電圧範囲に対して演算増幅器
の出力電圧を飽和させないことになる。
形態に基づいて詳細に説明する。図１（ａ）は本発明に
係る電圧電流変換回路を示した図であって、演算増幅器
Ｏｐ１、ｐｎｐトランジスタＱ１、ｎｐｎトランジスタ
Ｑ２及び抵抗Ｒ１より構成される。この電圧電流変換回
路に入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１を介して演算増幅器Ｏｐ
１の反転端子に印加すると、抵抗Ｒ１には、Ｖｉｎの変
化に比例したＶｉｎ／Ｒ１の電流が流れる。入力電圧Ｖ
ｉｎが正の場合には、トランジスタＱ２がオンとなり、
入力電圧が負の場合にはトランジスタＱ１がオンとな
る。しかるに、演算増幅器Ｏｐ１の非反転端子は接地さ
れており、その電位は０Ｖと一定であるため、演算増幅
器Ｏｐ１の出力端子Ａ点には、入力電圧Ｖｉｎが正の場
合にはＶｉｎ−Ｖｂｅ（Ｑ２）の電圧が現れ、入力電圧
Ｖｉｎが負の場合にはＶｉｎ＋Ｖｂｅ（Ｑ１）の電圧が
現る。入力電圧Ｖｉｎを横軸、Ａ点の出力電圧を縦軸に
とり、Ｖｉｎ−Ａ点の出力電圧の関係を示すと図１
（ｂ）のようになる。即ち、図１（ａ）の演算増幅器Ｏ
ｐ１の出力点Ａの電圧の可変幅は、図５（ａ）に示した
演算増幅器Ｏｐ１１の出力点Ｂの可変範囲より、使用す
るトランジスタのベース・エミッタ間の電圧Ｖｂｅの４
倍だけ狭めることができるため、電圧電流変換回路の低
電圧動作において広い入力電圧範囲に対して演算増幅器
の出力電圧を飽和させないことになる。
【００１４】図２は本発明に係る電圧電流変換回路１２
を用いて、温度センサ１１の出力電圧を電流出力に変換
した一実施回路例を示す回路図である。該回路は破線１
１で囲まれたセンサ部と、破線１２で囲まれた電圧電流
変換回路より構成されている。破線１１のセンサ部は電
源Ｖｃｃに接続する抵抗Ｒ２とダイオードＤ１、Ｄ２の
直列接続回路と、前記ダイオードＤ１の電圧を入力とす
る演算増幅器Ｏｐ２と２個の抵抗Ｒ３、Ｒ４から構成さ
れている。破線１１で示す温度センサは電源電圧Ｖｃｃ
から抵抗Ｒ２を介して感温素子として用いるダイオード
Ｄ１、Ｄ２に電流を流し、温度変化によるダイオードの
フォワード電圧ＶFの変動を利用する方式の温度センサ
である。即ち、ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）のフォワード
電圧ＶFは周囲温度Ｔに比例して変化する特性（約−２
ｍＶ／℃）を有し、この特性を感温素子として用いた温
度センサである。演算増幅器へ印加する電圧を高めるた
めダイオードは２段接続としている。演算増幅器への入
力電圧に対して、その出力端子Ａ点に於ける出力電圧範
囲は、前述のように従来のものより同じ入力電圧に対し
４Ｖｂｅだけ狭められるため広い入力電圧範囲に対し
て、出力電圧が飽和することなく動作が可能となる。従
って図２の回路を温度センサ及び電圧電流変換回路をし
て用いることにより周囲温度Ｔに比例した出力電流を得
ることが可能となり、図３で示したように周囲温度に比
例した３次の項と１次の項で表される電圧を実現するこ
とが可能となり、優れた温度補償水晶発振器を作成する
ことができる。
を用いて、温度センサ１１の出力電圧を電流出力に変換
した一実施回路例を示す回路図である。該回路は破線１
１で囲まれたセンサ部と、破線１２で囲まれた電圧電流
変換回路より構成されている。破線１１のセンサ部は電
源Ｖｃｃに接続する抵抗Ｒ２とダイオードＤ１、Ｄ２の
直列接続回路と、前記ダイオードＤ１の電圧を入力とす
る演算増幅器Ｏｐ２と２個の抵抗Ｒ３、Ｒ４から構成さ
れている。破線１１で示す温度センサは電源電圧Ｖｃｃ
から抵抗Ｒ２を介して感温素子として用いるダイオード
Ｄ１、Ｄ２に電流を流し、温度変化によるダイオードの
フォワード電圧ＶFの変動を利用する方式の温度センサ
である。即ち、ダイオード（Ｄ１、Ｄ２）のフォワード
電圧ＶFは周囲温度Ｔに比例して変化する特性（約−２
ｍＶ／℃）を有し、この特性を感温素子として用いた温
度センサである。演算増幅器へ印加する電圧を高めるた
めダイオードは２段接続としている。演算増幅器への入
力電圧に対して、その出力端子Ａ点に於ける出力電圧範
囲は、前述のように従来のものより同じ入力電圧に対し
４Ｖｂｅだけ狭められるため広い入力電圧範囲に対し
て、出力電圧が飽和することなく動作が可能となる。従
って図２の回路を温度センサ及び電圧電流変換回路をし
て用いることにより周囲温度Ｔに比例した出力電流を得
ることが可能となり、図３で示したように周囲温度に比
例した３次の項と１次の項で表される電圧を実現するこ
とが可能となり、優れた温度補償水晶発振器を作成する
ことができる。
【００１５】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように演算増幅
器の非反転端子を接地し、反転端子に抵抗を介して入力
電圧を印加し、前記演算増幅器の出力をｐｎｐ及びｎｐ
ｎトランジスタのベース端子へ入力することにより、入
力電圧に比例した出力電流を得るように構成した回路で
ある。従って、低電源電圧動作においても、広い入力電
圧の変化範囲に対応した電流を得ることが可能となり、
変曲点温度における生成電圧である基準電圧が外部の雑
音等の影響で変動した場合でも、入力電圧の変化幅を広
くできるため、出力の影響を少なくすることができると
いう優れた効果を発揮する。また、温度補償発振回路を
ＩＣ化する場合に本発明を適用すると優れた回路とな
り、小型、高精度の温度補償発振器を構成することがで
きる。
器の非反転端子を接地し、反転端子に抵抗を介して入力
電圧を印加し、前記演算増幅器の出力をｐｎｐ及びｎｐ
ｎトランジスタのベース端子へ入力することにより、入
力電圧に比例した出力電流を得るように構成した回路で
ある。従って、低電源電圧動作においても、広い入力電
圧の変化範囲に対応した電流を得ることが可能となり、
変曲点温度における生成電圧である基準電圧が外部の雑
音等の影響で変動した場合でも、入力電圧の変化幅を広
くできるため、出力の影響を少なくすることができると
いう優れた効果を発揮する。また、温度補償発振回路を
ＩＣ化する場合に本発明を適用すると優れた回路とな
り、小型、高精度の温度補償発振器を構成することがで
きる。
【図１】（ａ）本発明に係る電圧電流変換回路の一実施
例を示した図、（ｂ）はその入力電圧と出力点Ａの出力
電圧である。
例を示した図、（ｂ）はその入力電圧と出力点Ａの出力
電圧である。
【図２】感温素子にダイオードを用い、そのフォワード
電圧ＶFを温度センサの出力電圧として本発明の電圧電
流変換回路に入力し、電流に変換する回路を示す図であ
る。
電圧ＶFを温度センサの出力電圧として本発明の電圧電
流変換回路に入力し、電流に変換する回路を示す図であ
る。
【図３】温度に比例した３次項と１次項との電圧を可変
容量素子に印加して構成する温度補償水晶発振器であ
る。
容量素子に印加して構成する温度補償水晶発振器であ
る。
【図４】温度Ｔに比例した３次項と１次項との電圧で生
成した補償電圧である。
成した補償電圧である。
【図５】（ａ）従来の電圧電流変換回路を示す回路図、
（ｂ）その回路の入力電圧と出力Ｂ点の出力電圧であ
る。
（ｂ）その回路の入力電圧と出力Ｂ点の出力電圧であ
る。
Ｏｐ１、 Ｏｐ２、 Ｏｐ３・・演算増幅器 Ｑ１、 Ｑ２、 Ｑ３、 Ｑ４・・トランジスタ Ｒ１、 Ｒ２、 Ｒ３、 Ｒ４、 Ｒ５・・抵抗 Ｄ１、Ｄ２・・ダイオード １１・・温度センサ部 １２・・電圧電流変換回路 整理番号 Ｆ９６−００
（１） 化学式等を記載した書面 明細書
（１） 化学式等を記載した書面 明細書
【数１】ＶC ＝Ａ3Ｉin 3＋Ａ1Ｉin ＶC ：可変容量素子の印加電圧 Ｉin ：温度に比例した電流 Ａ3、Ａ1：定数
【数２】Ｉin∝Ｔ
【数３】 ＶC＝ａ3（Ｔ−ＴR）3＋ａ1（Ｔ−ＴR）＋Ｖref ａ3、ａ1 ：定数 ＴR ：変曲点温度 Ｖref ：変曲点温度における生成電圧
Claims (1)
- 【請求項１】 演算増幅器の非反転端子を接地し反転端
子とｐｎｐ及びｎｐｎトランジスタのそれぞれのエミッ
タとを接続したものに抵抗を直列接続して構成した電圧
電流変換回路のおいて、前記抵抗を介して入力電圧を印
加することにより前記演算増幅器の入力電圧範囲を広
げ、低電圧動作を可能とした電圧電流変換回路を用いた
ことを特徴とする温度補償圧電発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9816897A JPH10284936A (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 温度補償圧電発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9816897A JPH10284936A (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 温度補償圧電発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10284936A true JPH10284936A (ja) | 1998-10-23 |
Family
ID=14212544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9816897A Pending JPH10284936A (ja) | 1997-03-31 | 1997-03-31 | 温度補償圧電発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10284936A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267246A (ja) * | 2006-03-29 | 2007-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ｉｃ、水晶発振器、ｔｃｘｏモジュールおよび携帯電話機 |
| JP2008271355A (ja) * | 2007-04-24 | 2008-11-06 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 表面実装用の温度補償水晶発振器 |
-
1997
- 1997-03-31 JP JP9816897A patent/JPH10284936A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267246A (ja) * | 2006-03-29 | 2007-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ｉｃ、水晶発振器、ｔｃｘｏモジュールおよび携帯電話機 |
| JP4745102B2 (ja) * | 2006-03-29 | 2011-08-10 | パナソニック株式会社 | 基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ｉｃ、水晶発振器および携帯電話機 |
| JP2008271355A (ja) * | 2007-04-24 | 2008-11-06 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 表面実装用の温度補償水晶発振器 |
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