JP4745102B2 - 基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ｉｃ、水晶発振器および携帯電話機 - Google Patents

Description

本発明は、温度補償機能付き水晶発振器に関する。

近年、電子機器では機器の小型化・軽量化が求められ、更に高信頼性、高精度であることが望まれている。このような背景の中、数々の電子機器でクロック信号の生成等に水晶振動子が多く用いられている。水晶振動子を用いた水晶発振回路の発振周波数は、特に周囲温度の変化に対して発振周波数が高安定であることを要求されている。このような水晶振動子の中で最も多く利用されているものに、厚み滑り振動子がある。

厚み滑り振動子を用いた水晶発振回路の発振周波数は、周囲温度Ｔａの変化に従って大きな変化を示すことが知られている。例えば、基準周波数Ｆｒ（基準温度Ｔｒ）に対する発振周波数Ｆａ（周囲温度Ｔａ）の比率は、−３０℃から＋８０℃までの周囲温度Ｔａの範囲で数十ｐｐｍの変動を示す。また、基準周波数Ｆｒにもばらつきがある。

このような発振周波数の変動やばらつきは、高精度の電子機器では重大な問題となる。したがって、発振周波数のより安定な水晶発振回路が望まれている。例えば、周波数比率Ｆａ／Ｆｒの変動が２．５ｐｐｍ以内であり、かつ基準周波数Ｆｒのばらつきが０．３ｐｐｍ以内であることが要求される。

そこで、高精度の電子機器では水晶発振周波数の温度補償が行われるのが通例である。例えば、水晶振動子に可変容量ダイオード（バリキャップ・ダイオード）を直列接続し、周囲温度Ｔａに応じた補償電圧を可変容量ダイオードに与える。水晶発振回路の発振周波数Ｆａを周囲温度Ｔａによらず一定にするための補償電圧Ｖd(t)は、
Ｖd(t)＝−Ａ（Ｔa −Ｔr ）³ ＋Ｂ（Ｔa −Ｔr ）＋Ｃ …（１）
で与えられる。ここに、Ａ、Ｂ、Ｃはいずれも０でない定数である。

つまり、式（１）の補償電圧Ｖd(t)は、周囲温度Ｔa と基準温度Ｔr との差の三次関数で表わされる。この三次関数に対応した三次曲線は、Ｔａ＝Ｔｒの位置に変曲点を有する点対称の曲線である。また、三次関数は三次関数発生回路で生成されるが、三次関数の基準になる一次関数は、温度補償された一次関数発生回路において生成される。

図１２は、従来の温度補償された一次関数発生回路を示す。温度補償された一次関数発生回路は、温度変動を検知して電流、又は電圧に変換する。同図において、２１は温度センサー、６２は一次関数発生回路であり、温度センサー２１の端子電圧V1(T)が温度に依存して線形に変動し、６２の一次関数発生回路の出力電流IOUTから温度に依存した線形な電流が出力される。

図１３は、従来の温度補償機能付き水晶発振器（ＴＣＸＯ：Temperature Compensated Crystal Oscillator）の構成例を示している。同図の構成は、コントローラ１１０と、１次関数発生回路２００と、０次関数発生回路３００と、Ｎ次関数発生回路１３０と、２本の抵抗１１１，１１２と、可変容量ダイオード１１３と、水晶発振回路４００とを備えている。

コントローラ１１０は、２３個のフリップフロップで構成された１つのシフトレジスタであって、シリアルデータ信号Ｄin及びシフトクロック信号ＣＬＫの入力を受け、前記の式（１）中の４定数Ａ、Ｂ、Ｃ及びＴｒを示す信号を供給するものである。尚、信号Ａ、Ｂ、Ｃ及びＴｒは、各々４ビット、６ビット、８ビット及び５ビットの信号である。

１次関数発生回路２００は、信号Ａ、Ｂ及びＴｒの入力を受け、周囲温度Ｔa によらず一定のベース電圧Ｖbcを電流伝達のために供給する機能と、周囲温度Ｔa によらず一定の電流を排出する電流源１０６の機能と、周囲温度Ｔaによらず一定の電流を吸収する電流源１１６の機能と、Ｔa ≧Ｔ0 の場合にはＴa−Ｔ0 に比例した電流を排出しかつＴa ＜Ｔ0 の場合には｜Ｔa −Ｔ0 ｜に比例した電流を吸収する電流源１１７の機能と、Ｔa ≧Ｔ0 の場合にはＴa −Ｔ0 に比例した電流を排出しかつＴa ＜Ｔ0 の場合には｜Ｔa −Ｔ0 ｜に比例した電流を吸収する電流源１１７ａの機能とを兼ね備えたものである。

電流源１０６，１１７，１１６に接続されたＮ次関数発生回路１３０は、Ｔa ≧Ｔ0 においてＴa−Ｔ0 のＮ乗に比例した電流を吸収し、かつＴa ＜Ｔ0 において｜Ｔa −Ｔ0 ｜のＮ乗に比例した電流を排出する。同図中の矢印１２０は、Ｎ次関数発生回路１３０の２極性の出力電流を表わしている。

０次関数発生回路３００は、ベース電圧Ｖbc及び信号Ｃの入力を受け、周囲温度Ｔa によらず一定の電圧Ｖc を発生するものである。２本の抵抗１１１，１１２と可変容量ダイオード１１３との直列接続回路は、１次関数発生回路２００の１つの機能である電流源１１７ａの出力電流と、Ｎ次関数発生回路１３０の出力電流１２０との和を電圧に変換し、かつ該変換により得られた電圧と０次関数発生回路３００の出力電圧Ｖc との和を水晶発振回路４００に補償電圧Ｖd(t)として供給するための手段を構成するものである。この補償電圧Ｖd(t)は、前記の式（１）で与えられる。

図１４は、水晶発振回路４００の詳細構成を示している。同図の回路は、コルピッツ型の水晶発振回路であって、水晶振動子４０１と、ＮＰＮトランジスタ４０２と、定電圧源４０３と、４本の抵抗４０４，４０５，４０６，４０７と、２個のコンデンサ４０８，４０９と、１個のカップリングコンデンサ４１０とで構成されている。同図ではＮＰＮトランジスタ４０２のコレクタから出力電圧Ｖout が導出されているが、該ＮＰＮトランジスタ４０２のエミッタから出力電圧Ｖout を導出するようにしてもよい。

上記の構成によれば、周囲温度と基準温度との差のべき乗に比例した電流を発生するための関数発生回路を、複数のダイオード列と、その各々に電流を流すための複数の電流源とで構成することとしたので、大容量のプログラマブルＲＯＭや高分解能のＤ／Ａ変換器を用いずに水晶発振周波数の高精度の温度補償を実現できる関数発生回路を提供することができる（例えば、特許文献１参照）。
特開平９−１５３１０４号公報

図１２に示したように、水晶発振回路４００の温度を補償する為には、水晶発振周波数の温度補償に適した関数発生回路２００，３００，１３０が使用される。関数発生回路２００，３００，１３０は温度の変動に応じて制御電圧を発生する。水晶発振回路４００の出力周波数は、この制御電圧に応じてその変動を適切に制御され、温度による変動が無くなる様に補償される。

このように高精度の電子機器では水晶発振周波数の温度補償が行われるが、更に、電源投入直後に発生する出力周波数の変動を０．０５ｐｐｍ以内に納めることが要求されている。しかし従来の回路ではこれに対応ができていない。起動時の出力周波数の変動の原因はいくつか考えられるが、本出願人は、この原因が、温度補償回路を搭載しているＩＣのチップ表面温度の変動にあると特定した。

図１６は、従来の一次関数発生回路の電源投入直後の動作を説明するための図である。同図に示すとおり、起動時のチップ温度の変動により温度センサー２１の端子電圧V1(t)が変動し、それに応じた出力電流IOUTの変動が発生する。そして、最終的に図１３に示した可変容量ダイオード１１３の印加電圧が変動するため、出力周波数が変動する。

図１７は、従来の１シールＴＣＸＯモジュールの電源投入直後の動作を示すタイムチャートである。電源ＶＣＣが時間０で投入された後は、ＩＣのチップ表面温度が変動し（ΔT）、前記の関数発生回路の制御電圧V1(t)も変動する（ΔV1）。これにより関数発生回路の出力電流IOUTが変動し（ΔIOUT）、出力周波数が変動する（Δf）ので安定するまでに相当な時間がかかる。

本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、起動時に発生する出力周波数の変動を安定化させることができる基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣ、水晶発振器および携帯電話機を提供することを目的としている。

本発明の基準電流制御回路は、水晶発振回路に供給する補償電圧を生成するための基準電流を出力する基準電流制御回路であって、起動時からの所定時間、温度に対応して生成された基準電圧の変動を調整する機能と、調整後の基準電圧を電流に変換して前記基準電流とする機能と、温度に対応した基準電圧を生成する温度センサー回路と、起動時からの所定時間、前記基準電圧の変動を調整する調整回路と、調整後の基準電圧を電流に変換し、前記基準電流として出力する電圧―電流変換回路と、を備え、前記調整回路は、前記基準電圧と逆の温度−電圧特性を有するキャンセル電圧を生成するキャンセル回路と、前記基準電圧と前記キャンセル電圧とを加算する足し算回路と、起動から所定時間経過したタイミングを示す切替信号を生成する時定数回路と、前記切替信号で示された前記タイミングで、前記キャンセル回路と前記足し算回路との接続を開放するスイッチと、を有する。上記構成によれば、起動時からの所定時間、温度補償機能を無効とすることにより、起動時のＩＣチップ表面温度の変動の影響を抑制できるため、起動時における水晶発振回路の出力周波数の変動を安定化することができる。

また、本発明の基準電流制御回路は、前記調整回路が、前記基準電圧の変動を検知して、前記キャンセル回路に検知信号を出力する検知回路を有するものである。上記構成によれば、検知回路で検知した結果をフィードバックすることにより、起動時における水晶発振回路の出力周波数の変動を一層安定化することができる。

また、本発明の温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣは、本発明の基準電流制御回路と、前記基準電流制御回路から出力された基準電流に基づいて生成された補償電圧に応じた周波数で水晶振動子を発振させる水晶発振回路と、を備える。また、本発明の水晶発振器は、水晶振動子と、本発明の温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣと、を備える。上記構成によれば、起動時からの所定時間、温度補償機能を無効とすることにより、起動時のＩＣチップ表面温度の変動の影響を抑制できるため、起動時における水晶発振回路の出力周波数の変動を安定化することができる。

また、本発明の温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣは、水晶発振回路の内部の発振信号を出力する出力回路部を別チップとしたものである。上記構成によれば、大電流が流れ大きな熱源となっている出力回路部を別のチップに移すことにより、起動時におけるＩＣの温度変動をなくし、出力周波数ドリフトをなくすことができる。

また、本発明の携帯電話機は、本発明の温度補償機能付き水晶発振器を搭載した携帯電話機である。

本発明によれば、起動時に発生する出力周波数の変動を安定化させることができる。

以下、水晶振動子と、水晶振動子を発振させる水晶発振回路と、水晶発振回路に供給する補償電圧を生成するための基準電流を出力する基準電流制御回路と、を備える温度補償機能付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）に関する例を説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る基準電流制御回路５００の構成の一例を示している。同図の構成は、温度センサー２１と、電圧−電流変換回路２２と、キャンセル回路２３と、スイッチ２４と、時定数回路２５と、足し算回路２６とを備えている。温度センサー２１は、温度に対応した基準電圧を生成するものである。キャンセル回路２３、スイッチ２４、時定数回路２５および足し算回路２６は、起動時からの所定時間、基準電圧の変動を調整するものである。キャンセル回路２３は、基準電圧の変動に対応したキャンセル電圧を生成するものであり、足し算回路２６は、基準電圧とキャンセル電圧とを加算するものであり、時定数回路２５は、起動から所定時間経過したタイミングを示す切替信号を生成するものであり、スイッチ２４は、切替信号に応じて、キャンセル回路２３と足し算回路２６との接続を開放するものである。また、電圧−電流変換回路２２は、調整後の基準電圧を電流に変換し、基準電流として出力するものである。尚、図１に示すキャンセル回路２３は、予め定められた特性のキャンセル電圧を生成する。

ここでは、基準温度をＴｒとするとき、起動時にLSIのチップ表面温度がΔTr上昇し、
それによりダイオード１のコレクタ・ベースの電圧V1(t)の変動が発生する場合について説明する。キャンセル回路２３は、電圧V1(t)の変動と逆方向の電圧V2(t)を出力する。足し算回路２６は、V１(t)（基準電圧）とV2(t)（キャンセル電圧）とを加算する。そして、温度変動の影響が抑圧された電圧V3(t)が、電圧−電流変換回路２２の入力トランジスタ３のベースに入力される。これにより、出力電流IOUTは、LSIのチップ表面温度に依存しない一定の電流となる。

チップ表面温度が安定した後は通常の温度変動に依存した動作（温度補償）をすることが必要なため、時定数回路２５が、起動から所定時間経過したタイミングを示す切替信号を生成し、起動時からの所定時間経過後、キャンセル回路２３と足し算回路２６の間にあるスイッチ２４がOFFとなる。

図２は時定数回路２５の一例を示す。同図に示す時定数回路２５は、主に充電回路４１とコンパレータ回路４２により構成される。時定数回路２５は、起動と共に、容量４３に流れ込む定電流Ioにより充電され、端子電圧Ｖ１（ｔ）がリニアに上がっていく。そして、コンパレータ回路４２の基準電圧Ｖｒｅｆと同電位以上になると、出力がＨ→Ｌに反転する。これにより、時定数回路２５は、起動から所定時間経過したタイミングで、出力がＨ→Ｌに反転する切替信号を生成する。時定数回路２５で生成された切替信号が図１のスイッチ２４に供給され、スイッチ２４は、切替信号に応じて、キャンセル回路２３と足し算回路２６との接続を開放する。

図３は、本発明の実施形態に係る基準電流制御回路５００の構成の一例を示している。図３の構成は、図１に示した温度センサー２１と、電圧−電流変換回路２２と、キャンセル回路２３と、スイッチ２４と、時定数回路２５と、足し算回路２６と、に加え、検知回路３０を備えている。検知回路３０は、温度センサー２１で生成された基準電圧の変動を検知して、キャンセル回路２３に検知信号を出力するものである。また、図３に示すキャンセル回路２３は、検知信号に応じたキャンセル電圧を生成する。

ここでは、基準温度をＴｒとするとき、起動時にLSIのチップ表面温度がΔTr上昇し、
それによりダイオード１のコレクタ・ベースの電圧V1(t)の変動が発生する場合について説明する。この電圧V1(t)は検知回路３０にフィードバックされ、検知回路３０で検知した電圧に応じて、キャンセル回路２３が、電圧V1(t)の変動を反転させた電圧V2(t)を出力する。足し算回路２６は、V１(t)とV2(t)とを加算する。そして、温度変動の抑圧された電圧V3(t)が、電圧−電流変換回路２２の入力トランジスタ３のベースに入力される。これにより、出力電流IOUTは、LSIのチップ表面温度に依存しない一定の電流となる。

チップ表面温度が安定した後は通常の温度変動に依存した動作をすることが必要なため、時定数回路２５により一定時間後、キャンセル回路２３と足し算回路２６の間にあるスイッチ２４がOFFとなる。

次に、起動時に発生する出力周波数の変動を安定化させることができるＴＣＸＯモジュールの構成について説明する。

図１５は、従来の１シールＴＣＸＯモジュールの断面構造図を示す。従来の１シールＴＣＸＯモジュールは、セラミック３８のケース内に温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５および水晶振動子３６を積み重ねて配置するフリップチップ実装により構成される。このような従来の構成の場合、温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５で検出される温度と、本来検出すべき水晶振動子３６の温度とに、差ができやすい。

図４は、本発明の実施形態に係る周波数ドリフト補償ＴＣＸＯモジュールの構成の一例（その１）を示している。温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５のチップの裏面に放熱板３７を装着し、効率良く放熱をする。これにより、起動時の温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５のチップ表面温度の変動が通常時と比較して少なくなるため、温度センサー２１の端子電圧V1(t)の変動が少なくなり、その結果電圧−電流変換回路２２の出力電流IOUTの変動が少なくなり、更にその結果、出力周波数変動が抑えられる。

図５は、本発明の実施形態に係る周波数ドリフト補償ＴＣＸＯモジュールの構成の一例（その２）を示している。水晶振動子３６の表面に温度センサー２１を接触（直接装着）させ、その端子電圧V1(t)を温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５内の電圧−電流変換回路２２の入力トランジスタ３のベースに入力する。これにより、水晶振動子３６の温度変動と温度センサー２１の温度が同じになる。したがって、温度センサー２１は、温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５のチップ表面温度の影響を受けず、正確に水晶振動子３６の温度を反映した電圧V1(t)を出力するため、電圧−電流変換回路２２の出力電流IOUTは、起動時の変動において水晶振動子３６の温度を正確に反映したものになる。

よって、出力電流IOUTに基づいて生成された補償電圧も、正確に水晶振動子３６の温度変動を反映したものになるため、結果的に出力周波数は一定になる。尚、この場合は先述の温度センサー２１は温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５のチップ温度の影響を受けないため、キャンセル回路２３は不要である。

図６は、図５に示した周波数ドリフト補償ＴＣＸＯモジュールの回路図を示す。温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５には図６の電圧−電流変換回路２２を内蔵する。図６に示す温度センサーのダイオード１，２で構成される温度検出部２７を、図５に示す水晶振動子３６に直接接触させ、配線３９により電圧−電流変換回路２２と接続する。

図７および図８は、図１〜図３を参照して説明した本実施形態の基準電流制御回路５００における電源投入直後の動作（１，２）を説明するための図である。尚、図７は電源投入後のチップ表面温度の変動（ΔT）が大きい場合を示し、図８は電源投入後のチップ表面温度の変動（ΔT）が小さい場合を示す。

同図に示すとおり、電源ＶＣＣが時間０で投入された後は、チップ表面温度の変動（Δ
T）により温度センサー２１の端子電圧V1(t)が変動する（ΔV1）。ここで、キャンセル
回路２３で生成されるV2(t)は、温度センサー２１の端子電圧V1(t)の逆の特性（ΔV2）
を有するため、足し算回路２６でV1(t)とV2(t)を加算することにより、基準電流制御回路５００の出力端子から一定の電流IOUTを出力することができる。これにより、出力電流IOUTに基づいて生成された補償電圧が一定となるため、起動時の出力周波数のドリフトを安定化することができる。

図９は、本実施形態の基準電流制御回路５００における電源投入直後の動作（３）を説明するための図である。これは、図５および図６を参照して説明した、温度センサー２１を水晶振動子３６に直接接触させた場合を示す。この場合、水晶振動子３６の温度変動（ΔT(xtal)）と温度センサー２１の検出電圧V1(t)の変動（ΔV1）が逆の特性になる。

温度センサー２１は、温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ３５のチップ表面温度の影響（ΔT）を受けず、正確に水晶振動子３６の温度を反映した電圧V1(t)を
出力するため、電圧−電流変換回路２２の出力電流IOUTは、起動時において水晶振動子３６の温度変動を正確に反映したものになる。よって出力電流IOUTに基づいて生成された補償電圧も正確に水晶振動子３６の温度変動を反映したものになるため、結果的に出力周波数は一定になる。

図１０は、本発明の実施形態に係る温度補償機能付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）の構成例を示している。同図の構成は、従来例を示す図１３とほぼ同様であるが、本実施形態では、基準電流制御回路５００を１次関数発生回路として用いており、基準電流制御回路５００およびＮ次関数発生回路１３０からの出力をOFFとするためのスイッチ１１５，１１４が設けられている。尚、水晶発振回路４００は、水晶振動子（図示せず）を含む。

本発明の実施形態に係る温度補償機能付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）によれば、基準電流制御回路５００により、起動時からの所定時間、出力周波数のドリフトを安定化することができるとともに、所定時間経過後にスイッチ１１５，１１４を開放（OFF）することにより、温度に応じた補償電圧Vd(t)を水晶発振回路４００に供給し、出力周波数の温度ドリフトを補償することができる。

ところで、従来の一般的な水晶発振回路４００では、内部の出力回路部４０１において大電流が流れる。図１８は、従来の水晶発振回路４００の内部回路の一例を示す。そのため大きな熱源となっており、起動時にICの温度変動を発生させる。その温度変動が起動時の出力周波数ドリフトを発生させる大きな要因となっている。

図１９は、本発明の実施形態において出力回路４０１を外部に出した水晶発振回路４００の一例を示す。本実施形態の水晶発振回路４００では、同図に示すように、出力回路部４０１を別のチップに移すことにより、大きな熱源による温度変動の影響を無くすことができる。

図１１は、本発明の実施形態にかかるＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access：広域符号分割多元接続）方式の携帯電話機のブロック図を示す。同図に示す携帯電話機は、上述した温度補償機能付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）５３を搭載している。ＷＣＤＭＡ方式の携帯電話機の受信回路は、受信ＲＦ信号を直接ベースバンド帯のＩＱ信号に変換するダイレクトコンバージョン方式を採用している。

アンテナ４５で受信したＲＦ信号はアンテナ共用機４６で受信側に分離され、隣接チャンネル周波数等の妨害波を抑圧するために、ローノイズアンプ４７、バンドパスフィルタ４８および直交復調器４９によりアナログベースバンドのＩ，Ｑ信号に変換される。Ｉ，Ｑ信号は、帯域制限用のローパスフィルタ５０，５１を通過してベースバンドプロセッサ５２に入力され、ディジタル信号に変換されて復調される。

一方、ベースバンドプロセッサ５２で生成されたＩ，Ｑ信号は、帯域制限用のローパスフィルタ５５，５６を通過して直交変調器５７に入力されてＲＦ信号に変換され、バンドパスフィルタ５８で隣接チャンネル周波数等の妨害波を抑圧した後、パワーアンプ５９で電力増幅され、アンテナ共用機４６を通ってアンテナ４５から送信される。

温度補償機能付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）５３は、温度補償された基準クロックＶＣをベースバンドプロセッサ５２および周波数シンセサイザー５４に供給し、ベースバンドプロセッサ５２内においてアナログ信号をディジタル信号に変換するためのＡＤ変換器、該ＡＤ変換器の後に接続されたＦＩＲフィルタ（ディジタルフィルタ）、およびディジタルフィルタの出力信号を復調する復調回路を動作させ、直行復調器４９および直交変調器５７の０／９０°位相回路を動作させる。

本発明の実施形態に係るＷＣＤＭＡ方式の携帯電話機によれば、温度補償機能付き推奨発振器（ＴＣＸＯ）５３によって、起動時からの所定時間、出力周波数のドリフトを制御することができるとともに、所定時間経過後は、温度に応じた補償電圧を水晶発振回路に供給し、出力周波数の温度ドリフトを補償することができる。

本発明は、起動時に発生する出力周波数の変動を安定化させることができる効果を有し、基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣ、水晶発振器および携帯電話機等に有用である。

本発明の実施形態に係る基準電流制御回路５００の構成の一例を示す図 時定数回路２５の一例を示す図 本発明の実施形態に係る基準電流制御回路５００の構成の一例を示す図 本発明の実施形態に係る周波数ドリフト補償ＴＣＸＯモジュールの構成の一例（その１）を示す図 本発明の実施形態に係る周波数ドリフト補償ＴＣＸＯモジュールの構成の一例（その２）を示す図 図５に示した周波数ドリフト補償ＴＣＸＯモジュールの回路図を示す図 本実施形態の基準電流制御回路５００における電源投入直後の動作（１）を説明するための図 本実施形態の基準電流制御回路５００における電源投入直後の動作（２）を説明するための図 本実施形態の基準電流制御回路５００における電源投入直後の動作（３）を説明するための図 本発明の実施形態に係る温度補償機能付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）の構成例を示す図 ＷＣＤＭＡ方式の携帯電話機のブロック図 従来の温度補償された一次関数発生回路を示す図 従来の温度補償機能付き水晶発振器（ＴＣＸＯ）の構成例を示す図 水晶発振回路４００の詳細構成を示す図 従来の１シールＴＣＸＯモジュールの断面構造図を示す図 従来の一次関数発生回路の電源投入直後の動作を説明するための図 従来の１シールＴＣＸＯモジュールの電源投入直後の動作を示すタイムチャート 従来の水晶発振回路の内部回路の一例を示す図 本発明の実施形態において出力回路を外部に出した水晶発振回路の一例を示す図

符号の説明

１，２，５，６，９ ダイオード
３，４，７，８，１０ トランジスタ
１３，１４ 定電流源
１１，１２，１５，１６，１７，１８，１９，２０，１１１，１１２ 抵抗
２１ 温度センサー
２２ 電圧−電流変換回路
２３ キャンセル回路
２４，１１４，１１５ スイッチ
２５ 時定数回路
２６ 足し算回路
２７ 温度検知部
３０ 検知回路
３５ 温度補償機能付き発振器回路（ＴＣＸＯ）制御ＩＣ
３６ 水晶振動子
３７ 放熱板
３８ セラミック
３９ 配線
４１ 充電回路
４２ コンパレータ回路
４３ 容量
４５ アンテナ
４６ アンテナ共用機
４７ ローノイズアンプ
４８，５８ バンドパスフィルタ
４９ 直交復調器
５０，５１，５５，５６ ローパスフィルタ
５２ ベースバンドプロセッサ
５３ ＴＣＸＯ
５４ 周波数シンセサイザー
５７ 直交変調器
５９ パワーアンプ
６２，２００ 一次関数発生回路
１１０ コントローラ
１１３ 可変容量ダイオード
１３０ Ｎ次関数発生回路
３００ ０次関数発生回路
４００ 水晶発振回路
４０１ 出力回路
５００ 基準電流制御回路

Claims (6)

1. 水晶発振回路に供給する補償電圧を生成するための基準電流を出力する基準電流制御回路であって、
   起動時からの所定時間、温度に対応して生成された基準電圧の変動を調整する機能と、
   調整後の基準電圧を電流に変換して前記基準電流とする機能と、
   温度に対応した基準電圧を生成する温度センサー回路と、
   起動時からの所定時間、前記基準電圧の変動を調整する調整回路と、
   調整後の基準電圧を電流に変換し、前記基準電流として出力する電圧―電流変換回路と、
   を備え、
   前記調整回路は、
   前記基準電圧と逆の温度−電圧特性を有するキャンセル電圧を生成するキャンセル回路と、
   前記基準電圧と前記キャンセル電圧とを加算する足し算回路と、
   起動から所定時間経過したタイミングを示す切替信号を生成する時定数回路と、
   前記切替信号で示された前記タイミングで、前記キャンセル回路と前記足し算回路との接続を開放するスイッチと、
   を有する基準電流制御回路。
2. 請求項１記載の基準電流制御回路であって、
   前記調整回路は、前記基準電圧の変動を検知して、前記キャンセル回路に検知信号を出力する検知回路を有する基準電流制御回路。
3. 請求項１記載の基準電流制御回路と、
   前記基準電流制御回路から出力された基準電流に基づいて生成された補償電圧に応じた周波数で水晶振動子を発振させる水晶発振回路と、
   を備える温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣ。
4. 請求項３記載の温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣであって、
   前記水晶発振回路の内部の発振信号を出力する出力回路部を別チップとした温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣ。
5. 水晶振動子と、
   請求項４記載の温度補償機能付き水晶発振器制御ＩＣと、
   を備える温度補償機能付き水晶発振器。
6. 請求項５記載の温度補償機能付き水晶発振器を搭載した携帯電話機。

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