JPH10341111A - 水晶発振回路 - Google Patents
水晶発振回路Info
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- JPH10341111A JPH10341111A JP9152686A JP15268697A JPH10341111A JP H10341111 A JPH10341111 A JP H10341111A JP 9152686 A JP9152686 A JP 9152686A JP 15268697 A JP15268697 A JP 15268697A JP H10341111 A JPH10341111 A JP H10341111A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 周囲の温度を検出し、検出した温度に応じて
発振周波数を補償する水晶発振回路に関し、温度補償を
正確に行える温度センサを有する水晶発振回路を提供す
ることを目的とする。 【解決手段】 可変容量ダイオードＤ1 の容量を温度に
応じて制御する温度検出電圧Ｖs をトランジスタＱ11〜
Ｑ14のベース−エミッタ間電圧ＶBE11〜ＶBE14の差電圧
ΔＶBE11-12 、ΔＶBE13-14 に応じた電圧として生成す
る温度センサ１１０により生成する。
発振周波数を補償する水晶発振回路に関し、温度補償を
正確に行える温度センサを有する水晶発振回路を提供す
ることを目的とする。 【解決手段】 可変容量ダイオードＤ1 の容量を温度に
応じて制御する温度検出電圧Ｖs をトランジスタＱ11〜
Ｑ14のベース−エミッタ間電圧ＶBE11〜ＶBE14の差電圧
ΔＶBE11-12 、ΔＶBE13-14 に応じた電圧として生成す
る温度センサ１１０により生成する。
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は水晶発振回路に係
り、特に、周囲の温度を検出し、検出した温度に応じて
発振周波数を補償する水晶発振回路に関する。
り、特に、周囲の温度を検出し、検出した温度に応じて
発振周波数を補償する水晶発振回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に温度補償機能を有する水晶発振回
路のブロック構成図を示す。温度補償機能を有する水晶
発振回路１は、所定の周波数の発振信号を発生する水晶
振動子２、周囲の温度を検出する温度センサ３、温度セ
ンサ３で検出された温度に応じた検出電圧Ｖs を制御電
流Ｉc に変換する変換回路部４、変換回路部４で変換さ
れた制御電流Ｉc を制御電圧Ｖc に変換する電流−電圧
変換回路５、水晶振動子２に接続され、電流−電圧変換
回路５で変換された制御電圧Ｖc に応じて容量が制御さ
れ、水晶振動子２による発振周波数を制御する可変容量
ダイオードＤ1 、水晶振動子２に接続され、出力発振周
波数を設定するコンデンサＣ1、Ｃ2 、発振信号を出力
するＮＰＮトランジスタＱ1 、抵抗Ｒ1 から構成され
る。
路のブロック構成図を示す。温度補償機能を有する水晶
発振回路１は、所定の周波数の発振信号を発生する水晶
振動子２、周囲の温度を検出する温度センサ３、温度セ
ンサ３で検出された温度に応じた検出電圧Ｖs を制御電
流Ｉc に変換する変換回路部４、変換回路部４で変換さ
れた制御電流Ｉc を制御電圧Ｖc に変換する電流−電圧
変換回路５、水晶振動子２に接続され、電流−電圧変換
回路５で変換された制御電圧Ｖc に応じて容量が制御さ
れ、水晶振動子２による発振周波数を制御する可変容量
ダイオードＤ1 、水晶振動子２に接続され、出力発振周
波数を設定するコンデンサＣ1、Ｃ2 、発振信号を出力
するＮＰＮトランジスタＱ1 、抵抗Ｒ1 から構成され
る。
【０００３】水晶振動子２は、電圧が印加させることに
より振動し、発振を行う。水晶振動子２の発振周波数は
水晶振動子２に接続される可変容量ダイオードＤ1 の容
量、及び、コンデンサＣ1 、Ｃ2 の容量により決定され
る。水晶振動子２で発生された発振信号は、トランジス
タＱ1 、及び、抵抗Ｒ1 からなる増幅回路により増幅さ
れ、出力される。このとき、水晶振動子２は、水晶の性
質上、温度特性を有する。例えば、−３０℃〜８０℃で
±１０ｐｐｍの周波数の変動がある。
より振動し、発振を行う。水晶振動子２の発振周波数は
水晶振動子２に接続される可変容量ダイオードＤ1 の容
量、及び、コンデンサＣ1 、Ｃ2 の容量により決定され
る。水晶振動子２で発生された発振信号は、トランジス
タＱ1 、及び、抵抗Ｒ1 からなる増幅回路により増幅さ
れ、出力される。このとき、水晶振動子２は、水晶の性
質上、温度特性を有する。例えば、−３０℃〜８０℃で
±１０ｐｐｍの周波数の変動がある。
【０００４】このため、水晶発振回路１では、可変容量
ダイオードＤ1 の容量を温度に応じて制御して温度によ
る周波数の変動を補償する構成とされている。可変容量
ダイオードＤ1 は、電流−電圧変換回路部５により変換
された補償電圧に応じて容量が変化される。電流−電圧
変換回路部５は、抵抗Ｒ2 、及び、定電圧源６から構成
され、定電圧源６で発生される定電圧を中心電圧として
変換回路部４から供給される温度に応じた補償信号に応
じて変動する電圧を生成し、可変容量ダイオードＤ1 に
供給する。
ダイオードＤ1 の容量を温度に応じて制御して温度によ
る周波数の変動を補償する構成とされている。可変容量
ダイオードＤ1 は、電流−電圧変換回路部５により変換
された補償電圧に応じて容量が変化される。電流−電圧
変換回路部５は、抵抗Ｒ2 、及び、定電圧源６から構成
され、定電圧源６で発生される定電圧を中心電圧として
変換回路部４から供給される温度に応じた補償信号に応
じて変動する電圧を生成し、可変容量ダイオードＤ1 に
供給する。
【０００５】図５に従来の温度センサの一例の回路構成
図を示す。温度センサ３は、直流電源１１、抵抗Ｒ21、
ＮＰＮトランジスタＱ21、Ｑ22から構成され、ＮＰＮト
ランジスタＱ21、Ｑ22のベース−エミッタ間電圧ＶBE2
1、ＶBE22の温度に応じた変動を利用して温度の検出を
行う。直流電源１１は、負電極が接地され、正電極が抵
抗Ｒ21を介してトランジスタＱ21のコレクタに接続され
ている。
図を示す。温度センサ３は、直流電源１１、抵抗Ｒ21、
ＮＰＮトランジスタＱ21、Ｑ22から構成され、ＮＰＮト
ランジスタＱ21、Ｑ22のベース−エミッタ間電圧ＶBE2
1、ＶBE22の温度に応じた変動を利用して温度の検出を
行う。直流電源１１は、負電極が接地され、正電極が抵
抗Ｒ21を介してトランジスタＱ21のコレクタに接続され
ている。
【０００６】トランジスタＱ21、Ｑ22は、コレクタとベ
ースとが互いに接続、いわゆる、ダイオード接続されて
おり、アノードが直流電源１１側、カソードが接地側と
し、順方向に直列に接続されている。温度センサ３は、
トランジスタＱ21と抵抗Ｒ21との接続点を出力端子Ｔou
t とし、出力端子Ｔout から出力温度検出電圧Ｖs を出
力する。
ースとが互いに接続、いわゆる、ダイオード接続されて
おり、アノードが直流電源１１側、カソードが接地側と
し、順方向に直列に接続されている。温度センサ３は、
トランジスタＱ21と抵抗Ｒ21との接続点を出力端子Ｔou
t とし、出力端子Ｔout から出力温度検出電圧Ｖs を出
力する。
【０００７】図６に従来の水晶発振回路の一例の温度セ
ンサの出力温度検出電圧の温度特性図を示す。温度セン
サ３の出力温度検出電圧Ｖs の特性は、図６に示すよう
に温度に応じて低下する特性となる。すなわち、トラン
ジスタＱ21、Ｑ22は、温度が上昇すると、ベース−エミ
ッタ間電圧ＶBE21、ＶBE22が低下し、出力温度検出電圧
Ｖs が低下し、温度が低下するとベース−エミッタ間電
圧ＶBE21、ＶBE22が上昇し、出力温度検出電圧Ｖs が上
昇する。図６に示すような特性を示す温度センサ３の出
力温度検出電圧Ｖs は、変換回路部４に供給される。
ンサの出力温度検出電圧の温度特性図を示す。温度セン
サ３の出力温度検出電圧Ｖs の特性は、図６に示すよう
に温度に応じて低下する特性となる。すなわち、トラン
ジスタＱ21、Ｑ22は、温度が上昇すると、ベース−エミ
ッタ間電圧ＶBE21、ＶBE22が低下し、出力温度検出電圧
Ｖs が低下し、温度が低下するとベース−エミッタ間電
圧ＶBE21、ＶBE22が上昇し、出力温度検出電圧Ｖs が上
昇する。図６に示すような特性を示す温度センサ３の出
力温度検出電圧Ｖs は、変換回路部４に供給される。
【０００８】トランジスタＱ21、Ｑ22のベース−エミッ
タ間電圧ＶBE21、ＶBE22はそれぞれ、−２ｍＶ／℃の温
度特性を有し、トランジスタＱ21、Ｑ22のベース−エミ
ッタを直列に接続しているので、温度検出電圧Ｖs とし
ては、−４ｍＶ／℃の温度特性をもつことになる。変換
回路部４は、検出温度範囲に応じてコンダクタンスｇm
、及び、基準電圧が異なる３つのコンダクタンスアン
プ２１、２２、２３から構成される。コンダクタンスア
ンプ２１は、相互コンダクタンスｇm1を有し、反転入力
端子に温度センサ３の出力温度検出電圧Ｖs が印加さ
れ、非反転入力端子には基準電圧Ｖ1 が印加される。コ
ンダクタンスアンプ２２は、相互コンダクタンスｇm2を
有し、反転入力端子に温度センサ３の出力温度検出電圧
Ｖs が印加され、非反転入力端子には基準電圧Ｖ2 が印
加される。コンダクタンスアンプ２３は、相互コンダク
タンスｇm3を有し、反転入力端子に温度センサ３の出力
温度検出電圧Ｖs が印加され、非反転入力端子には基準
電圧Ｖ3 が印加される。
タ間電圧ＶBE21、ＶBE22はそれぞれ、−２ｍＶ／℃の温
度特性を有し、トランジスタＱ21、Ｑ22のベース−エミ
ッタを直列に接続しているので、温度検出電圧Ｖs とし
ては、−４ｍＶ／℃の温度特性をもつことになる。変換
回路部４は、検出温度範囲に応じてコンダクタンスｇm
、及び、基準電圧が異なる３つのコンダクタンスアン
プ２１、２２、２３から構成される。コンダクタンスア
ンプ２１は、相互コンダクタンスｇm1を有し、反転入力
端子に温度センサ３の出力温度検出電圧Ｖs が印加さ
れ、非反転入力端子には基準電圧Ｖ1 が印加される。コ
ンダクタンスアンプ２２は、相互コンダクタンスｇm2を
有し、反転入力端子に温度センサ３の出力温度検出電圧
Ｖs が印加され、非反転入力端子には基準電圧Ｖ2 が印
加される。コンダクタンスアンプ２３は、相互コンダク
タンスｇm3を有し、反転入力端子に温度センサ３の出力
温度検出電圧Ｖs が印加され、非反転入力端子には基準
電圧Ｖ3 が印加される。
【０００９】可変容量ダイオードＤ1 に印加される制御
電圧Ｖc は、電流−電圧変換回路部５の定電圧源６で発
生される基準電圧をＶref 、コンダクタンスアンプ２
１、２２、２３の相互コンダクタンスをｇm1、ｇm2、ｇ
m3、コンダクタンスアンプ２１、２２、２３に供給され
る基準電圧をＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 、温度センサ３から供給
される温度検出電圧をＶs とすると、 Ｖc ＝Ｖref ＋｛ｇm1( Ｖ1 −Ｖs ）＋ｇm2（Ｖ2 −Ｖs ） ＋ｇm3（Ｖs −Ｖ3 ）｝Ｒ2 ・・・（１） で表される。
電圧Ｖc は、電流−電圧変換回路部５の定電圧源６で発
生される基準電圧をＶref 、コンダクタンスアンプ２
１、２２、２３の相互コンダクタンスをｇm1、ｇm2、ｇ
m3、コンダクタンスアンプ２１、２２、２３に供給され
る基準電圧をＶ1 、Ｖ2 、Ｖ3 、温度センサ３から供給
される温度検出電圧をＶs とすると、 Ｖc ＝Ｖref ＋｛ｇm1( Ｖ1 −Ｖs ）＋ｇm2（Ｖ2 −Ｖs ） ＋ｇm3（Ｖs −Ｖ3 ）｝Ｒ2 ・・・（１） で表される。
【００１０】このとき、基準電圧Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 は、
温度検出電圧Ｖs のレベル、すなわち、周囲の温度の範
囲に応じて設定される。基準電圧Ｖ1 は温度検出電圧Ｖ
s が小さい、低温域のときに、温度検出電圧Ｖs との差
が大きくなる値に設定され、基準電圧Ｖ2 は温度検出電
圧Ｖs が中心電圧、常温域のときに、温度検出電圧Ｖs
との差が大きくなる値に設定され、基準電圧Ｖ3 は温度
検出電圧Ｖs が大きい、高温域のときに、温度検出電圧
Ｖs との差が大きくなる値に設定される。
温度検出電圧Ｖs のレベル、すなわち、周囲の温度の範
囲に応じて設定される。基準電圧Ｖ1 は温度検出電圧Ｖ
s が小さい、低温域のときに、温度検出電圧Ｖs との差
が大きくなる値に設定され、基準電圧Ｖ2 は温度検出電
圧Ｖs が中心電圧、常温域のときに、温度検出電圧Ｖs
との差が大きくなる値に設定され、基準電圧Ｖ3 は温度
検出電圧Ｖs が大きい、高温域のときに、温度検出電圧
Ｖs との差が大きくなる値に設定される。
【００１１】従って、変換回路部４は、低温時には制御
電圧Ｖc への式（１）のｇm1( Ｖ1−Ｖs ）の影響が大
きくなり、常温時には制御電圧Ｖc への式（１）のｇm2
（Ｖ2 −Ｖs ）の影響が大きくなり、高温時には制御電
圧Ｖc への式（１）のｇm3（Ｖs −Ｖ3 ）の影響が大き
くなり、温度域によって、コンダクタンスアンプのｇm
を可変でき、温度域に応じた最適な制御電圧Ｖc への変
換が可能となる。
電圧Ｖc への式（１）のｇm1( Ｖ1−Ｖs ）の影響が大
きくなり、常温時には制御電圧Ｖc への式（１）のｇm2
（Ｖ2 −Ｖs ）の影響が大きくなり、高温時には制御電
圧Ｖc への式（１）のｇm3（Ｖs −Ｖ3 ）の影響が大き
くなり、温度域によって、コンダクタンスアンプのｇm
を可変でき、温度域に応じた最適な制御電圧Ｖc への変
換が可能となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、従来の温度
補償機能を有する水晶発振回路の温度センサは、トラン
ジスタのベース−エミッタ間電圧ＶBEの温度に応じた変
動を出力温度検出電圧として出力しており、温度センサ
をＩＣ化した場合、その製造工程でトランジスタのベー
ス−エミッタ間電圧ＶBEには±５０ｍＶの製造バラツキ
を有するため、製造工程のばらつきによりトランジスタ
のベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつきが生じた場
合、温度センサ３の出力温度検出電圧Ｖs が図６に破線
で示すように±１００ｍＶ程度ばらついてしまい、よっ
て、可変容量ダイオードＤ1 に印加され、可変容量ダイ
オードＤ1 の容量を制御する制御電圧Ｖc が変動するた
め、出力発振周波数が変動してしまい、正確な温度補正
が行えない等の問題点があった。 本発明は上記の点に
鑑みてなされたもので、温度補償を正確に行える温度セ
ンサを有する水晶発振回路を提供することを目的とす
る。
補償機能を有する水晶発振回路の温度センサは、トラン
ジスタのベース−エミッタ間電圧ＶBEの温度に応じた変
動を出力温度検出電圧として出力しており、温度センサ
をＩＣ化した場合、その製造工程でトランジスタのベー
ス−エミッタ間電圧ＶBEには±５０ｍＶの製造バラツキ
を有するため、製造工程のばらつきによりトランジスタ
のベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつきが生じた場
合、温度センサ３の出力温度検出電圧Ｖs が図６に破線
で示すように±１００ｍＶ程度ばらついてしまい、よっ
て、可変容量ダイオードＤ1 に印加され、可変容量ダイ
オードＤ1 の容量を制御する制御電圧Ｖc が変動するた
め、出力発振周波数が変動してしまい、正確な温度補正
が行えない等の問題点があった。 本発明は上記の点に
鑑みてなされたもので、温度補償を正確に行える温度セ
ンサを有する水晶発振回路を提供することを目的とす
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１は、周
囲温度に応じた温度検出信号を生成する温度センサと、
該温度センサで検出された該温度検出信号に応じて容量
が変化する可変容量素子と、該可変容量素子が接続さ
れ、該可変容量素子の容量に応じて発振周波数が変化す
る水晶発振子と、該水晶振動子の発振周波数に応じた発
振信号を出力する出力回路とを有する水晶発振回路にお
いて、前記温度センサは、複数のトランジスタから構成
され、周囲温度に応じた検出電圧ＶS を該複数のトラン
ジスタのベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEに
応じた電圧として生成することを特徴とする。
囲温度に応じた温度検出信号を生成する温度センサと、
該温度センサで検出された該温度検出信号に応じて容量
が変化する可変容量素子と、該可変容量素子が接続さ
れ、該可変容量素子の容量に応じて発振周波数が変化す
る水晶発振子と、該水晶振動子の発振周波数に応じた発
振信号を出力する出力回路とを有する水晶発振回路にお
いて、前記温度センサは、複数のトランジスタから構成
され、周囲温度に応じた検出電圧ＶS を該複数のトラン
ジスタのベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEに
応じた電圧として生成することを特徴とする。
【００１４】請求項１によれば、複数のトランジスタの
ベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEを温度検出
電圧Ｖs として出力することにより、ベース−エミッタ
間電圧ＶBEにばらつきが発生した場合でも、複数のトラ
ンジスタで略同等にベース−エミッタ間電圧ＶBEが変動
するので、ベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBE
には影響がなく、ベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつ
きにより温度検出信号がばらつくことがなく、安定した
温度検出電圧Ｖs を得ることができる。
ベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEを温度検出
電圧Ｖs として出力することにより、ベース−エミッタ
間電圧ＶBEにばらつきが発生した場合でも、複数のトラ
ンジスタで略同等にベース−エミッタ間電圧ＶBEが変動
するので、ベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBE
には影響がなく、ベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつ
きにより温度検出信号がばらつくことがなく、安定した
温度検出電圧Ｖs を得ることができる。
【００１５】請求項２は、前記温度センサが、ベース−
エミッタ間に第１のベース−エミッタ間電圧ＶBE1 を発
生する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタ
で発生された前記第１のベース−エミッタ間電圧ＶBE1
がベースに供給され、前記第１のベース−エミッタ間電
圧ＶBE1 に応じた電流をベース−エミッタ間に供給し
て、ベース−エミッタ間に第２のベース−エミッタ間電
圧ＶBE2 を発生し、前記第１のベース−エミッタ間電圧
ＶBE1 と該第２のベース−エミッタ間電圧ＶBE2 との差
に応じた第１の差電圧ΔＶBE1-2 を発生する第２のトラ
ンジスタと、前記第２のトランジスタで発生された前記
第１の差電圧ΔＶBE1-2 がベースに供給され、前記第１
の差電圧ΔＶBE1-2 に応じた電流をベース−エミッタ間
に供給して、ベース−エミッタ間に第３のベース−エミ
ッタ間電圧ＶBE3 を発生し、前記第１の差電圧ΔＶBE1-
2 と該第３のベース−エミッタ間電圧ＶBE3 との差に応
じた第２の差電圧ΔＶBE1-2-3 を発生する第３のトラン
ジスタと、前記第３のトランジスタで発生された前記第
２の差電圧ΔＶBE1-2-3 がベースに供給され、前記第２
の差電圧ΔＶBE1-2-3 に応じた電流をベース−エミッタ
間に供給して、ベース−エミッタ間に第４のベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE4 を発生し、前記第２の差電圧ΔＶBE
1-2-3 と該第４のベース−エミッタ間電圧ＶBE4 との差
に応じた第３の差電圧ΔＶBE1-2-3-4 を発生し、温度検
出電圧Ｖs として出力する第４のトランジスタとを有す
ることを特徴とする。
エミッタ間に第１のベース−エミッタ間電圧ＶBE1 を発
生する第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタ
で発生された前記第１のベース−エミッタ間電圧ＶBE1
がベースに供給され、前記第１のベース−エミッタ間電
圧ＶBE1 に応じた電流をベース−エミッタ間に供給し
て、ベース−エミッタ間に第２のベース−エミッタ間電
圧ＶBE2 を発生し、前記第１のベース−エミッタ間電圧
ＶBE1 と該第２のベース−エミッタ間電圧ＶBE2 との差
に応じた第１の差電圧ΔＶBE1-2 を発生する第２のトラ
ンジスタと、前記第２のトランジスタで発生された前記
第１の差電圧ΔＶBE1-2 がベースに供給され、前記第１
の差電圧ΔＶBE1-2 に応じた電流をベース−エミッタ間
に供給して、ベース−エミッタ間に第３のベース−エミ
ッタ間電圧ＶBE3 を発生し、前記第１の差電圧ΔＶBE1-
2 と該第３のベース−エミッタ間電圧ＶBE3 との差に応
じた第２の差電圧ΔＶBE1-2-3 を発生する第３のトラン
ジスタと、前記第３のトランジスタで発生された前記第
２の差電圧ΔＶBE1-2-3 がベースに供給され、前記第２
の差電圧ΔＶBE1-2-3 に応じた電流をベース−エミッタ
間に供給して、ベース−エミッタ間に第４のベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE4 を発生し、前記第２の差電圧ΔＶBE
1-2-3 と該第４のベース−エミッタ間電圧ＶBE4 との差
に応じた第３の差電圧ΔＶBE1-2-3-4 を発生し、温度検
出電圧Ｖs として出力する第４のトランジスタとを有す
ることを特徴とする。
【００１６】請求項２によれば、第１〜第２のトランジ
スタのベース−エミッタに生じる第１〜第４のベース−
エミッタ間電圧ＶBE1 〜ＶBE4 の差電圧ΔＶBE1-2-3-4
を発生し、温度検出電圧Ｖs として出力することによ
り、ベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつきが発生した
場合でも、複数のトランジスタで略同等にベース−エミ
ッタ間電圧ＶBEが変動するので、ベース−エミッタ間電
圧ＶBEの差電圧ΔＶBEには影響がなく、ベース−エミッ
タ間電圧ＶBEにばらつきにより温度検出信号がばらつく
ことがなく、安定した温度検出電圧Ｖs を得ることがで
きる。
スタのベース−エミッタに生じる第１〜第４のベース−
エミッタ間電圧ＶBE1 〜ＶBE4 の差電圧ΔＶBE1-2-3-4
を発生し、温度検出電圧Ｖs として出力することによ
り、ベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつきが発生した
場合でも、複数のトランジスタで略同等にベース−エミ
ッタ間電圧ＶBEが変動するので、ベース−エミッタ間電
圧ＶBEの差電圧ΔＶBEには影響がなく、ベース−エミッ
タ間電圧ＶBEにばらつきにより温度検出信号がばらつく
ことがなく、安定した温度検出電圧Ｖs を得ることがで
きる。
【００１７】請求項３は、前記温度センサで検出された
前記温度検出電圧Ｖs は、前記温度検出電圧Ｖs に応じ
て変換量及びコンダクタンスｇm が異なる複数のコンダ
クタンスアンプにより変換されて前記容量可変素子に印
加されることを特徴とする。請求項３によれば、温度検
出電圧Ｖs に応じて変換量及びコンダクタンスｇmが異
なる複数のコンダクタンスアンプにより変換されて前記
容量可変素子に印加される構成とすることにより、温度
に応じて最適な変換を行うことができるので、温度範囲
によらず、最適な補正信号を得ることができ、正確な温
度補償を行える。
前記温度検出電圧Ｖs は、前記温度検出電圧Ｖs に応じ
て変換量及びコンダクタンスｇm が異なる複数のコンダ
クタンスアンプにより変換されて前記容量可変素子に印
加されることを特徴とする。請求項３によれば、温度検
出電圧Ｖs に応じて変換量及びコンダクタンスｇmが異
なる複数のコンダクタンスアンプにより変換されて前記
容量可変素子に印加される構成とすることにより、温度
に応じて最適な変換を行うことができるので、温度範囲
によらず、最適な補正信号を得ることができ、正確な温
度補償を行える。
【００１８】
【発明の実施の形態】図２に本発明の水晶発振回路の一
実施例のブロック構成図を示す。同図中、図４と同一構
成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。本実
施例の水晶発振回路は、温度センサの構成が図４の水晶
発振回路１とは相違する。本実施例の温度センサ１１０
は、４つのトランジスタを有し、４つのトランジスタの
ベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEを出力温度
検出電圧Ｖs として出力する。
実施例のブロック構成図を示す。同図中、図４と同一構
成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。本実
施例の水晶発振回路は、温度センサの構成が図４の水晶
発振回路１とは相違する。本実施例の温度センサ１１０
は、４つのトランジスタを有し、４つのトランジスタの
ベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEを出力温度
検出電圧Ｖs として出力する。
【００１９】図１に本発明の水晶発振回路の一実施例の
温度センサの回路構成図を示す。本実施例の温度センサ
１１０は、定電圧源１１１、定電流源１１２、抵抗Ｒ11
〜Ｒ14、ＮＰＮトランジスタＱ11〜Ｑ14から構成され
る。定電圧源１１１は、定電圧Ｖc を発生する。定電圧
源１１１で発生された定電圧Ｖc は定電流Ｉ0 に供給さ
れるとともに、トランジスタＱ14のコレクタに供給され
る。
温度センサの回路構成図を示す。本実施例の温度センサ
１１０は、定電圧源１１１、定電流源１１２、抵抗Ｒ11
〜Ｒ14、ＮＰＮトランジスタＱ11〜Ｑ14から構成され
る。定電圧源１１１は、定電圧Ｖc を発生する。定電圧
源１１１で発生された定電圧Ｖc は定電流Ｉ0 に供給さ
れるとともに、トランジスタＱ14のコレクタに供給され
る。
【００２０】定電流源１１２は、定電圧源１１１で発生
された定電圧Ｖc から定電流Ｉ0 を生成する。定電流源
１１２で生成された定電流Ｉ0 は、抵抗Ｒ11を介して特
許請求の範囲中の第１のトランジスタに相当するトラン
ジスタＱ11のベース、及び、コレクタに供給される。ト
ランジスタＱ11は、ベースとコレクタとが互いに接続さ
れた、いわゆる、ダイオード接続されている。トランジ
スタＱ11は、コレクタ及びベースが抵抗Ｒ11を介して定
電流源１１２側に接続され、エミッタが接地されおり、
ベース−エミッタ間のＰＮ接合が順方向となるように接
続されている。
された定電圧Ｖc から定電流Ｉ0 を生成する。定電流源
１１２で生成された定電流Ｉ0 は、抵抗Ｒ11を介して特
許請求の範囲中の第１のトランジスタに相当するトラン
ジスタＱ11のベース、及び、コレクタに供給される。ト
ランジスタＱ11は、ベースとコレクタとが互いに接続さ
れた、いわゆる、ダイオード接続されている。トランジ
スタＱ11は、コレクタ及びベースが抵抗Ｒ11を介して定
電流源１１２側に接続され、エミッタが接地されおり、
ベース−エミッタ間のＰＮ接合が順方向となるように接
続されている。
【００２１】トランジスタＱ11は、ベース−エミッタ間
のＰＮ接合に順方向に電流が供給され、ベース−エミッ
タ間電圧ＶBE11を発生する。トランジスタＱ11で発生さ
れたベース−エミッタ間電圧ＶBE11は、特許請求の範囲
の第２のトランジスタに相当するトランジスタＱ12のベ
ースに供給される。トランジスタＱ12は、コレクタが抵
抗Ｒ12を介して電源側に接続され、エミッタが抵抗Ｒ13
を介して接地される。このため、トランジスタＱ12のコ
レクタと抵抗Ｒ12との接続点には、トランジスタＱ11の
ベース−エミッタ間電圧ＶBE11からトランジスタＱ12の
ベース−エミッタ間電圧ＶBE12を減算した差電圧ΔＶBE
11-12 を抵抗Ｒ12、Ｒ13で分圧した電圧が発生する。
のＰＮ接合に順方向に電流が供給され、ベース−エミッ
タ間電圧ＶBE11を発生する。トランジスタＱ11で発生さ
れたベース−エミッタ間電圧ＶBE11は、特許請求の範囲
の第２のトランジスタに相当するトランジスタＱ12のベ
ースに供給される。トランジスタＱ12は、コレクタが抵
抗Ｒ12を介して電源側に接続され、エミッタが抵抗Ｒ13
を介して接地される。このため、トランジスタＱ12のコ
レクタと抵抗Ｒ12との接続点には、トランジスタＱ11の
ベース−エミッタ間電圧ＶBE11からトランジスタＱ12の
ベース−エミッタ間電圧ＶBE12を減算した差電圧ΔＶBE
11-12 を抵抗Ｒ12、Ｒ13で分圧した電圧が発生する。
【００２２】トランジスタＱ12のコレクタと抵抗Ｒ12と
の接続点は、トランジスタＱ13のベースに接続される。
トランジスタＱ13は、コレクタが定電流源１１２に接続
され、エミッタは接地される。トランジスタＱ13のコレ
クタには、トランジスタＱ12のコレクタに発生する差電
圧ΔＶBE11-12 を抵抗Ｒ12、Ｒ13で分圧した電圧にトラ
ンジスタＱ13のベース−エミッタ間電圧ＶBE13を加算し
た電圧が発生する。トランジスタＱ13のコレクタは、ト
ランジスタＱ14のベースに接続される。
の接続点は、トランジスタＱ13のベースに接続される。
トランジスタＱ13は、コレクタが定電流源１１２に接続
され、エミッタは接地される。トランジスタＱ13のコレ
クタには、トランジスタＱ12のコレクタに発生する差電
圧ΔＶBE11-12 を抵抗Ｒ12、Ｒ13で分圧した電圧にトラ
ンジスタＱ13のベース−エミッタ間電圧ＶBE13を加算し
た電圧が発生する。トランジスタＱ13のコレクタは、ト
ランジスタＱ14のベースに接続される。
【００２３】トランジスタＱ14は、コレクタが定電圧源
１１１に接続され、エミッタが抵抗Ｒ14を介して接地さ
れる。トランジスタＱ14は、トランジスタＱ13のコレク
タ電圧からトランジスタＱ14のベース−エミッタ間電圧
ＶBE14を減算した電圧を抵抗Ｒ14に印加する。トランジ
スタＱ13のコレクタ電圧からトランジスタＱ14のベース
−エミッタ間電圧ＶBE14を減算した電圧は、トランジス
タＱ14のエミッタと抵抗Ｒ14との接続点から出力温度検
出電圧Ｖs として出力される。
１１１に接続され、エミッタが抵抗Ｒ14を介して接地さ
れる。トランジスタＱ14は、トランジスタＱ13のコレク
タ電圧からトランジスタＱ14のベース−エミッタ間電圧
ＶBE14を減算した電圧を抵抗Ｒ14に印加する。トランジ
スタＱ13のコレクタ電圧からトランジスタＱ14のベース
−エミッタ間電圧ＶBE14を減算した電圧は、トランジス
タＱ14のエミッタと抵抗Ｒ14との接続点から出力温度検
出電圧Ｖs として出力される。
【００２４】ここで、出力温度検出電圧Ｖs は、
【００２５】
【数１】
【００２６】で表せる。ここで、トランジスタのベース
−エミッタ間電圧ＶBEは、ボルツマン定数をｋ、電子の
電荷をｑ、トランジスタのエミッタ電流をＩe 、逆方向
飽和電流をＩssとすると、一般に
−エミッタ間電圧ＶBEは、ボルツマン定数をｋ、電子の
電荷をｑ、トランジスタのエミッタ電流をＩe 、逆方向
飽和電流をＩssとすると、一般に
【００２７】
【数２】
【００２８】で表される。ここで、トランジスタＱ11、
Ｑ12のエミッタ電流をＩe11 、Ｉe12 とすると、式
（２）から式（１）は、
Ｑ12のエミッタ電流をＩe11 、Ｉe12 とすると、式
（２）から式（１）は、
【００２９】
【数３】
【００３０】で表すことができる。式（３）を温度Ｔで
偏微分すると、
偏微分すると、
【００３１】
【数４】
【００３２】なお、ここで、トランジスタＱ13、Ｑ14の
ベース−エミッタ間電圧ＶBE13、ＶBE14がＶBE13＝ＶBE
14となるようにエミッタ面積などの形成パターンが設定
されているとすると、
ベース−エミッタ間電圧ＶBE13、ＶBE14がＶBE13＝ＶBE
14となるようにエミッタ面積などの形成パターンが設定
されているとすると、
【００３３】
【数５】
【００３４】であるので、式（４）は、
【００３５】
【数６】
【００３６】で表される。ここで、例えば、温度検出電
圧Ｖs の常温時の電圧をＶs0＝０．７〔Ｖ〕、温度に対
する温度検出電圧Ｖs の変化を∂Ｖs ／∂Ｔ＝４〔ｍＶ
／℃〕に設定する場合について考察する。式（１）、Ｖ
BE13＝ＶBE14より温度検出電圧Ｖs は、
圧Ｖs の常温時の電圧をＶs0＝０．７〔Ｖ〕、温度に対
する温度検出電圧Ｖs の変化を∂Ｖs ／∂Ｔ＝４〔ｍＶ
／℃〕に設定する場合について考察する。式（１）、Ｖ
BE13＝ＶBE14より温度検出電圧Ｖs は、
【００３７】
【数７】
【００３８】であるので、トランジスタＱ11のベース−
エミッタ間電圧ＶBE11とトランジスタＱ12のベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE12との差電圧であるΔＶBE11-12 の常
温時の電圧を０．０７〔Ｖ〕であるとすると式（７）
は、
エミッタ間電圧ＶBE11とトランジスタＱ12のベース−エ
ミッタ間電圧ＶBE12との差電圧であるΔＶBE11-12 の常
温時の電圧を０．０７〔Ｖ〕であるとすると式（７）
は、
【００３９】
【数８】
【００４０】となる。このため、抵抗Ｒ12と抵抗Ｒ13と
の比（Ｒ12／Ｒ13）は、
の比（Ｒ12／Ｒ13）は、
【００４１】
【数９】
【００４２】となる。ここで、抵抗Ｒ12、Ｒ13に流れる
電流Ｉ2 を５μＡとすれば、 ΔＶBE11-12 ＝Ｒ13×Ｉe12 ・・・（１０） であるので、抵抗Ｒ13は、 Ｒ13＝ΔＶBE11-12 ／Ｉe12 ・・・（１１） で表される。よって、式（１３）にΔＶBE11-12 ＝０．
０７〔Ｖ〕、Ｉe12 ＝５μ〔Ａ〕を代入すると、抵抗Ｒ
13は、 Ｒ13＝０．０７／５μ＝１４Ｋ〔Ω〕 となる。抵抗Ｒ13＝１４Ｋ〔Ω〕とすると、式（１１）
より、抵抗Ｒ12は、Ｒ12＝１４０Ｋ〔Ω〕となる。
電流Ｉ2 を５μＡとすれば、 ΔＶBE11-12 ＝Ｒ13×Ｉe12 ・・・（１０） であるので、抵抗Ｒ13は、 Ｒ13＝ΔＶBE11-12 ／Ｉe12 ・・・（１１） で表される。よって、式（１３）にΔＶBE11-12 ＝０．
０７〔Ｖ〕、Ｉe12 ＝５μ〔Ａ〕を代入すると、抵抗Ｒ
13は、 Ｒ13＝０．０７／５μ＝１４Ｋ〔Ω〕 となる。抵抗Ｒ13＝１４Ｋ〔Ω〕とすると、式（１１）
より、抵抗Ｒ12は、Ｒ12＝１４０Ｋ〔Ω〕となる。
【００４３】また、∂Ｖs ／∂Ｔは、∂Ｖs ／∂Ｔ＝４
ｍ〔Ｖ／℃〕にするので、式（６）は、
ｍ〔Ｖ／℃〕にするので、式（６）は、
【００４４】
【数１０】
【００４５】で表せる。式（１２）より（ｘＩ1 ／Ｉ2
）＝１０となる。なお、このとき、Ｉ2 を５μ〔Ａ〕
としたので、Ｉ1 ＝５０μ〔Ａ〕となる。以上のよう
に、Ｉ1 ＝５０μ〔Ａ〕、Ｉ2 ＝５μ〔Ａ〕、抵抗Ｒ12
を１４０Ｋ〔Ω〕、抵抗Ｒ13を１４Ｋ〔Ω〕にすること
により、∂Ｖs ／∂Ｔ＝４ｍ〔Ａ／℃〕を得ることがで
きる。
）＝１０となる。なお、このとき、Ｉ2 を５μ〔Ａ〕
としたので、Ｉ1 ＝５０μ〔Ａ〕となる。以上のよう
に、Ｉ1 ＝５０μ〔Ａ〕、Ｉ2 ＝５μ〔Ａ〕、抵抗Ｒ12
を１４０Ｋ〔Ω〕、抵抗Ｒ13を１４Ｋ〔Ω〕にすること
により、∂Ｖs ／∂Ｔ＝４ｍ〔Ａ／℃〕を得ることがで
きる。
【００４６】式（３）に示すように本実施例では、温度
検出電圧Ｖs は、トランジスタのベース−エミッタ間電
圧ＶBE、そのものではなく、複数のトランジスタＱ11、
Ｑ12のベース−エミッタ間電圧ＶBE11、ＶBE12の差電圧
ΔＶBE11-12 に応じた電圧となる。このとき、ΔＶBE
は、複数のトランジスタＱ11、Ｑ12のベース−エミッタ
間電圧ＶBE11、ＶBE12の差電圧であるので、製造工程の
バラツキにより複数のトランジスタＱ11、Ｑ12のベース
−エミッタ間電圧ＶBE11、ＶBE12にバラツキが発生して
も、同一チップでは同じようなバラツキとなり、ΔＶBE
への影響は小さくなる。よって、トランジスタの製造工
程のバラツキによる温度検出電圧Ｖs の変動を最小限に
抑制でき、よって、温度補償を正確に行え、一定の発振
周波数の発振信号を安定して出力できる。
検出電圧Ｖs は、トランジスタのベース−エミッタ間電
圧ＶBE、そのものではなく、複数のトランジスタＱ11、
Ｑ12のベース−エミッタ間電圧ＶBE11、ＶBE12の差電圧
ΔＶBE11-12 に応じた電圧となる。このとき、ΔＶBE
は、複数のトランジスタＱ11、Ｑ12のベース−エミッタ
間電圧ＶBE11、ＶBE12の差電圧であるので、製造工程の
バラツキにより複数のトランジスタＱ11、Ｑ12のベース
−エミッタ間電圧ＶBE11、ＶBE12にバラツキが発生して
も、同一チップでは同じようなバラツキとなり、ΔＶBE
への影響は小さくなる。よって、トランジスタの製造工
程のバラツキによる温度検出電圧Ｖs の変動を最小限に
抑制でき、よって、温度補償を正確に行え、一定の発振
周波数の発振信号を安定して出力できる。
【００４７】図３に本発明の水晶発振回路の一実施例の
温度センサの温度特性図を示す。図３に実線で示すよう
に温度Ｔに応じて上昇する温度出力電圧Ｖs が得られ、
このとき、図７に破線で示すような製造工程のバラツキ
に応じた特性のばらつきをなくすことができる。上記の
温度センサ１１０をＩＣ化した場合、トランジスタのベ
ース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEは、パターン
形状の工夫によりばらつきを±１ｍＶ程度に抑制でき
る。このため、式（３）で抵抗Ｒ2 と抵抗Ｒ3 との比
（Ｒ2 ／Ｒ3）を１０とすると、温度検出電圧Ｖs のば
らつきは±１０ｍＶ程度に抑制できる。よって、従来の
温度検出電圧Ｖs のばらつきの±１００ｍＶに比べて１
／１０程度に抑制できる。
温度センサの温度特性図を示す。図３に実線で示すよう
に温度Ｔに応じて上昇する温度出力電圧Ｖs が得られ、
このとき、図７に破線で示すような製造工程のバラツキ
に応じた特性のばらつきをなくすことができる。上記の
温度センサ１１０をＩＣ化した場合、トランジスタのベ
ース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEは、パターン
形状の工夫によりばらつきを±１ｍＶ程度に抑制でき
る。このため、式（３）で抵抗Ｒ2 と抵抗Ｒ3 との比
（Ｒ2 ／Ｒ3）を１０とすると、温度検出電圧Ｖs のば
らつきは±１０ｍＶ程度に抑制できる。よって、従来の
温度検出電圧Ｖs のばらつきの±１００ｍＶに比べて１
／１０程度に抑制できる。
【００４８】
【発明の効果】上述の如く、本発明の請求項１によれ
ば、複数のトランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶBE
の差電圧ΔＶBEを温度検出電圧Ｖs として出力すること
により、ベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつきが発生
した場合でも、複数のトランジスタで略同等にベース−
エミッタ間電圧ＶBEが変動するので、ベース−エミッタ
間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEには影響がなく、ベース−エ
ミッタ間電圧ＶBEにばらつきにより温度検出信号がばら
つくことがなく、安定した温度検出電圧Ｖs を得ること
ができる等の特長を有する。
ば、複数のトランジスタのベース−エミッタ間電圧ＶBE
の差電圧ΔＶBEを温度検出電圧Ｖs として出力すること
により、ベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつきが発生
した場合でも、複数のトランジスタで略同等にベース−
エミッタ間電圧ＶBEが変動するので、ベース−エミッタ
間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEには影響がなく、ベース−エ
ミッタ間電圧ＶBEにばらつきにより温度検出信号がばら
つくことがなく、安定した温度検出電圧Ｖs を得ること
ができる等の特長を有する。
【００４９】請求項２によれば、第１〜第２のトランジ
スタのベース−エミッタに生じる第１〜第４のベース−
エミッタ間電圧ＶBE1 〜ＶBE4 の差電圧ΔＶBE1-2-3-4
を発生し、温度検出電圧Ｖs として出力することによ
り、ベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつきが発生した
場合でも、複数のトランジスタで略同等にベース−エミ
ッタ間電圧ＶBEが変動するので、ベース−エミッタ間電
圧ＶBEの差電圧ΔＶBEには影響がなく、ベース−エミッ
タ間電圧ＶBEにばらつきにより温度検出信号がばらつく
ことがなく、安定した温度検出電圧Ｖs を得ることがで
きる等の特長を有する。
スタのベース−エミッタに生じる第１〜第４のベース−
エミッタ間電圧ＶBE1 〜ＶBE4 の差電圧ΔＶBE1-2-3-4
を発生し、温度検出電圧Ｖs として出力することによ
り、ベース−エミッタ間電圧ＶBEにばらつきが発生した
場合でも、複数のトランジスタで略同等にベース−エミ
ッタ間電圧ＶBEが変動するので、ベース−エミッタ間電
圧ＶBEの差電圧ΔＶBEには影響がなく、ベース−エミッ
タ間電圧ＶBEにばらつきにより温度検出信号がばらつく
ことがなく、安定した温度検出電圧Ｖs を得ることがで
きる等の特長を有する。
【００５０】請求項３によれば、温度検出電圧Ｖs に応
じて変換量及びコンダクタンスｇmが異なる複数のコン
ダクタンスアンプにより変換されて前記容量可変素子に
印加される構成とすることにより、温度に応じて最適な
変換を行うことができるので、温度範囲によらず、最適
な補正信号を得ることができ、正確な温度補償を行える
等の特長を有する。
じて変換量及びコンダクタンスｇmが異なる複数のコン
ダクタンスアンプにより変換されて前記容量可変素子に
印加される構成とすることにより、温度に応じて最適な
変換を行うことができるので、温度範囲によらず、最適
な補正信号を得ることができ、正確な温度補償を行える
等の特長を有する。
【図１】本発明の水晶発振回路の一実施例の温度センサ
の回路構成図である。
の回路構成図である。
【図２】本発明の水晶発振回路の一実施例のブロック構
成図である。
成図である。
【図３】本発明の水晶発振回路の一実施例の温度センサ
の温度特性図である。
の温度特性図である。
【図４】従来の水晶発振回路の一例のブロック構成図で
ある。
ある。
【図５】従来の水晶発振回路の一例の温度センサの回路
構成図である。
構成図である。
【図６】従来の水晶発振回路の一例の温度センサの温度
特性図である。
特性図である。
２ 水晶振動子 ４ 変換回路部 ５ 電流−電圧変換回路部 ６ 定電圧源 ２１、２２、２３ コンダクタンスアンプ １００ 水晶発振回路 １１０ 温度センサ １１１ 定電圧源 １１２ 定電流源 Ｄ1 可変容量ダイオード Ｑ１、Ｑ11〜Ｑ14 ＮＰＮトランジスタ Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ11〜Ｒ14 抵抗 Ｃ1 、Ｃ2 コンデンサ Ｖ1 、Ｖ2 、Ｖ3 基準電圧
Claims (3)
- 【請求項１】 周囲温度に応じた温度検出信号を生成す
る温度センサと、該温度センサで検出された該温度検出
信号に応じて容量が変化する可変容量素子と、該可変容
量素子が接続され、該可変容量素子の容量に応じて発振
周波数が変化する水晶発振子と、該水晶振動子の発振周
波数に応じた発振信号を出力する出力回路とを有する水
晶発振回路において、 前記温度センサは、複数のトランジスタから構成され、
周囲温度に応じた検出電圧ＶS を該複数のトランジスタ
のベース−エミッタ間電圧ＶBEの差電圧ΔＶBEに応じた
電圧として生成することを特徴とする水晶発振回路。 - 【請求項２】 前記温度センサは、ベース−エミッタ間
に第１のベース−エミッタ間電圧ＶBE1 を発生する第１
のトランジスタと、 前記第１のトランジスタで発生された前記第１のベース
−エミッタ間電圧ＶBE1 がベースに供給され、前記第１
のベース−エミッタ間電圧ＶBE1 に応じた電流をベース
−エミッタ間に供給して、ベース−エミッタ間に第２の
ベース−エミッタ間電圧ＶBE2 を発生し、前記第１のベ
ース−エミッタ間電圧ＶBE1 と該第２のベース−エミッ
タ間電圧ＶBE2 との差に応じた第１の差電圧ΔＶBE1-2
を発生する第２のトランジスタと、 前記第２のトランジスタで発生された前記第１の差電圧
ΔＶBE1-2 がベースに供給され、前記第１の差電圧ΔＶ
BE1-2 に応じた電流をベース−エミッタ間に供給して、
ベース−エミッタ間に第３のベース−エミッタ間電圧Ｖ
BE3 を発生し、前記第１の差電圧ΔＶBE1-2 と該第３の
ベース−エミッタ間電圧ＶBE3 との差に応じた第２の差
電圧ΔＶBE1-2-3 を発生する第３のトランジスタと、 前記第３のトランジスタで発生された前記第２の差電圧
ΔＶBE1-2-3 がベースに供給され、前記第２の差電圧Δ
ＶBE1-2-3 に応じた電流をベース−エミッタ間に供給し
て、ベース−エミッタ間に第４のベース−エミッタ間電
圧ＶBE4 を発生し、前記第２の差電圧ΔＶBE1-2-3 と該
第４のベース−エミッタ間電圧ＶBE4 との差に応じた第
３の差電圧ΔＶBE1-2-3-4 を発生し、温度検出電圧Ｖs
として出力する第４のトランジスタとを有することを特
徴とする請求項１記載の水晶発振回路。 - 【請求項３】 前記温度センサで検出された前記温度検
出電圧Ｖs は、前記温度検出電圧Ｖs に応じて変換量及
びコンダクタンスｇm が異なる複数のコンダクタンスア
ンプにより変換されて前記容量可変素子に印加されるこ
とを特徴とする請求項１又は２記載の水晶発振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9152686A JPH10341111A (ja) | 1997-06-10 | 1997-06-10 | 水晶発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9152686A JPH10341111A (ja) | 1997-06-10 | 1997-06-10 | 水晶発振回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10341111A true JPH10341111A (ja) | 1998-12-22 |
Family
ID=15545918
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9152686A Pending JPH10341111A (ja) | 1997-06-10 | 1997-06-10 | 水晶発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10341111A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267246A (ja) * | 2006-03-29 | 2007-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ｉｃ、水晶発振器、ｔｃｘｏモジュールおよび携帯電話機 |
| US11519790B2 (en) | 2019-03-27 | 2022-12-06 | Seiko Epson Corporation | Temperature sensor, circuit device, oscillator, electronic apparatus, and vehicle |
-
1997
- 1997-06-10 JP JP9152686A patent/JPH10341111A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007267246A (ja) * | 2006-03-29 | 2007-10-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ｉｃ、水晶発振器、ｔｃｘｏモジュールおよび携帯電話機 |
| JP4745102B2 (ja) * | 2006-03-29 | 2011-08-10 | パナソニック株式会社 | 基準電流制御回路、温度補償機能付き水晶発振器制御ｉｃ、水晶発振器および携帯電話機 |
| US11519790B2 (en) | 2019-03-27 | 2022-12-06 | Seiko Epson Corporation | Temperature sensor, circuit device, oscillator, electronic apparatus, and vehicle |
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