JP3606876B2 - オフセットをプログラム可能な集積回路温度センサ - Google Patents

Description

発明背景
発明の分野
本発明は、一般的に絶対温度に比例する（PTAT）集積回路の温度センサに関し、更に特定すれば、オフセットをプログラム可能なIC温度センサに関するものである。
関連技術の説明
順方向にバイアスされたベース−エミッタ電圧V_beは、ケルビン（゜K）で表した絶対温度Ｔの線形関数であり、安定で比較的線形な温度センサに役立つことが知られている。

ここで、ｋはボルツマン定数、T_kは絶対温度（゜K）、ｑは電荷（k/q＝86.17μV/゜K）、I_Cはコレクタ電流、A_eはエミッタ面積、およびJ_Sは飽和電流密度である。PTATセンサは、エミッタ電流密度間の比率を一定にして動作させてPTAT電圧を形成する、２つのトランジスタのベース−エミッタ電圧V_be1およびV_be2間の差ΔV_beを用いることにより、コレクタ電流に対する依存性を解消する。エミッタ電流密度は、従来より、コレクタ電流のエミッタ・サイズに対する比率として定義されている（これは、二次ベース電流を無視する）。
基本PTAT電圧ΔV_beは、以下の式で与えられる。
ΔV_be＝V_be1−V_be2 （２）

基本PTAT電圧を増幅し、その利得、即ち、その絶対温度の変化に対する感度を、所望の値に較正し、かつバッファ可能とすることにより、基本PTAT電圧を転化させることなく、PTAT電圧を読み出すことができる。尚、感度の所望値には、10mV/゜Kが適当である。
標準的なPTATセンサの欠点は、殆どのICに対する通常の動作温度において、大きなオフセット電圧信号があることである。例えば、ICの所望の動作範囲が０ないし125℃（273ないし398゜K）であり、センサの利得が10mV/゜Kである場合、PTATセンサのオフセット電圧は０℃において2.73Vとなる。PTATセンサの利得が完全に安定でない場合、オフセット電圧の比較的小さい変化によって出力温度が数度ずれる可能性がある。０から125℃までの温度を読み出すには、PTATセンサの出力から、正確に2.73Vの基準電圧を減算しなければならない。相応の精度および安定性をもって基準電圧を供給することは、難しく不経済でもある。更に、PTATセンサは、所望の動作範囲にわたって応答するために必要な電圧、およびセンサを動作させるために必要なあらゆるヘッド電圧（head voltage）に加えて、オフセット電圧を供給するために、比較的大きな供給電圧を必要とする。したがって、約3Vで動作するラップ・トップ・コンピュータのような製品は、PTATセンサを用いることができる。
Peaseの"A New Fahrenheit Temperature Sensor"、IEEE Journal of Solid−State Circuits,Vol.SC−19,No.6,Dec.1984,第971〜977ページは、出力において大きな一定オフセット電圧を減算することなく、華氏温度に比例するように調整された出力電圧を供給する温度センサについて開示する。Peaseは、従来のトランジスタ対を用いてPTAT電圧を発生し、内部的に２つのベース−エミッタ電圧を減算し、一定のオフセット電圧だけ、PTAT電圧をシフトする。非反転増幅器を用いて、シフトしたPTAT電圧を固定利得、例えば、1.86と乗算し、センサの所望のオフセット電圧、例えば、77゜Fにおける770mV、および利得、例えば、10mV/゜Fを同時に設定する。利得は、本質的に、室温におけるオフセット誤差を単に調節することによって較正される。このように、Peaseは効果的にオフセット電圧を減算することにより、０゜Fにおけるセンサの出力電圧をゼロとなるようにしている。
Peaseの回路構成（topology）にはいくつかの欠点がある。シフトした出力電圧は、２つの別個の段において生成される。まず、一定のオフセットを基本PTAT電圧から減算し、次いでその結果を増幅器によって乗算し、所望の出力を得るのである。このために、センサの複雑度が増大する。増幅器は、利得を得ることに加えて、出力電圧をバッファするためにも用いられるので、オフセット電圧やオフセット電圧ドリフトのような増幅器におけるあらゆる誤差は、出力電圧信号に反映され、温度のずれの原因となる。０゜F定する華氏センサでは、増幅器の反転入力は、接地電位に設定できなければならない。このタイプの増幅器は、複雑であり設計が困難である。
National Semiconductor Corporationは、LM35シリーズという高精度摂氏温度センサを生産している。このセンサは、この会社のData Acquisition Data Book,1993の第５−12ないし５−15ページに開示されており、Peaseの華氏センサと同等の摂氏用のものである。これらの摂氏センサは同じ問題を有し、最少4Vの供給電圧を必要とする。
発明の概要
本発明は、オフセット電圧V_offだけPTAT電圧V_PTATをシフトした出力電圧V₀を所望の温度範囲にわたって発生するが、従来の温度センサよりも設計が単純であり、オフセットを正確にプログラム可能な温度センサを提供する。
これは、第１レジスタ間に基本PTAT電圧を発生し、PTAT電流I_PTATを生成する、バンド・ギャップ・セルによって達成する。第１抵抗から基準電圧端子の間に第２抵抗を接続し、電圧利得を与える。トランジスタは、第１および第２抵抗の間に接続されているベース、供給電圧に連結されているコレクタ、およびV₀を発生する出力端子に接続されているエミッタを有する。トランジスタのベース−エミッタ電圧は、オフセット電圧V_offの一部分を与える。トランジスタのベース−エミッタ接合間に第３レジスタを接続し、第２抵抗を通過するI_PTATの部分を減少させ、V_offの残りの部分を与える。トランジスタのエミッタおよび基準電圧端子の間に電流源を配置し、そのエミッタ電流を供給すると共に、第３抵抗に電流を供給する。
オフセット電圧V_offの設定は、所望温度範囲の下端において基準電圧端子に印加される電圧にV₀が等しくなるまで、第３抵抗を調節することによって行う。次に、第１抵抗を調節することによって、V_PTATの所望の利得を設定する。
本発明のよりよい理解のため、およびいかにしてこれを実施するかを示すために、これより一例として添付図面を参照する。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明のセンサの出力電圧対絶対温度の関係を示すグラフである。
第２図は、本発明によるオフセットのプログラムが可能なバンド・ギャップ温度センサの簡略構成図である。
第３図は、第２図に示したバンド・ギャップ温度センサの好適実施例の更に詳細な構成図である。
第４図は、一般的なPTAT電圧源のための、本発明のプログラム可能なオフセット機能を示す簡略構成図である。
実施例の詳細な説明
第１図に示すように、本発明は、所望のオフセット電圧V_offだけシフトしたPTAT電圧V_PTATである、出力電圧V₀を発生し、こうして、温度が所望の温度範囲の下端にある場合に、V₀がセンサのロー電圧レベル（low supply）となるようにした温度センサを提供する。ロー電圧レベルは、典型的に接地である。0Vの温度修正差は、センサのオフセット電圧および利得をプログラムすることによって設定する。これにより、センサの精度を高め、基準電圧を発生しこれを出力電圧から減算する必要性をなくし、約2.7ボルトのシングル・エンド供給電圧のみで、10mV/℃の利得で０から125℃までの温度センサの動作を可能にする。この手法によって、センサのオフセット電圧および利得を調節し、広い動作温度および利得範囲に摂氏センサおよび華氏センサ双方を適応可能とする。Peaseのセンサも同じグラフを得ることができるが、より複雑な回路および少なくとも4Vの電源を必要とする。
プログラム可能なオフセットは、単一のオフセット抵抗を、従来のバンド・ギャップ温度セルに追加し、このセル内の異なる点にV₀を発生することによって供給する。所望のオフセットをプログラムするには、所望のオフセット温度においてV₀が0Vに等しくなるまで、オフセット抵抗を調節する。センサの利得は、バンド・ギャップ・セル内の他の抵抗を調節することによって、独立してプログラムする。出力増幅器をセルに接続してV₀をバッファし、外部負荷による影響を受けないようにすることが好ましい。
この手法は単純であるが精度が高い。オフセット電圧は、第１段において単一の抵抗を調節することによってプログラムされ、一方利得は、第２抵抗を調節することによって独立して制御される。出力増幅器はV₀をバッファするためのみに用いられるので、増幅器内の誤差が出力電圧に反映されることはない。更に、増幅器は、その入力が接地電位になることができる必要のない単純なものである。
第２図に示すように、本発明によるオフセットをプログラム可能な温度センサ10は、基本PTAT電圧ΔV_beを供給するバンド・ギャップ・セル12、およびセンサ10が出力電圧V₀を生成するようにオフセット電圧を選択するオフセット抵抗R_offを含む。ここで、V₀は、好ましくは接地電位である、所望の温度範囲の下端におけるロー電圧レベルV_eeに実質的に等しい。バンド・ギャップ・セル12は、１対のnpnトランジスタQ1およびQ2を含み、これらが異なる密度の電流を導通することにより、基本PTAT電圧を確立する。これらの電流密度の比率は、それらのコレクタ電流I_Q1およびI_Q2を実質的に等しくし、トランジスタQ1に、トランジスタQ2のエミッタ面積Ae2よりも、Ａ倍大きなエミッタ面積A_e1を与えることによって設定することが好ましい。尚、コレクタ電流I_Q1およびI_Q2には３μＡが適しており、Ａには10が適している。
トランジスタQ1およびQ2のエミッタ16および18は、それぞれ、出力端子20に互いに連結されている。電流源IS1が、出力端子20および接地間に接続され、双方のトランジスタにテール電流（tail current）を供給する。これらのベース22および24は抵抗R_PTATを介して接続され、抵抗R_PTAT間に、式２および３に記述したように、基本PTAT電圧ΔV_beを確立する。PTAT電圧によって、PTAT電流I_PTATが抵抗R_PTATを通過する。抵抗R_gainが、トランジスタQ1のベース22および接地間に接続され、基本PTAT電圧に対する利得を与える。本発明を用いず、トランジスタQ1およびQ2のベース電流を無視すると、I_PTATは抵抗R_gainを通過することになる。
トランジスタQ1およびQ2のコレクタ26および28を通過するコレクタ電流I_Q1およびI_Q2は、それぞれ、100が適当である電流利得を有する差動電流増幅器A1に入力される。増幅器の出力32は、高電圧源V_CCおよびトランジスタQ2のベース24間に接続され、I_PTATを供給することにより（Q2のベース電流の二次効果は無視する）、抵抗R_PTAT間の基本PTAT電圧を維持する。増幅器A1の目的は、バンド・ギャップ・セルが供給電圧V_CCの変化に感応しないようにすることである。あるいは、差動電圧増幅器を用い、プル抵抗（pull resistor）によってその差動入力および出力32を高電圧源に接続してもよい。
R_offがない場合、出力電圧は、抵抗R_PTATの最上部から取り出すことになり、以下の式で与えられる。

R_gainのR_PTATに対する比率は、温度センサに所望の利得を選択するように設定され、従来の出力電圧V₀はPTATであり、したがって、大きなオフセット電圧を組み入れることになる。
本発明によれば、抵抗R_offがトランジスタQ1のベース22およびエミッタ16間に接続され、出力電圧V₀は出力端子20において読み出される。出力端子20において出力電圧を取り出す効果は２つある。第１に、トランジスタQ1のベース−エミッタ電圧は、抵抗R_gain間のPTAT電圧から減算され、所望のオフセットV_offの一部を与える。第２に、出力電圧V₀は、電流源IS1間の電圧を低下させることによって、所望の温度において0Vに低下させることができる。
トランジスタQ1のベース−エミッタ接合間に抵抗R_offを接続することの効果は、抵抗R_PTATからI_PTATの一部を沈ませる電流源を与えることにより、抵抗R_gainを通過するI_PTATの部分を減らすことである。これによって、所望のオフセットV_offの残りの部分だけ、抵抗R_gain間の電圧が低下し、V₀も同じ量だけ低下することになる。
トランジスタQ1のベース−エミッタ電圧は温度の関数であるので、そのベース−エミッタ接合間に抵抗R_offを接続し出力を移動させることにより、出力電圧V₀の利得増加が得られるという付加的な効果がある。これによって、基本PTAT電圧および抵抗R_gainによって供給しなければならない利得量が減少し、更に、センサを駆動するために必要な供給電圧V_CCが低下する。
出力電圧V₀についての特性方程式は、以下の導出によって与えられる。まず、抵抗R_gain間の電圧を記述する。
R_gain＝（I_PTAT−I_ROff）R_gain （５）
ここで、I_PTAT＝ΔV_be/R_PTAT、およびI_off＝V_be1/R_offである。これらの関係を式５に代入すると、以下の式が得られる。

したがって、ベース−エミッタ電圧だけシフト・ダウンしたV_Rgainである出力電圧は、以下の式で与えられる。

トランジスタのベース−エミッタ電圧は、以下の式で与えられる。
V_be＝E_g−BT_k （８）
ここで、E_gはバンド・ギャップ電圧、Ｂは定数である。E_gは、処理パラメータ、バイアス電流レベル、およびトランジスタの幾何学的形状とは独立しており、したがって、シリコンでは約1.17Vの一定基準値を与える。定数Ｂは、バイアス電流および処理に依存し、2mV/゜Kの典型値を有する。
式８のV_beについての関係を式７に代入し、PTATである電圧成分を一定電圧オフセットから分離するように整理すると、次の式が得られる。

したがって、所望のオフセット電圧V_offは次の式で与えられる。

また、出力端子20において発生するPTAT電圧V_PTATは、次のようになる。

したがって、オフセット電圧V_offは、R_gain/R_offの比率を選択することによって設定され、V_PTATの利得は、R_PTATの抵抗値を選択することによって較正される。実際には、E_gは認知可能には変動しないので、R_gain/R_offは未調節で設定可能である。V_beの傾斜は変動するので、V_outが所望値、例えば、25℃においてV_out＝0.25Vに等しくなるまで、R_PTATを調節することができる。
この構成には、温度センサを駆動するために必要な供給電圧V_CCの量を減らすという、付加的な利点がある。供給電圧は、最大所望温度に対するトランジスタQ2のベース24におけるおおよその電圧に、増幅器A1のV_beを加算したものを供給する必要がある。出力にオフセット電圧を単に供給するだけでは、この量は減少しない。しかしながら、本発明は、基本PTAT電圧の利得を減少させると共に、抵抗R_gain間の電圧をオフセットする。これによってベース24における電圧が減少するので、必要な供給電圧も減少することになる。
好ましい近似として、ベース24における電圧を出力電圧よりもV_beだけ高くすることがあげられ、この場合供給電圧V_CCは最大出力電圧よりも少なくとも2V_be高くなければならない。例えば、温度範囲が０ないし125℃、および利得が10mV/゜Kの温度センサの最大V0は1.25Vである。V_beは125℃において約0.414Vである。したがって、最少供給電圧V_CCは約2.1Vとなる。よって、利得が10mV/℃、範囲が０ないし125℃の摂氏温度センサは、2.7Vの供給で快調に動作する。
第３図は、電流源IS2および差動増幅器A1による好適な実施である第２図からのバンド・ギャップ・セル12、およびV₀をバッファするための出力増幅器A2を含む、好適な温度センサ10を示す。電流源IS1は、正電源V_CCからダイオードD1を通過して接地に流れる電流I_S2を供給する、電流源IS2によって実施する。電流I_S2には３μＡが適当である。ダイオードD1は、エミッタ34が接地およびベース−コレクタ36に接続されている、ダイオード接続状のnpnトランジスタとして実施される。別のnpnトランジスタQ3は、接地に接続されているエミッタ38、ダイオードD1のベース−コレクタ36に接続されているベース40、および固定利得量でI_S2を出力端子20にミラーするコレクタ42を有する。これは、トランジスタQ1およびQ2のエミッタ電流、および抵抗R_offを通過するオフセット電流I_offを供給する。
差動電流増幅器A1は、pnp出力段トランジスタQ4のベースに流れ込むI_Q1−I_Q2に等しい差電流を駆動するカレント・ミラーM1を含む。トランジスタQ4はこの差電流を増幅し、I_PTATを供給する。カレント・ミラーM1の一方側は、ダイオード接続状のpnpトランジスタとして実施されているダイオードD2を含む。このpnpトランジスタは、V_CCに接続されているエミッタ46、およびトランジスタQ1のコレクタ26に接続されているベース−コレクタ48を有する。ミラーM1の他方側はpnpトランジスタQ5を含み、pnpトランジスタQ5はダイオードD2のベース−コレクタ48に接続されているベース50、V_CCに連結されているエミッタ52、およびトランジスタQ2のコレクタ28および出力段トランジスタQ4のベース４に接続されているコレクタ54を有する。トランジスタQ4のエミッタ56はV_CCに接続されており、そのコレクタは、増幅器A1の出力32を供給し、トランジスタQ2のベース24に接続されている。
カレント・ミラーM1および出力段トランジスタQ4は共に負フィードバック経路を形成し、これがバンド・ギャップ・セル12を安定化し、供給電圧V_CCにおける変動に対してそれを不感応にする。例えば、差電流の増大によって、I_PTATが増大する。更に、これがトランジスタQ2のベース24における電圧を上昇させ、そのコレクタ電流I_Q2を増大させ、結果的に差電流を減少させる。
出力増幅器A2は、バンド・ギャップ・セル12、および読み出し回路のような負荷57の間に接続されており、負荷電流I_Lを供給し、出力電圧V₀に応じて負荷57を駆動する。増幅器A2がないと、トランジスタQ1およびQ2は負荷を駆動しなければならない。Q1およびQ2はV₀に影響を与えずにいくらかの電流を供給することができるが、増幅器A2を用いてバッファを設け、広範囲の負荷条件全体についてV₀の保全性を維持することが好ましい。
増幅器A2は、電流ノード58へのコレクタ電流I_Q1をミラーするカレント・ミラーM2を含む。カレント・ミラーM2は、ダイオードD2をミラーM1と共有し、pnpトランジスタQ6を含む。トランジスタQ6は、D2のベース−コレクタ48に接続されているベース60、V_CCに連結されているエミッタ62、およびノード58に接続されているコレクタ64を有する。ダイオードD1のベース−コレクタ36に接続されているベース66、接地に連結されているエミッタ68、およびコレクタ70を有するnpnトランジスタQ7が電流ノード58から基準電流I_refを沈める（sink）ので、I_Q1−I_refの差電流がノード58から出力トランジスタQ8のベース72に供給される。このトランジスタは、VCCに連結されているコレクタ74、および出力端子20に接続されているエミッタ76を有する。出力トランジスタQ8は、その電流利得βによって、差電流I_Q1−I_refを増幅し、出力端子20における負荷電流ILの殆どを供給する。電流利得βには100が適当である。トランジスタQ1およびQ2は、全負荷電流I_Lの小さな二次部分、約I_L/βを供給するが、これは感知不可能であり、V₀に重大な影響を及ぼすことはない。
第２図および第３図に示す温度センサ10の好適実施例では、トランジスタQ1が２つの目的を果たした。第１に、これは、基本PTAT電圧を設定するトランジスタ対Q1/Q2の一部を形成する。第２に、トランジスタQ1はオフセット抵抗R_offと共に、プログラム可能なオフセット電圧を供給する。しかしながら、基本PTAT電圧ΔV_beを発生するためには、多くの異なる回路構成を用いることが可能である。一般化した状況を第４図に示す。ここでは、第２図および第３図におけるバンド・ギャップ・セル12のようなPTAT電圧源80が、抵抗R_PTAT間の基本PTAT電圧を発生し、これによって、I_PTATが抵抗R_gainを通過する。トランジスタQ1および抵抗R_offの組み合わせによって、抵抗R_gainを通過するI_PTATの部分が減少するので、出力端子20における出力電圧V₀は、所望のオフセットだけシフトされる。
以上、本発明の代表的な実施例について示しかつ説明したが、数多くの改造や代替実施例が、当業者には想起しよう。かかる改造や代替実施例は予期されるものであり、添付の請求の範囲に規定する本発明の精神および範囲から逸脱することなく得ることができる。

Claims (10)

1. バンド・ギャップ温度センサであって、
   第１抵抗R_PTATと、
   各々、前記第１抵抗R_PTATを介して接続されているベース、コレクタ、および共通接続されているエミッタを有する第１および第２トランジスタ（Q1,Q2）であって、前記第１抵抗R_PTATに絶対温度に比例する（PTAT）基本電圧を確立する異なる電流密度で各コレクタ電流を導通させ、PTAT電流I_PTATを前記第１抵抗R_PTATに通過させる前記第１おび第２トランジスタ（Q1,Q2）と、
   基準電圧端子（V_ee）と、
   前記第１トランジスタ（Q1）のベースおよび前記基準電圧端子（V_ee）の間に接続され、前記PTAT電流I_PTATの第１部分を導通する第２抵抗R_gainと、
   前記第１および第２トランジスタ（Q1,Q2）のエミッタから前記基準電圧端子（V_ee）までの間に接続され、前記第１および第２トランジスタ（Q1,Q2）にエミッタ電流を供給するバイアス電流源（IS1）と、
   前記第１トランジスタ（Q1）のベースに接続され、前記PTAT電流I_PTATの第２部分を導通し、前記第２抵抗R_gainを流れる前記PTAT電流I_PTATの前記第１部分を設定するオフセット電流源と、
   から成り、
   前記バンド・ギャップ温度センサは、前記第１および第２のトランジスタのエミッタに、オフセット電圧VoffだけシフトしたPTAT電圧V_PTATである出力電圧V₀を生成することによって前記PTAT電流I_PTATに応答し、前記第２抵抗R_gainは、所望の温度において前記出力電圧V₀が前記基準電圧端子に印加される電圧と実質的に同一となるように、前記オフセット電圧V_offを設定するように選択されることを特徴とするバンド・ギャップ温度センサ。
2. 前記オフセット電流源は、前記第１トランジスタ（Q1）のベースおよびエミッタ間に接続され、前記PTAT電流I_PTATの前記第２部分を導通する第３抵抗R_offを含み、前記第２抵抗R_gainの該第３抵抗R_offに対する比率が前記オフセット電圧V_offを設定するように選択されることを特徴とする請求項１記載のバンド・ギャップ温度センサ。
3. 供給電圧（Vcc）を受け取るための供給電圧端子と、
   前記供給電圧端子に接続され、前記第１及び第２トランジスタ（Q1,Q2）のコレクタに接続されている差動入力と、前記第２トランジスタ（Q2）のベースに結合されている出力とを有する差動増幅器（A1）であって、前記温度センサを安定化させることにより、前記基本電圧（PTAT）が前記供給電圧の変化に対して不感応となるようにする前記差動増幅器（A1）と、
   を更に備えることを特徴とする請求項１記載のバンド・ギャップ温度センサ。
4. 前記出力電圧V₀は、約10mV/℃の感度で、摂氏約０度から摂氏約125度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧および供給電圧は３ボルト未満だけ相違することを特徴とする請求項３記載のバンド・ギャップ温度センサ。
5. 前記基準電圧は接地基準電位であることを特徴とする請求項１記載のバンド・ギャップ温度センサ。
6. 前記差動増幅器は、
   前記供給電圧端子に接続されて、そこから電流を得る基準電流入力、前記差動入力、および電流出力を有するカレント・ミラー（M1）であって、前記差動入力はコレクタ電流を供給するように前記第１および第２トランジスタ（Q1,Q2）のコレクタに接続され、該電流出力は前記コレクタ電流間の差と略々等しい差電流を供給する該カレント・ミラー（M1）と、
   前記電流出力に接続されているベースと、前記PTAT電流を第１抵抗R_PTATに供給するために前記差電流を増幅するコレクタ・エミッタ回路とを有する出力段トランジスタ（Q4）と、
   から成ることを特徴とする請求項３記載のバンド・ギャップ温度センサ。
7. 基準電流を発生する基準電流源（IS1）と、
   前記基準電流源および前記第１トランジスタ（Q1）のコレクタに接続されている差動入力を有し、前記第１トランジスタ（Q1）のエミッタに接続されている電流出力を更に有する出力増幅器（A2）であって、前記第１トランジスタ（Q1）のコレクタ電流を前記基準電流と比較し、前記電流出力に駆動電流を供給する前記出力増幅器（A2）と、
   を更に備えていることを特徴とする請求項３、４または５記載のバンド・ギャップ温度センサ。
8. 前記第１および第２トランジスタ（Q1、Q2）のエミッタは、出力ノード（20）に接続されており、前記差動および出力増幅器は、
   前記第１トランジスタ（Q1）のコレクタに接続されそのコレクタ電流を供給する基準入力と、前記第２トランジスタ（Q2）のコレクタおよび前記基準電流源にそれぞれ接続され、前記第１トランジスタのコレクタ電流を導通する第１および第２入力と、前記第１および第２トランジスタ（Q1、Q2）のコレクタ電流間の差、ならびに前記第１トランジスタ（Q1）のコレクタ電流および前記基準電流間の差をそれぞれ供給する第１および第２電流出力とを有するカレント・ミラー（M1、M2）と、
   前記第１電流出力に接続されているベースと、前記第１抵抗R_PTATに電流を供給するコレクタ・エミッタ回路とを有する出力段トランジスタ（Q4）と、
   前記第２電流出力に接続されているベースと、前記出力ノードにおいて電流を供給するコレクタ・エミッタ回路とを有する駆動トランジスタ（Q8）と、
   から成ることを特徴とする請求項７記載のバンド・ギャップ温度センサ。
9. 前記出力電圧V₀は、約10mV/℃の感度で、摂氏約０度から摂氏約125度までの摂氏温度に応答し、前記基準電圧は接地電位であり、前記供給電圧は３ボルト未満であることを特徴とする請求項８記載のバンド・ギャップ温度センサ。
10. 温度センサであって、
    第１抵抗R_PTATと、
    該第１抵抗R_PTATを通過するPTAT（絶対温度比例）電流I_PTATを発生する絶対温度比例電流源と、
    基準電圧端子（Vee）と、
    前記基準電圧端子および前記第１抵抗R_PTATとの間に接続され前記PTAT電流I_PTATの一部分を導通する第２抵抗Rgainと、
    前記第２抵抗Rgainおよび前記第１抵抗R_PTATとの間のノードに接続されているベース、コレクタ、およびエミッタ電流を導通するエミッタを有し、ベース−エミッタ電圧を有するトランジスタと、
    前記トランジスタのベースおよびエミッタ間に接続され、前記PTAT電流I_PTATの他の一部分を導通する第３抵抗（R_off）と、
    前記エミッタおよび前記基準電圧端子間に接続され、前記エミッタ電流および前記PTAT電流I_PTATの前記他の一部分を供給する電流源（IS1）と、
    から成り、
    前記PTAT電流の前記一部分および前記他の一部分は、それぞれ、第２抵抗Rgainおよび第３抵抗R_offを通過し、前記トランジスタのベース・エミッタ電圧は共に、前記エミッタにおいて、オフセット電圧VoffだけずらしたPTAT電圧V_PTATである出力電圧V₀を生成し、第２抵抗R_gainの第３抵抗R_offに対する比率は、所望の温度において前記出力電圧V₀が前記基準電圧端子に印加される電圧に実質的に同一となるように、前記オフセット電圧を設定するよう選択されることを特徴とする温度センサ。

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