JP2001124632A - 温度センサ回路 - Google Patents
温度センサ回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、出力電圧のばらつきがなく、精度
が向上する温度センサ回路を提供することを目的とす
る。 【解決手段】 差動回路で構成され所定の温度特性を持
つ絶対温度比例電圧を出力する温度センサ部（Ｑ３〜Ｑ
８，Ｒ２，Ｒ３，１６，１８）と、一端に前記絶対温度
比例電圧を印加されると共に定電流を流されており前記
絶対温度比例電圧を降下させて他端より出力する第１の
抵抗素子（Ｒ６）とを有するため、第１の抵抗素子（Ｒ
６）から出力されるシフトされた絶対温度比例電圧が、
トランジスタの素子定数によってばらつくことがなく、
出力電圧のばらつきを防止できる。
が向上する温度センサ回路を提供することを目的とす
る。 【解決手段】 差動回路で構成され所定の温度特性を持
つ絶対温度比例電圧を出力する温度センサ部（Ｑ３〜Ｑ
８，Ｒ２，Ｒ３，１６，１８）と、一端に前記絶対温度
比例電圧を印加されると共に定電流を流されており前記
絶対温度比例電圧を降下させて他端より出力する第１の
抵抗素子（Ｒ６）とを有するため、第１の抵抗素子（Ｒ
６）から出力されるシフトされた絶対温度比例電圧が、
トランジスタの素子定数によってばらつくことがなく、
出力電圧のばらつきを防止できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は温度センサ回路に関
し、特に、半導体素子の温度特性を利用して温度を検出
する温度センサ回路に関する。
し、特に、半導体素子の温度特性を利用して温度を検出
する温度センサ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、半導体素子の温度特性を利用
して温度を検出する温度センサ回路がある。図２は、従
来の温度センサ回路の一例の回路図を示す。同図中、電
源Ｖｃｃと接地ＧＮＤ間に定電流源１０とツェナーダイ
オード１２とが直列接続されて、定電圧源を構成してい
る。定電流源１０とツェナーダイオード１２のカソード
との接続点は、演算増幅器１４の非反転入力端子に接続
されてツェナーダイオード１２で発生した定電圧のツェ
ナー電圧ツェナー電圧ＶＺが演算増幅器１４に供給され
ている。演算増幅器１４の出力端子はｎｐｎトランジス
タＱ１のベースに接続され、トランジスタＱ１のエミッ
タは抵抗Ｒ１を介して接地されると共に演算増幅器１４
の反転入力端子に接続され、トランジスタＱ１のコレク
タはｐｎｐトランジスタＱ２のコレクタに接続されてい
る。上記の演算増幅器１４とトランジスタＱ１と抵抗Ｒ
１は、抵抗Ｒ１に電流を流して発生する電圧がツェナー
電圧ＶＺと一致するように制御して精度の良い定電流を
得ており、トランジスタＱ１のコレクタ電流はＶＺ／Ｒ
１で表される。
して温度を検出する温度センサ回路がある。図２は、従
来の温度センサ回路の一例の回路図を示す。同図中、電
源Ｖｃｃと接地ＧＮＤ間に定電流源１０とツェナーダイ
オード１２とが直列接続されて、定電圧源を構成してい
る。定電流源１０とツェナーダイオード１２のカソード
との接続点は、演算増幅器１４の非反転入力端子に接続
されてツェナーダイオード１２で発生した定電圧のツェ
ナー電圧ツェナー電圧ＶＺが演算増幅器１４に供給され
ている。演算増幅器１４の出力端子はｎｐｎトランジス
タＱ１のベースに接続され、トランジスタＱ１のエミッ
タは抵抗Ｒ１を介して接地されると共に演算増幅器１４
の反転入力端子に接続され、トランジスタＱ１のコレク
タはｐｎｐトランジスタＱ２のコレクタに接続されてい
る。上記の演算増幅器１４とトランジスタＱ１と抵抗Ｒ
１は、抵抗Ｒ１に電流を流して発生する電圧がツェナー
電圧ＶＺと一致するように制御して精度の良い定電流を
得ており、トランジスタＱ１のコレクタ電流はＶＺ／Ｒ
１で表される。
【０００３】トランジスタＱ２のエミッタは電源Ｖｃｃ
に接続され、トランジスタＱ２のベースはコレクタに接
続されると共にｐｎｐトランジスタＱ９のベースに接続
され、トランジスタＱ９のエミッタは電源Ｖｃｃに接続
され、トランジスタＱ９のコレクタはｐｎｐトランジス
タＱ１０のエミッタに接続されている。トランジスタＱ
２，Ｑ９はカレントミラー回路を構成しており、トラン
ジスタＱ１０のエミッタ電流ＩEQ10はＶＺ／Ｒ１とな
る。
に接続され、トランジスタＱ２のベースはコレクタに接
続されると共にｐｎｐトランジスタＱ９のベースに接続
され、トランジスタＱ９のエミッタは電源Ｖｃｃに接続
され、トランジスタＱ９のコレクタはｐｎｐトランジス
タＱ１０のエミッタに接続されている。トランジスタＱ
２，Ｑ９はカレントミラー回路を構成しており、トラン
ジスタＱ１０のエミッタ電流ＩEQ10はＶＺ／Ｒ１とな
る。
【０００４】ｐｎｐトランジスタＱ３，Ｑ４はエミッタ
面積比が１：ｎ（ｎは例えば８）とされており、トラン
ジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは共通接続され定電流源１
６を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ
Ｑ３，Ｑ４それぞれのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ
５，Ｑ６それぞれコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ５，Ｑ６のベースは共通接続されてトランジスタ
Ｑ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６の
エミッタは接地されてカレントミラー回路を構成してお
り、トランジスタＱ３，Ｑ４の構成する差動回路に動作
電流を供給している。トランジスタＱ４のベースは抵抗
Ｒ２の一端に接続され、トランジスタＱ３のベースは抵
抗Ｒ２の他端に接続されている。
面積比が１：ｎ（ｎは例えば８）とされており、トラン
ジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは共通接続され定電流源１
６を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ
Ｑ３，Ｑ４それぞれのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ
５，Ｑ６それぞれコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ５，Ｑ６のベースは共通接続されてトランジスタ
Ｑ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６の
エミッタは接地されてカレントミラー回路を構成してお
り、トランジスタＱ３，Ｑ４の構成する差動回路に動作
電流を供給している。トランジスタＱ４のベースは抵抗
Ｒ２の一端に接続され、トランジスタＱ３のベースは抵
抗Ｒ２の他端に接続されている。
【０００５】トランジスタＱ３のコレクタはｎｐｎトラ
ンジスタＱ７のベースに接続され、トランジスタＱ７の
コレクタはｎｐｎトランジスタＱ８のベースに接続さ
れ、かつ、定電流源１８を介して電源Ｖｃｃに接続さ
れ、更に位相補正用のコンデンサＣ１を介してベースに
接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ
８のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは直列
接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して接地されている。こ
れにより、差動回路の出力がトランジスタＱ３のコレク
タからトランジスタＱ７に供給されて増幅され、エミッ
タフォロア構成のトランジスタＱ８のエミッタから電圧
ＶPTATとして出力されると共に、抵抗Ｒ２，Ｒ３から差
動回路に帰還されている。
ンジスタＱ７のベースに接続され、トランジスタＱ７の
コレクタはｎｐｎトランジスタＱ８のベースに接続さ
れ、かつ、定電流源１８を介して電源Ｖｃｃに接続さ
れ、更に位相補正用のコンデンサＣ１を介してベースに
接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ
８のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは直列
接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して接地されている。こ
れにより、差動回路の出力がトランジスタＱ３のコレク
タからトランジスタＱ７に供給されて増幅され、エミッ
タフォロア構成のトランジスタＱ８のエミッタから電圧
ＶPTATとして出力されると共に、抵抗Ｒ２，Ｒ３から差
動回路に帰還されている。
【０００６】上記のトランジスタＱ３〜Ｑ８，抵抗Ｒ
２，Ｒ３及び定電流源１６，１８は温度センサ部を構成
しており、電圧ＶPTATはトランジスタＱ３とＱ４のベー
ス・エミッタ間電圧降下の差に応じた温度特性を持つた
め絶対温度比例電圧と呼ばれ、（１）式で表される。 ＶPTAT＝［（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２］・［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ（ｎ）…（１） 但し、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度［ｄｅｇ］、
ｑは電荷、ｌｎは自然対数、ｎはトランジスタＱ３，Ｑ
４のエミッタ面積比である。
２，Ｒ３及び定電流源１６，１８は温度センサ部を構成
しており、電圧ＶPTATはトランジスタＱ３とＱ４のベー
ス・エミッタ間電圧降下の差に応じた温度特性を持つた
め絶対温度比例電圧と呼ばれ、（１）式で表される。 ＶPTAT＝［（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２］・［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ（ｎ）…（１） 但し、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度［ｄｅｇ］、
ｑは電荷、ｌｎは自然対数、ｎはトランジスタＱ３，Ｑ
４のエミッタ面積比である。
【０００７】トランジスタＱ８のエミッタは、トランジ
スタＱ９のコレクタ及びトランジスタＱ１０のエミッタ
に接続されている。トランジスタＱ１０のコレクタは接
地され、ベースは演算増幅器２０の非反転入力端子に接
続されている。演算増幅器２０の出力端子は端子２２に
接続されると共に、抵抗Ｒ５を介して演算増幅器２０の
反転入力端子に接続されており、また、反転入力端子は
抵抗Ｒ４を介して接地され、増幅度（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ
４の非反転増幅器を構成している。これにより、トラン
ジスタＱ８のエミッタの電圧ＶPTATはトランジスタＱ１
０のベース・エミッタ間降下電圧ＶBEQ10 だけシフトさ
れた後、演算増幅器２０で増幅されて端子２２から出力
される。
スタＱ９のコレクタ及びトランジスタＱ１０のエミッタ
に接続されている。トランジスタＱ１０のコレクタは接
地され、ベースは演算増幅器２０の非反転入力端子に接
続されている。演算増幅器２０の出力端子は端子２２に
接続されると共に、抵抗Ｒ５を介して演算増幅器２０の
反転入力端子に接続されており、また、反転入力端子は
抵抗Ｒ４を介して接地され、増幅度（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ
４の非反転増幅器を構成している。これにより、トラン
ジスタＱ８のエミッタの電圧ＶPTATはトランジスタＱ１
０のベース・エミッタ間降下電圧ＶBEQ10 だけシフトさ
れた後、演算増幅器２０で増幅されて端子２２から出力
される。
【０００８】例えば１０ｍＶ／ｄｅｇといった大きな温
度勾配の回路を作成する場合には、絶対温度比例電圧Ｖ
PTATの動作電圧が上昇する。そのため、電源電圧Ｖｃｃ
が３Ｖ以下の低電圧で動作させるために、トランジスタ
Ｑ１０のＶBEQ10 でレベルシフトを行っている。端子２
２の出力電圧Ｖｏｕｔは（２）式で表される。 Ｖｏｕｔ＝（ＶPTAT−ＶBEQ10 ）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ …（２） ＶBEQ10 ＝［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ（ＩEQ10／ＩS ） ＝［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ［ＶＺ／（Ｒ１・ＩS ）］ …（３） 但し、ＩS はトランジスタ形成時の不純物の拡散濃度等
で定まる素子定数。
度勾配の回路を作成する場合には、絶対温度比例電圧Ｖ
PTATの動作電圧が上昇する。そのため、電源電圧Ｖｃｃ
が３Ｖ以下の低電圧で動作させるために、トランジスタ
Ｑ１０のＶBEQ10 でレベルシフトを行っている。端子２
２の出力電圧Ｖｏｕｔは（２）式で表される。 Ｖｏｕｔ＝（ＶPTAT−ＶBEQ10 ）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ …（２） ＶBEQ10 ＝［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ（ＩEQ10／ＩS ） ＝［ｋ・Ｔ／ｑ］・ｌｎ［ＶＺ／（Ｒ１・ＩS ）］ …（３） 但し、ＩS はトランジスタ形成時の不純物の拡散濃度等
で定まる素子定数。
【０００９】上記の絶対温度比例電圧ＶPTATは例えば４
ｍＶ／ｄｅｇ程度であり、ＶBEQ10は−２ｍＶ／ｄｅｇ
程度である。
ｍＶ／ｄｅｇ程度であり、ＶBEQ10は−２ｍＶ／ｄｅｇ
程度である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来回路の出力
電圧Ｖｏｕｔは（２）式で表される温度特性を有してい
る。（２）式において、抵抗Ｒ４，Ｒ５それぞれは温度
変化するが、（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４の項では温度変化分
が相殺される。ＶPTATは（１）式で表され温度特性を有
している。（１）式の（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２の項は温度
変化分が相殺され、ｋ，ｑ，ｎそれぞれは定数であり、
ばらつきはない。
電圧Ｖｏｕｔは（２）式で表される温度特性を有してい
る。（２）式において、抵抗Ｒ４，Ｒ５それぞれは温度
変化するが、（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４の項では温度変化分
が相殺される。ＶPTATは（１）式で表され温度特性を有
している。（１）式の（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ２の項は温度
変化分が相殺され、ｋ，ｑ，ｎそれぞれは定数であり、
ばらつきはない。
【００１１】しかし、レベルシフトを行っているトラン
ジスタＱ１０のＶBEQ10 は（３）式で表される温度特性
を有している。（３）式において、ツェナー電圧ＶＺは
温度変化がほとんどないが、ＩS はトランジスタ形成時
の不純物の拡散濃度等で定まる素子定数ＩS は、トラン
ジスタＱ１０を形成するときにばらつく。この素子定数
ＩS のばらつきのために、各温度センサ回路では出力電
圧Ｖｏｕｔがばらつき、精度が悪化するという問題があ
った。
ジスタＱ１０のＶBEQ10 は（３）式で表される温度特性
を有している。（３）式において、ツェナー電圧ＶＺは
温度変化がほとんどないが、ＩS はトランジスタ形成時
の不純物の拡散濃度等で定まる素子定数ＩS は、トラン
ジスタＱ１０を形成するときにばらつく。この素子定数
ＩS のばらつきのために、各温度センサ回路では出力電
圧Ｖｏｕｔがばらつき、精度が悪化するという問題があ
った。
【００１２】本発明は、上記の点に鑑みなされたもの
で、出力電圧のばらつきがなく、精度が向上する温度セ
ンサ回路を提供することを目的とする。
で、出力電圧のばらつきがなく、精度が向上する温度セ
ンサ回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、差動回路で構成され所定の温度特性を持つ絶対温度
比例電圧を出力する温度センサ部（Ｑ３〜Ｑ８，Ｒ２，
Ｒ３，１６，１８）と、一端に前記絶対温度比例電圧を
印加されると共に定電流を流されており前記絶対温度比
例電圧を降下させて他端より出力する第１の抵抗素子
（Ｒ６）とを有する。
は、差動回路で構成され所定の温度特性を持つ絶対温度
比例電圧を出力する温度センサ部（Ｑ３〜Ｑ８，Ｒ２，
Ｒ３，１６，１８）と、一端に前記絶対温度比例電圧を
印加されると共に定電流を流されており前記絶対温度比
例電圧を降下させて他端より出力する第１の抵抗素子
（Ｒ６）とを有する。
【００１４】このように、第１の抵抗素子（Ｒ６）に定
電流を流し、その電圧降下によって絶対温度比例電圧を
シフト（降下）させているため、第１の抵抗素子（Ｒ
６）から出力されるシフトされた絶対温度比例電圧が、
トランジスタの素子定数によってばらつくことがなく、
出力電圧のばらつきを防止できる。請求項２に記載の発
明は、請求項１記載の温度センサ回路において、前記定
電流は、第２の抵抗素子（Ｒ１）に電流を流して発生す
る電圧がツェナー電圧と一致するように制御して得た電
流である。
電流を流し、その電圧降下によって絶対温度比例電圧を
シフト（降下）させているため、第１の抵抗素子（Ｒ
６）から出力されるシフトされた絶対温度比例電圧が、
トランジスタの素子定数によってばらつくことがなく、
出力電圧のばらつきを防止できる。請求項２に記載の発
明は、請求項１記載の温度センサ回路において、前記定
電流は、第２の抵抗素子（Ｒ１）に電流を流して発生す
る電圧がツェナー電圧と一致するように制御して得た電
流である。
【００１５】このため、第１の抵抗素子（Ｒ６）の温度
変化と第２の抵抗素子（Ｒ１）の温度変化とを相殺で
き、精度の良い温度検出が可能となる。なお、上記括弧
内の符号は、理解を容易にするために付したものであ
り、一例にすぎない。
変化と第２の抵抗素子（Ｒ１）の温度変化とを相殺で
き、精度の良い温度検出が可能となる。なお、上記括弧
内の符号は、理解を容易にするために付したものであ
り、一例にすぎない。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は本発明の温度センサ回路の
一実施例の回路図を示す。同図中、図２と同一部分には
同一符号を付す。図１において、電源Ｖｃｃと接地ＧＮ
Ｄ間に定電流源１０とツェナーダイオード１２とが直列
接続されて、定電圧源を構成している。定電流源１０と
ツェナーダイオード１２のカソードとの接続点は、演算
増幅器１４の非反転入力端子に接続されてツェナーダイ
オード１２で発生した定電圧のツェナー電圧ＶＺが演算
増幅器１４に供給されている。演算増幅器１４の出力端
子はｎｐｎトランジスタＱ１のベースに接続され、トラ
ンジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１を介して接地される
と共に演算増幅器１４の反転入力端子に接続され、トラ
ンジスタＱ１のコレクタはｐｎｐトランジスタＱ２のコ
レクタに接続されている。上記の演算増幅器１４とトラ
ンジスタＱ１と抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ１に電流を流して発
生する電圧がツェナー電圧ＶＺと一致するように制御し
て精度の良い定電流を得ており、トランジスタＱ１のコ
レクタ電流はＶＺ／Ｒ１で表される。
一実施例の回路図を示す。同図中、図２と同一部分には
同一符号を付す。図１において、電源Ｖｃｃと接地ＧＮ
Ｄ間に定電流源１０とツェナーダイオード１２とが直列
接続されて、定電圧源を構成している。定電流源１０と
ツェナーダイオード１２のカソードとの接続点は、演算
増幅器１４の非反転入力端子に接続されてツェナーダイ
オード１２で発生した定電圧のツェナー電圧ＶＺが演算
増幅器１４に供給されている。演算増幅器１４の出力端
子はｎｐｎトランジスタＱ１のベースに接続され、トラ
ンジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ１を介して接地される
と共に演算増幅器１４の反転入力端子に接続され、トラ
ンジスタＱ１のコレクタはｐｎｐトランジスタＱ２のコ
レクタに接続されている。上記の演算増幅器１４とトラ
ンジスタＱ１と抵抗Ｒ１は、抵抗Ｒ１に電流を流して発
生する電圧がツェナー電圧ＶＺと一致するように制御し
て精度の良い定電流を得ており、トランジスタＱ１のコ
レクタ電流はＶＺ／Ｒ１で表される。
【００１７】トランジスタＱ２のエミッタは電源Ｖｃｃ
に接続され、トランジスタＱ２のベースはコレクタに接
続されると共にｐｎｐトランジスタＱ９のベースに接続
され、トランジスタＱ９のエミッタは電源Ｖｃｃに接続
され、トランジスタＱ９のコレクタはｎｐｎトランジス
タＱ１２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ
２，Ｑ９はカレントミラー回路を構成しており、トラン
ジスタＱ９のコレクタ電流ＩCQ9 はＶＺ／Ｒ１となる。
に接続され、トランジスタＱ２のベースはコレクタに接
続されると共にｐｎｐトランジスタＱ９のベースに接続
され、トランジスタＱ９のエミッタは電源Ｖｃｃに接続
され、トランジスタＱ９のコレクタはｎｐｎトランジス
タＱ１２のコレクタに接続されている。トランジスタＱ
２，Ｑ９はカレントミラー回路を構成しており、トラン
ジスタＱ９のコレクタ電流ＩCQ9 はＶＺ／Ｒ１となる。
【００１８】ｐｎｐトランジスタＱ３，Ｑ４はエミッタ
面積比が１：ｎ（ｎは例えば８）とされており、トラン
ジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは共通接続され定電流源１
６を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ
Ｑ３，Ｑ４それぞれのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ
５，Ｑ６それぞれコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ５，Ｑ６のベースは共通接続されてトランジスタ
Ｑ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６の
エミッタは接地されてカレントミラー回路を構成してお
り、トランジスタＱ３，Ｑ４の構成する差動回路に動作
電流を供給している。トランジスタＱ４のベースは抵抗
Ｒ２の一端に接続され、トランジスタＱ３のベースは抵
抗Ｒ２の他端に接続されている。
面積比が１：ｎ（ｎは例えば８）とされており、トラン
ジスタＱ３，Ｑ４のエミッタは共通接続され定電流源１
６を介して電源Ｖｃｃに接続されている。トランジスタ
Ｑ３，Ｑ４それぞれのコレクタはｎｐｎトランジスタＱ
５，Ｑ６それぞれコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ５，Ｑ６のベースは共通接続されてトランジスタ
Ｑ６のコレクタに接続され、トランジスタＱ５，Ｑ６の
エミッタは接地されてカレントミラー回路を構成してお
り、トランジスタＱ３，Ｑ４の構成する差動回路に動作
電流を供給している。トランジスタＱ４のベースは抵抗
Ｒ２の一端に接続され、トランジスタＱ３のベースは抵
抗Ｒ２の他端に接続されている。
【００１９】トランジスタＱ３のコレクタはｎｐｎトラ
ンジスタＱ７のベースに接続され、トランジスタＱ７の
コレクタはｎｐｎトランジスタＱ８のベースに接続さ
れ、かつ、定電流源１８を介して電源Ｖｃｃに接続さ
れ、更に位相補正用のコンデンサＣ１を介してベースに
接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ
８のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは直列
接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して接地されている。こ
れにより、差動回路の出力がトランジスタＱ３のコレク
タからトランジスタＱ７に供給されて増幅され、エミッ
タフォロア構成のトランジスタＱ８のエミッタから電圧
ＶPTATとして出力されると共に、抵抗Ｒ２，Ｒ３から差
動回路に帰還されている。
ンジスタＱ７のベースに接続され、トランジスタＱ７の
コレクタはｎｐｎトランジスタＱ８のベースに接続さ
れ、かつ、定電流源１８を介して電源Ｖｃｃに接続さ
れ、更に位相補正用のコンデンサＣ１を介してベースに
接続され、エミッタは接地されている。トランジスタＱ
８のコレクタは電源Ｖｃｃに接続され、エミッタは直列
接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３を介して接地されている。こ
れにより、差動回路の出力がトランジスタＱ３のコレク
タからトランジスタＱ７に供給されて増幅され、エミッ
タフォロア構成のトランジスタＱ８のエミッタから電圧
ＶPTATとして出力されると共に、抵抗Ｒ２，Ｒ３から差
動回路に帰還されている。
【００２０】上記のトランジスタＱ３〜Ｑ８，抵抗Ｒ
２，Ｒ３及び定電流源１６，１８は温度センサ部を構成
しており、電圧ＶPTATはトランジスタＱ３とＱ４のベー
ス・エミッタ間電圧降下の差に応じた温度特性を持つた
め絶対温度比例電圧と呼ばれ、（１）式で表される。ト
ランジスタＱ８のエミッタは、抵抗Ｒ６を介してｎｐｎ
トランジスタＱ１１のコレクタ及び演算増幅器２０の非
反転入力端子に接続されている。トランジスタＱ１１，
Ｑ１２はベースを共通接続されてトランジスタＱ１２の
コレクタに接続され、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエ
ミッタは接地されてカレントミラー回路を構成してい
る。このため、トランジスタＱ１１のコレクタ電流Ｉ
CQ11はトランジスタＱ９のコレクタ電流ＩCQ9 と同一で
ＶＺ／Ｒ１となる。
２，Ｒ３及び定電流源１６，１８は温度センサ部を構成
しており、電圧ＶPTATはトランジスタＱ３とＱ４のベー
ス・エミッタ間電圧降下の差に応じた温度特性を持つた
め絶対温度比例電圧と呼ばれ、（１）式で表される。ト
ランジスタＱ８のエミッタは、抵抗Ｒ６を介してｎｐｎ
トランジスタＱ１１のコレクタ及び演算増幅器２０の非
反転入力端子に接続されている。トランジスタＱ１１，
Ｑ１２はベースを共通接続されてトランジスタＱ１２の
コレクタに接続され、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のエ
ミッタは接地されてカレントミラー回路を構成してい
る。このため、トランジスタＱ１１のコレクタ電流Ｉ
CQ11はトランジスタＱ９のコレクタ電流ＩCQ9 と同一で
ＶＺ／Ｒ１となる。
【００２１】演算増幅器２０の出力端子は端子２２に接
続されると共に、抵抗Ｒ５を介して演算増幅器２０の反
転入力端子に接続されており、また、反転入力端子は抵
抗Ｒ４を介して接地され、増幅度（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４
の非反転増幅器を構成している。これにより、トランジ
スタＱ８のエミッタの電圧ＶPTATは、抵抗Ｒ６に電流電
流ＩCQ11が流れ降下する電圧ＩCQ11・Ｒ６だけシフトさ
れた後、演算増幅器２０で増幅されて端子２２から出力
される。
続されると共に、抵抗Ｒ５を介して演算増幅器２０の反
転入力端子に接続されており、また、反転入力端子は抵
抗Ｒ４を介して接地され、増幅度（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４
の非反転増幅器を構成している。これにより、トランジ
スタＱ８のエミッタの電圧ＶPTATは、抵抗Ｒ６に電流電
流ＩCQ11が流れ降下する電圧ＩCQ11・Ｒ６だけシフトさ
れた後、演算増幅器２０で増幅されて端子２２から出力
される。
【００２２】例えば１０ｍＶ／ｄｅｇといった大きな温
度勾配の回路を作成する場合には、絶対温度比例電圧Ｖ
PTATの動作電圧が上昇する。そのため、電源電圧Ｖｃｃ
が３Ｖ以下の低電圧で動作させるために、抵抗Ｒ６でレ
ベルシフトを行っている。端子２２の出力電圧Ｖｏｕｔ
は次式で表される。 Ｖｏｕｔ＝（ＶPTAT−ＩCQ11・Ｒ６）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ ＝（ＶPTAT−ＶＺ・Ｒ６／Ｒ１）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ …（４） 上記の絶対温度比例電圧ＶPTATは例えば４ｍＶ／ｄｅｇ
程度である。
度勾配の回路を作成する場合には、絶対温度比例電圧Ｖ
PTATの動作電圧が上昇する。そのため、電源電圧Ｖｃｃ
が３Ｖ以下の低電圧で動作させるために、抵抗Ｒ６でレ
ベルシフトを行っている。端子２２の出力電圧Ｖｏｕｔ
は次式で表される。 Ｖｏｕｔ＝（ＶPTAT−ＩCQ11・Ｒ６）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ ＝（ＶPTAT−ＶＺ・Ｒ６／Ｒ１）・（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４ …（４） 上記の絶対温度比例電圧ＶPTATは例えば４ｍＶ／ｄｅｇ
程度である。
【００２３】上記の本発明回路は（４）式で表される温
度特性を有している。（４）式において、ＶPTATは
（１）式で表される温度特性を有している。抵抗Ｒ４，
Ｒ５それぞれは温度変化するが、（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４
の項では温度変化分が相殺され、また、抵抗Ｒ１，Ｒ６
それぞれは温度変化するが、Ｒ６／Ｒ１の項では温度変
化分が相殺され、また、ツェナー電圧ＶＺは温度変化が
ほとんどない。図１の回路では従来のように回路素子形
成時の不純物の拡散濃度等で定まる素子定数ＩS を持た
ないため、出力電圧Ｖｏｕｔがばらつくことはなく、温
度の検出精度が向上する。
度特性を有している。（４）式において、ＶPTATは
（１）式で表される温度特性を有している。抵抗Ｒ４，
Ｒ５それぞれは温度変化するが、（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ４
の項では温度変化分が相殺され、また、抵抗Ｒ１，Ｒ６
それぞれは温度変化するが、Ｒ６／Ｒ１の項では温度変
化分が相殺され、また、ツェナー電圧ＶＺは温度変化が
ほとんどない。図１の回路では従来のように回路素子形
成時の不純物の拡散濃度等で定まる素子定数ＩS を持た
ないため、出力電圧Ｖｏｕｔがばらつくことはなく、温
度の検出精度が向上する。
【００２４】なお、抵抗Ｒ１が請求項記載の第２の抵抗
に対応し、抵抗Ｒ６が第１の抵抗に対応する。
に対応し、抵抗Ｒ６が第１の抵抗に対応する。
【００２５】
【発明の効果】上述の如く、請求項１に記載の発明は、
第１の抵抗素子に定電流を流し、その電圧降下によって
絶対温度比例電圧をシフト（降下）させているため、第
１の抵抗素子から出力されるシフトされた絶対温度比例
電圧が、トランジスタの素子定数によってばらつくこと
がなく、出力電圧のばらつきを防止できる。
第１の抵抗素子に定電流を流し、その電圧降下によって
絶対温度比例電圧をシフト（降下）させているため、第
１の抵抗素子から出力されるシフトされた絶対温度比例
電圧が、トランジスタの素子定数によってばらつくこと
がなく、出力電圧のばらつきを防止できる。
【００２６】請求項２に記載の発明は、第１の抵抗素子
の温度変化と第２の抵抗素子の温度変化とを相殺でき、
精度の良い温度検出が可能となる。
の温度変化と第２の抵抗素子の温度変化とを相殺でき、
精度の良い温度検出が可能となる。
【図１】本発明の温度センサ回路の一実施例の回路図で
ある。
ある。
【図２】従来の温度センサ回路の一例の回路図である。
１０ 定電流源 １２ ツェナーダイオード １４，２０ 演算増幅器 １６，１８ 定電流源 ２２ 端子 Ｑ１，Ｑ５〜Ｑ８，Ｑ１１，Ｑ１２ ｎｐｎトランジス
タ Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ９ ｐｎｐトランジスタ Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
タ Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ９ ｐｎｐトランジスタ Ｒ１〜Ｒ６ 抵抗
Claims (2)
- 【請求項１】 差動回路で構成され所定の温度特性を持
つ絶対温度比例電圧を出力する温度センサ部と、 一端に前記絶対温度比例電圧を印加されつと共に定電流
を流されており前記絶対温度比例電圧を降下させて他端
より出力する第１の抵抗素子とを有することを特徴とす
る温度センサ回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の温度センサ回路におい
て、 前記定電流は、第２の抵抗素子に電流を流して発生する
電圧がツェナー電圧と一致するように制御して得た電流
であることを特徴とする温度センサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30758399A JP2001124632A (ja) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | 温度センサ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30758399A JP2001124632A (ja) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | 温度センサ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001124632A true JP2001124632A (ja) | 2001-05-11 |
Family
ID=17970821
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30758399A Withdrawn JP2001124632A (ja) | 1999-10-28 | 1999-10-28 | 温度センサ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001124632A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010203978A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Mitsumi Electric Co Ltd | 温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路 |
| CN109084911A (zh) * | 2018-09-12 | 2018-12-25 | 上海艾为电子技术股份有限公司 | 温度检测采样电路及音频放大器芯片 |
| CN112985628A (zh) * | 2019-12-13 | 2021-06-18 | 三垦电气株式会社 | 温度监控电路以及方法 |
-
1999
- 1999-10-28 JP JP30758399A patent/JP2001124632A/ja not_active Withdrawn
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010203978A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Mitsumi Electric Co Ltd | 温度センサ及びこの温度センサを有する発振回路 |
| CN109084911A (zh) * | 2018-09-12 | 2018-12-25 | 上海艾为电子技术股份有限公司 | 温度检测采样电路及音频放大器芯片 |
| CN109084911B (zh) * | 2018-09-12 | 2024-02-20 | 上海艾为电子技术股份有限公司 | 温度检测采样电路及音频放大器芯片 |
| CN112985628A (zh) * | 2019-12-13 | 2021-06-18 | 三垦电气株式会社 | 温度监控电路以及方法 |
| JP7415522B2 (ja) | 2019-12-13 | 2024-01-17 | サンケン電気株式会社 | 温度モニタ回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060518 |
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| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20071102 |