JP2681303B2 - 圧電発振器 - Google Patents
圧電発振器Info
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- JP2681303B2 JP2681303B2 JP2084589A JP8458990A JP2681303B2 JP 2681303 B2 JP2681303 B2 JP 2681303B2 JP 2084589 A JP2084589 A JP 2084589A JP 8458990 A JP8458990 A JP 8458990A JP 2681303 B2 JP2681303 B2 JP 2681303B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、VCO（ボルテージコントロールドオシレ
ータ）やDTCXO（ディジタル温度補償クリスタルオシレ
ータ）に応用して好適な圧電発振器に関するものであ
る。
ータ）やDTCXO（ディジタル温度補償クリスタルオシレ
ータ）に応用して好適な圧電発振器に関するものであ
る。
従来より、圧電発振器として、水晶振動子とＣ−MOS
インバータとを組み合わせて構成した水晶発振器や、水
晶振動子とTTLインバータとを組み合わせて構成した水
晶発振器が広く用いられている。
インバータとを組み合わせて構成した水晶発振器や、水
晶振動子とTTLインバータとを組み合わせて構成した水
晶発振器が広く用いられている。
第12図は、水晶発振器の一例を示す回路構成図であ
り、Ｃ−MOSインバータ１の入出力間に水晶振動子２お
よび帰還抵抗R1を接続し、Ｃ−MOSインバータ１の入力
と接地間にコンデンサ３を接続し、Ｃ−MOSインバータ
１の出力と接地間にコンデンサ４を接続する一方、定電
圧Vccを印加することにより、Ｃ−MOSインバータ１へ電
源電流Iccを供給している。
り、Ｃ−MOSインバータ１の入出力間に水晶振動子２お
よび帰還抵抗R1を接続し、Ｃ−MOSインバータ１の入力
と接地間にコンデンサ３を接続し、Ｃ−MOSインバータ
１の出力と接地間にコンデンサ４を接続する一方、定電
圧Vccを印加することにより、Ｃ−MOSインバータ１へ電
源電流Iccを供給している。
しかしながら、このように構成された水晶発振器10に
おいては、広範囲の温度環境下では高温で、Ｃ−MOSイ
ンバータ１のループゲインが小さくなる（第13図参
照）。このループゲインの変化は、回路の負性抵抗ρに
影響を与え、ループゲインが小さくなると負性抵抗ρが
浅くなる。つまり、水晶発振器10においては、環境温度
が上昇すると、負性抵抗ρが浅くなり（第14図参照）、
安定した発振が阻害されるものとなる。
おいては、広範囲の温度環境下では高温で、Ｃ−MOSイ
ンバータ１のループゲインが小さくなる（第13図参
照）。このループゲインの変化は、回路の負性抵抗ρに
影響を与え、ループゲインが小さくなると負性抵抗ρが
浅くなる。つまり、水晶発振器10においては、環境温度
が上昇すると、負性抵抗ρが浅くなり（第14図参照）、
安定した発振が阻害されるものとなる。
また、この水晶発振器10においては、コンデンサ３を
バリキャップとし、このパリキャップ３に抵抗（図示せ
ず）を介して制御電圧を印加することによって、発振周
波数を変化させることが可能である。しかし、この発振
周波数可変用の制御電圧が低くなると、バリキャップ３
の容量が大きくなり、回路の負性抵抗ρが浅くなり、発
振が不安定になったり、停止する虞れがある。
バリキャップとし、このパリキャップ３に抵抗（図示せ
ず）を介して制御電圧を印加することによって、発振周
波数を変化させることが可能である。しかし、この発振
周波数可変用の制御電圧が低くなると、バリキャップ３
の容量が大きくなり、回路の負性抵抗ρが浅くなり、発
振が不安定になったり、停止する虞れがある。
すなわち、一般に水晶発振器では、回路の負性抵抗ρ
が大きい（深い）ほど、発振は安定する。これを第15図
に示した特性で言えば、負性抵抗ρが最も深発振周波数
faにて、最も安定した発振が行われる。これに対して、
負性抵抗ρが浅くなると、発振は不安定となる。
が大きい（深い）ほど、発振は安定する。これを第15図
に示した特性で言えば、負性抵抗ρが最も深発振周波数
faにて、最も安定した発振が行われる。これに対して、
負性抵抗ρが浅くなると、発振は不安定となる。
なお、TTLインバータを使用した水晶発振器において
も同様にして、環境温度や発振周波数可変用の制御電圧
によって安定した発振が阻害される。但し、TTLインバ
ータの場合、広範囲の温度環境下では低温で、ループゲ
インが小さくなる（第13図参照）。つまり、TTLインバ
ータを使用した水晶発振器においては、環境温度が低下
すると、回路の負性抵抗ρが浅くなり（第14図参照）、
発振が不安定となる。
も同様にして、環境温度や発振周波数可変用の制御電圧
によって安定した発振が阻害される。但し、TTLインバ
ータの場合、広範囲の温度環境下では低温で、ループゲ
インが小さくなる（第13図参照）。つまり、TTLインバ
ータを使用した水晶発振器においては、環境温度が低下
すると、回路の負性抵抗ρが浅くなり（第14図参照）、
発振が不安定となる。
本発明はこのような課題を解決するために提案された
もので、インバータに供給する電源電流が増大すると回
路の負性抵抗ρが大きくなることに着目し、環境温度お
よび発振周波数可変用の制御電圧に応じて、インバータ
に供給する電源電流を変化させるようにしたものであ
る。
もので、インバータに供給する電源電流が増大すると回
路の負性抵抗ρが大きくなることに着目し、環境温度お
よび発振周波数可変用の制御電圧に応じて、インバータ
に供給する電源電流を変化させるようにしたものであ
る。
したがってこの発明によれば、環境温度および発振周
波数可変用の制御電圧に応じて、インバータに供給する
電源電流が変化し、回路の負性抵抗が深くかつ略一定に
維持される。
波数可変用の制御電圧に応じて、インバータに供給する
電源電流が変化し、回路の負性抵抗が深くかつ略一定に
維持される。
例えば、インバータをＣ−MOSインバータとした場
合、環境温度の上昇および発振周波数可変用の制御電圧
の低下に応じてＣ−MOSインバータに供給する電源電流
を増大させることにより、負性抵抗ρの浅い方向への変
化を是正して、一定に維持することが可能となる。
合、環境温度の上昇および発振周波数可変用の制御電圧
の低下に応じてＣ−MOSインバータに供給する電源電流
を増大させることにより、負性抵抗ρの浅い方向への変
化を是正して、一定に維持することが可能となる。
以下、本発明に係る圧電発振器を詳細に説明する。
第１図はこの発明のベースとなる水晶発振器の回路構
成図である。同図において、第12図と同一符号は同一構
成要素を示し、その説明は省略する。この水晶発振器11
の水晶発振器10と異なるところは、実質的に電源電流I
ccを環境温度に応じて変化させる電圧制御回路６を付加
した点にある。
成図である。同図において、第12図と同一符号は同一構
成要素を示し、その説明は省略する。この水晶発振器11
の水晶発振器10と異なるところは、実質的に電源電流I
ccを環境温度に応じて変化させる電圧制御回路６を付加
した点にある。
すなわち、電源電流Iccの供給通路にNPNトランジスタ
Q7を挿入接続し、このトランジスタQ7のベースに、電圧
制御回路６の生成する制御電圧を印加するものとしてい
る。電圧制御回路６は、オペアンプ６−１と帰還抵抗R4
と抵抗R5とから構成され、オペアンプ６−１の反転入力
端に、抵抗R6と温度検出回路７との接続点に生ずる電圧
を供与するものとしている。温度検出回路７はダイオー
ドD1〜Dnを直列に接続して構成されている。なお、この
例においては、Ｃ−MOSインバータ１として、74HCU04,4
069UB等の種類のICを使用している。
Q7を挿入接続し、このトランジスタQ7のベースに、電圧
制御回路６の生成する制御電圧を印加するものとしてい
る。電圧制御回路６は、オペアンプ６−１と帰還抵抗R4
と抵抗R5とから構成され、オペアンプ６−１の反転入力
端に、抵抗R6と温度検出回路７との接続点に生ずる電圧
を供与するものとしている。温度検出回路７はダイオー
ドD1〜Dnを直列に接続して構成されている。なお、この
例においては、Ｃ−MOSインバータ１として、74HCU04,4
069UB等の種類のICを使用している。
このように構成された水晶発振器11では、環境温度が
上昇すると、抵抗R6と温度検出回路７との接続点に生ず
る電圧が上昇する。この電圧はオペアンプ６−１の反転
入力端へ与えられて増幅され、制御電圧としてトランジ
スタQ7のベースに印加される。すなわち、温度上昇に応
じて増大した制御電圧が、トランジスタQ7のベースに印
加される。これにより、Ｃ−MOSインバータ１への印加
電圧が上昇し、すなわちＣ−MOSインバータ１へ供給さ
れる電源電流Iccが増大し、回路の負性抵抗ρが深くな
る（第２図参照）。この結果、環境温度の上昇に伴う負
性抵抗ρの浅い方向への変化が是正されるものとなり、
電源電流Iccの増大良を適当に定めることにより、すな
わち環境温度に対する電源電流Iccの変化特性を適当に
定めることにより、負性抵抗ρを深くかつ一定に維持し
て、環境温度が上昇したとしても安定した発振を持続さ
せることができるようになる。
上昇すると、抵抗R6と温度検出回路７との接続点に生ず
る電圧が上昇する。この電圧はオペアンプ６−１の反転
入力端へ与えられて増幅され、制御電圧としてトランジ
スタQ7のベースに印加される。すなわち、温度上昇に応
じて増大した制御電圧が、トランジスタQ7のベースに印
加される。これにより、Ｃ−MOSインバータ１への印加
電圧が上昇し、すなわちＣ−MOSインバータ１へ供給さ
れる電源電流Iccが増大し、回路の負性抵抗ρが深くな
る（第２図参照）。この結果、環境温度の上昇に伴う負
性抵抗ρの浅い方向への変化が是正されるものとなり、
電源電流Iccの増大良を適当に定めることにより、すな
わち環境温度に対する電源電流Iccの変化特性を適当に
定めることにより、負性抵抗ρを深くかつ一定に維持し
て、環境温度が上昇したとしても安定した発振を持続さ
せることができるようになる。
なお、この例においては、環境温度に応じてＣ−MOS
インバータ１への印加電圧を変化させ、結果的に電源電
流Iccを制御するものとしたが、カレントミラー回路を
設ける等して、電源電流Iccを直接制御するものとして
もよい。すなわち、Ｃ−MOSインバータ１への印加電圧
を変化させる方式も、電源電流Iccを変化させる方式に
含まれるものと考えてよく、この意味からいって電圧制
御回路６は電流制御回路と見做すことができる。
インバータ１への印加電圧を変化させ、結果的に電源電
流Iccを制御するものとしたが、カレントミラー回路を
設ける等して、電源電流Iccを直接制御するものとして
もよい。すなわち、Ｃ−MOSインバータ１への印加電圧
を変化させる方式も、電源電流Iccを変化させる方式に
含まれるものと考えてよく、この意味からいって電圧制
御回路６は電流制御回路と見做すことができる。
また、この例において、回路の負性抵抗ρを一定とす
る、環境温度と電源電流Iccとの変化特性は、接続され
たコンデンサ３および４の容量値によって異なる。すな
わち、今、コンデンサ３と４の容量値、すなわち発振用
コンデンサの容量値が共にC1であり、環境温度と電源電
流Iccとの変化特性が第３図に示す特性t1として定めら
れているとする。この状態で、コンデンサ３と４の容量
値をC2およびC3に代えた場合、環境温度と電源電流Icc
との変化特性は、例えば同図に示す特性t2およびt3とし
て定めらければならなかったり、第４図に示す特性t4お
よびt5として定めなければならなかったりする。第３図
に示したように特性が変化する場合には、電源供給回路
６に乗算回路を付加することにより、そのゲインを変化
させて対応することができる。第４図に示したように特
性が変化する場合には、すなわち容量値の変化に対して
特性が平行に変化する場合には、電圧制御回路６に加算
回路を付加することにより、そのゲインを変化させて対
応することができる。
る、環境温度と電源電流Iccとの変化特性は、接続され
たコンデンサ３および４の容量値によって異なる。すな
わち、今、コンデンサ３と４の容量値、すなわち発振用
コンデンサの容量値が共にC1であり、環境温度と電源電
流Iccとの変化特性が第３図に示す特性t1として定めら
れているとする。この状態で、コンデンサ３と４の容量
値をC2およびC3に代えた場合、環境温度と電源電流Icc
との変化特性は、例えば同図に示す特性t2およびt3とし
て定めらければならなかったり、第４図に示す特性t4お
よびt5として定めなければならなかったりする。第３図
に示したように特性が変化する場合には、電源供給回路
６に乗算回路を付加することにより、そのゲインを変化
させて対応することができる。第４図に示したように特
性が変化する場合には、すなわち容量値の変化に対して
特性が平行に変化する場合には、電圧制御回路６に加算
回路を付加することにより、そのゲインを変化させて対
応することができる。
また、この例においては、Ｃ−MOSインバータを使用
した水晶発振器での温度補償例として説明したが、TTL
インバータを使用した水晶発振器においても同様にし
て、温度補償を行うことが可能である。但し、TTLイン
バータを使用した水晶発振器では、環境温度の低下を検
出するものとし、環境温度の低下に応じてTTLインバー
タへ供給する電源電流を増大させて、負性抵抗ρの浅い
方向への変化を是正するようにする。
した水晶発振器での温度補償例として説明したが、TTL
インバータを使用した水晶発振器においても同様にし
て、温度補償を行うことが可能である。但し、TTLイン
バータを使用した水晶発振器では、環境温度の低下を検
出するものとし、環境温度の低下に応じてTTLインバー
タへ供給する電源電流を増大させて、負性抵抗ρの浅い
方向への変化を是正するようにする。
第５図は、第１図に示した水晶発振器11に、発振周波
数の変化機能および発振周波数可変用の制御電圧に対し
ての補償機能を加えた例を示す。すなわち、本発明に係
る圧電発振器の一実施例を示す。この水晶発振器12にお
いては、Ｃ−MOSインバータ１の入力と接地間にバリキ
ャプ８を接続し、このバリキャプ８に抵抗R2を介して制
御電圧Vcを印加することによって、発振周波数を変化さ
せ得るものとしている。そして、電流制御回路５を設
け、制御電圧Vcを増幅器５−１へ与えるものとし、制御
電圧Vcが低くなれば高い増幅電圧を、制御電圧Vcが高く
なれば低い増幅電圧を、増幅器５−１の出力として得る
ものとしている。そして、この増幅器５−１の出力を、
FETQ1およびQ2よりなるカレントミラー回路５−２に与
え、増幅器５−１のゲインとカレントミラー回路５−２
での比率（この場合、1:1）とで決定される電源電流Icc
を、トランジスタQ7を介してＣ−MOSインバータ１へ供
給するものとしている。
数の変化機能および発振周波数可変用の制御電圧に対し
ての補償機能を加えた例を示す。すなわち、本発明に係
る圧電発振器の一実施例を示す。この水晶発振器12にお
いては、Ｃ−MOSインバータ１の入力と接地間にバリキ
ャプ８を接続し、このバリキャプ８に抵抗R2を介して制
御電圧Vcを印加することによって、発振周波数を変化さ
せ得るものとしている。そして、電流制御回路５を設
け、制御電圧Vcを増幅器５−１へ与えるものとし、制御
電圧Vcが低くなれば高い増幅電圧を、制御電圧Vcが高く
なれば低い増幅電圧を、増幅器５−１の出力として得る
ものとしている。そして、この増幅器５−１の出力を、
FETQ1およびQ2よりなるカレントミラー回路５−２に与
え、増幅器５−１のゲインとカレントミラー回路５−２
での比率（この場合、1:1）とで決定される電源電流Icc
を、トランジスタQ7を介してＣ−MOSインバータ１へ供
給するものとしている。
このように構成された水晶発振器12では、制御電圧Vc
が低くなると、バリキャブ８の容量Ｃが大きくなり（第
６図参照）、バリキャプ８の容量Ｃが大きくなると、回
路の負性抵抗ρが浅くなる（第７図参照）。すなわち、
制御電圧Vcが低くなると、負性抵抗ρが浅くなり（第８
図参照）。発振が不安定になったり、停止する虞れがあ
る。しかし、制御電圧Vcが低くなれば、増幅器５−１の
出力として得られる増幅電圧が高くなり、Ｃ−MOSイン
バータ１へ供給される電源電流Iccが増大する（第９図
参照）。Ｃ−MOSインバータ１への電源電流Iccが増大す
ると、回路の負性抵抗ρは深くなる。この結果、上述し
た負性抵抗ρの浅い方向への変化が是正されるものとな
り、電源電流Iccの増大量を適当に定めることにより、
すなわち制御電圧Vcと電源電流Iccとの変化特性を滴定
に定めることにより、制御電圧Vcが低くなった場合でも
安定した発振を持続させることができるようになる。
が低くなると、バリキャブ８の容量Ｃが大きくなり（第
６図参照）、バリキャプ８の容量Ｃが大きくなると、回
路の負性抵抗ρが浅くなる（第７図参照）。すなわち、
制御電圧Vcが低くなると、負性抵抗ρが浅くなり（第８
図参照）。発振が不安定になったり、停止する虞れがあ
る。しかし、制御電圧Vcが低くなれば、増幅器５−１の
出力として得られる増幅電圧が高くなり、Ｃ−MOSイン
バータ１へ供給される電源電流Iccが増大する（第９図
参照）。Ｃ−MOSインバータ１への電源電流Iccが増大す
ると、回路の負性抵抗ρは深くなる。この結果、上述し
た負性抵抗ρの浅い方向への変化が是正されるものとな
り、電源電流Iccの増大量を適当に定めることにより、
すなわち制御電圧Vcと電源電流Iccとの変化特性を滴定
に定めることにより、制御電圧Vcが低くなった場合でも
安定した発振を持続させることができるようになる。
なお、上述した実施例においては、カレントミラー回
路５−２をFETを用いて構成したが、第10図や第11図に
示すように、トランジスタを用いて構成するものとして
もよい。第10図に示したカレントミラー回路５−３で
は、カレントミラー回路５−２と同様、1:1の比率で電
源電流Iccを得ることができる。第11図に示したカレン
トミラー回路５−４では、1:2の比率で電源電流Iccを得
ることができる。
路５−２をFETを用いて構成したが、第10図や第11図に
示すように、トランジスタを用いて構成するものとして
もよい。第10図に示したカレントミラー回路５−３で
は、カレントミラー回路５−２と同様、1:1の比率で電
源電流Iccを得ることができる。第11図に示したカレン
トミラー回路５−４では、1:2の比率で電源電流Iccを得
ることができる。
また、上述した実施例においては、、制御電圧Vcに応
じてＣ−MOSインバータ１へ供給する電源電流Iccを変化
させるものとしたが、制御電圧Vcに応じてＣ−MOSイン
バータ１へ印加する電圧を変化させるものとしてもよ
い。Ｃ−MOSインバータ１への印加電圧を変化させる方
式を採用しても、結果的には、Ｃ−MOSインバータ１へ
供給される電源電流Iccが変化するものとなる。すなわ
ち、印加電圧を変化させる方式も、電源電流Iccを変化
させる方式に含まれるものと考えてよい。
じてＣ−MOSインバータ１へ供給する電源電流Iccを変化
させるものとしたが、制御電圧Vcに応じてＣ−MOSイン
バータ１へ印加する電圧を変化させるものとしてもよ
い。Ｃ−MOSインバータ１への印加電圧を変化させる方
式を採用しても、結果的には、Ｃ−MOSインバータ１へ
供給される電源電流Iccが変化するものとなる。すなわ
ち、印加電圧を変化させる方式も、電源電流Iccを変化
させる方式に含まれるものと考えてよい。
なお、これは言うまでもないことであるが、電源電流
Iccを制御電圧Vcに応じて変化させる電流制御手段を設
ける場合、「制御電圧Vcが零となっても発振を維持し得
る電源電流IccをＣ−MOSインバータ１に供給する」こと
を条件とする。
Iccを制御電圧Vcに応じて変化させる電流制御手段を設
ける場合、「制御電圧Vcが零となっても発振を維持し得
る電源電流IccをＣ−MOSインバータ１に供給する」こと
を条件とする。
以上説明したようにこの発明による圧電発振器による
と、インバータに供給する電源電流が増大すると回路の
負性抵抗ρが大きくなることに着目し、環境温度および
発振周波数可変用の制御電圧に応じて、インバータに供
給する。電源電流を変化させるようにしたので、例え
ば、インバータをＣ−MOSインバータとした場合、環境
温度の上昇および発振周波数可変用の制御電圧の低下に
応じてＣ−MOSインバータに供給する電源電流を増大さ
せることにより、負性抵抗ρの浅い方向への変化を是正
して、一定に維持することが可能となり、環境温度や発
振周波数可変用の制御電圧が変化ても安定した発振を持
続させることが可能となる。
と、インバータに供給する電源電流が増大すると回路の
負性抵抗ρが大きくなることに着目し、環境温度および
発振周波数可変用の制御電圧に応じて、インバータに供
給する。電源電流を変化させるようにしたので、例え
ば、インバータをＣ−MOSインバータとした場合、環境
温度の上昇および発振周波数可変用の制御電圧の低下に
応じてＣ−MOSインバータに供給する電源電流を増大さ
せることにより、負性抵抗ρの浅い方向への変化を是正
して、一定に維持することが可能となり、環境温度や発
振周波数可変用の制御電圧が変化ても安定した発振を持
続させることが可能となる。
第１図は本発明に係る圧電発振器のベースとなる水晶発
振器の回路構成図、第２図はこの水晶発振器におけるＣ
−MOSインバータへの電源電流Iccに対する負性抵抗ρの
変化特性を示す図、第３図および第４図は発振用コンデ
ンサの容量値の変化に対し一定の負性抵抗ρを得るべき
環境温度と電源電流Iccとの変化特性図、第５図は本発
明に係る圧電発振器の一実施例を示す回路構成図、第６
図は制御電圧Vcに対するバリキャプの容量Ｃの変化特性
図、第７図はバリキャプの容量Ｃに対する負性抵抗ρの
変化特性図、第８図は制御電圧Vcに対する負性抵抗ρの
変化特性図、第９図は制御電圧Vcに対する電源電流Icc
の変化特性図、第10図および第11図は第５図に示した水
晶発振器におけるカレントミラー回路の他の構成例を示
す図、第12図は従来の水晶発振器を示す回路構成図、第
13図はＣ−MOSインバータにおよびTTLインバータの環境
温度に対するループゲインの変化特性図、第14図はＣ−
MOSインバータおよびTTLインバータを使用した水晶発振
器での環境温度に対する負性抵抗ρの変化特性図、第15
図は負性抵抗ρと最も安定な発振周波数faとの関係を示
す図である。 １……Ｃ−MOSインバータ、２……水晶発振器、3,4……
発振用コンデンサ、６……電圧制御回路、７……温度検
出回路、Icc……電源電流。
振器の回路構成図、第２図はこの水晶発振器におけるＣ
−MOSインバータへの電源電流Iccに対する負性抵抗ρの
変化特性を示す図、第３図および第４図は発振用コンデ
ンサの容量値の変化に対し一定の負性抵抗ρを得るべき
環境温度と電源電流Iccとの変化特性図、第５図は本発
明に係る圧電発振器の一実施例を示す回路構成図、第６
図は制御電圧Vcに対するバリキャプの容量Ｃの変化特性
図、第７図はバリキャプの容量Ｃに対する負性抵抗ρの
変化特性図、第８図は制御電圧Vcに対する負性抵抗ρの
変化特性図、第９図は制御電圧Vcに対する電源電流Icc
の変化特性図、第10図および第11図は第５図に示した水
晶発振器におけるカレントミラー回路の他の構成例を示
す図、第12図は従来の水晶発振器を示す回路構成図、第
13図はＣ−MOSインバータにおよびTTLインバータの環境
温度に対するループゲインの変化特性図、第14図はＣ−
MOSインバータおよびTTLインバータを使用した水晶発振
器での環境温度に対する負性抵抗ρの変化特性図、第15
図は負性抵抗ρと最も安定な発振周波数faとの関係を示
す図である。 １……Ｃ−MOSインバータ、２……水晶発振器、3,4……
発振用コンデンサ、６……電圧制御回路、７……温度検
出回路、Icc……電源電流。
Claims (1)
- 【請求項１】インバータの入出力間に接続された圧電振
動子と、前記インバータの入力と接地間に接続された第
１のコンデンサと、前記インバータの出力と接地間に接
続された第２のコンデンサとを備えた圧電発振器におい
て、 前記インバータに供給する電源電流を環境温度および発
振周波数可変用の制御電圧に応じて変化させ回路の負性
抵抗を深くかつ略一定に維持する電流制御手段 を設けたことを特徴とする圧電発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2084589A JP2681303B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 圧電発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2084589A JP2681303B2 (ja) | 1990-03-30 | 1990-03-30 | 圧電発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03283904A JPH03283904A (ja) | 1991-12-13 |
| JP2681303B2 true JP2681303B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=13834863
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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-
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