JP3266883B2 - 圧電発振器 - Google Patents
圧電発振器Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は圧電発振器に関し、
特に、MOS容量素子を用いた圧電発振器に関する。
特に、MOS容量素子を用いた圧電発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】水晶振動子に代表される圧電振動子を用
いた発振器は種々の回路形態のものが提案され、且つ、
実用化されており、携帯電話機やコンピュータの信号源
を初めとしてあらゆる電子機器に用いられている。又一
方、このような発振器に於いては、製造時の周波数調整
や、チャンネル周波数調整機能、或はAFC（automatic f
requency control）機能実現の為、更には周波数温度補
償や、多数のチャンネル周波数に対応する為等、種々の
目的を達成する為に発振回路に可変容量素子が不可欠で
ある。
いた発振器は種々の回路形態のものが提案され、且つ、
実用化されており、携帯電話機やコンピュータの信号源
を初めとしてあらゆる電子機器に用いられている。又一
方、このような発振器に於いては、製造時の周波数調整
や、チャンネル周波数調整機能、或はAFC（automatic f
requency control）機能実現の為、更には周波数温度補
償や、多数のチャンネル周波数に対応する為等、種々の
目的を達成する為に発振回路に可変容量素子が不可欠で
ある。
【０００３】このような機能を充足し得る回路として
は、例えば、図６に示すようなものが一般的に用いられ
る。同図に示す発振回路は、インバータ増幅器を用いた
水晶発振器の一般的な回路であって、インバータ増幅器
１０１の入出力間に水晶振動子１０２と帰還抵抗R1との
並列回路を、また、その入出力それぞれと接地との間に
コンデンサC1、C2を挿入すると共に、該コンデンサC1、
又は、コンデンサC2の何れか一方（この例に於いてはコ
ンデンサC1に）に可変容量素子としてバリキャップダイ
オードD1を接続し、該バリキャップダイオードＤ１のカ
ソードとコントロール端子Vcontとを直流阻止用の抵抗R
2を介し接続するよう構成したものである。
は、例えば、図６に示すようなものが一般的に用いられ
る。同図に示す発振回路は、インバータ増幅器を用いた
水晶発振器の一般的な回路であって、インバータ増幅器
１０１の入出力間に水晶振動子１０２と帰還抵抗R1との
並列回路を、また、その入出力それぞれと接地との間に
コンデンサC1、C2を挿入すると共に、該コンデンサC1、
又は、コンデンサC2の何れか一方（この例に於いてはコ
ンデンサC1に）に可変容量素子としてバリキャップダイ
オードD1を接続し、該バリキャップダイオードＤ１のカ
ソードとコントロール端子Vcontとを直流阻止用の抵抗R
2を介し接続するよう構成したものである。
【０００４】この発振器回路の動作については周知であ
る為、改めて説明する必要がないであろうが簡単に説明
すれば、この回路に於いて、前記コントロール端子Vcon
tに印加する直流電圧に応じてバリキャップダイオードD
1の容量値が変化する為、このコントロール電圧を制御
することによって上述したようにAFCをはじめ各種の周
波数調整が可能である。一方、近年、各種電子機器の小
型化及び、省電力化の要請からこのような発振器に於い
てもＩＣ化が望まれている。しかし、図６に示すような
前記バリキャップダイオードD1を含む回路をIC化する場
合、該ダイオードが他の半導体回路とは異なる工程によ
り形成せざるを得ないので安価にIC化する妨げとなって
いた。
る為、改めて説明する必要がないであろうが簡単に説明
すれば、この回路に於いて、前記コントロール端子Vcon
tに印加する直流電圧に応じてバリキャップダイオードD
1の容量値が変化する為、このコントロール電圧を制御
することによって上述したようにAFCをはじめ各種の周
波数調整が可能である。一方、近年、各種電子機器の小
型化及び、省電力化の要請からこのような発振器に於い
てもＩＣ化が望まれている。しかし、図６に示すような
前記バリキャップダイオードD1を含む回路をIC化する場
合、該ダイオードが他の半導体回路とは異なる工程によ
り形成せざるを得ないので安価にIC化する妨げとなって
いた。
【０００５】即ち、バイポーラタイプの半導体である前
記バリキャップダイオードＤ１は、一般にC−MOSタイプ
の半導体である前記インバータ増幅器１０１とは別々の
工程にて形成しなくてはならず、この為、工程の複雑化
と共にICが高価格となっていた。一方、IC化に適した可
変容量素子としてMOS型可変容量素子が知られており、
その活用が期待されている。このようなＭＯＳ型可変容
量素子を用いた水晶発振器としては例えば特開平10−13
155「周波数調整機能付水晶振動子」に開示されたもの
が存在する。これは、図７に示すようにインバータ増幅
器１０１の入出力端子間に水晶振動子１０２と帰還抵抗
Ｒ１との並列回路を挿入し、更に、前記インバータ増幅
器１０１の出力端子にコンデンサＣ２を、前記インバー
タ増幅器１０１の入力端子にＭＯＳ型可変容量素子１０
３を接続すると共に、該ＭＯＳ型可変容量素子１０３の
電荷注入端子ＴＩとコントロール端子Vcontとを接続す
るよう構成したものである。
記バリキャップダイオードＤ１は、一般にC−MOSタイプ
の半導体である前記インバータ増幅器１０１とは別々の
工程にて形成しなくてはならず、この為、工程の複雑化
と共にICが高価格となっていた。一方、IC化に適した可
変容量素子としてMOS型可変容量素子が知られており、
その活用が期待されている。このようなＭＯＳ型可変容
量素子を用いた水晶発振器としては例えば特開平10−13
155「周波数調整機能付水晶振動子」に開示されたもの
が存在する。これは、図７に示すようにインバータ増幅
器１０１の入出力端子間に水晶振動子１０２と帰還抵抗
Ｒ１との並列回路を挿入し、更に、前記インバータ増幅
器１０１の出力端子にコンデンサＣ２を、前記インバー
タ増幅器１０１の入力端子にＭＯＳ型可変容量素子１０
３を接続すると共に、該ＭＯＳ型可変容量素子１０３の
電荷注入端子ＴＩとコントロール端子Vcontとを接続す
るよう構成したものである。
【０００６】前記MOS型可変容量素子１０３としては一
例にすぎないが図８に示すように、コントロール端子Vc
ontにN型基板を基準にして、正または負の電圧を印加す
ることによりSiO2中のトンネル電流を流してフローティ
ング電極１０４に電子を注入出するものが知られてい
る。即ち、例えば、前記コントロール端子Vcontに正電
圧を印加した場合、前記フローティング電極１０４から
電子が流出する為、該フローティング電極１０４に近接
する空乏層１０５の厚みが狭まると共に、これにより空
乏層容量が増加する。また、前記コントロール端子Vcon
tに負電圧を印加した場合は、上記に説明した動作の場
合と逆である為、その説明を省略する。
例にすぎないが図８に示すように、コントロール端子Vc
ontにN型基板を基準にして、正または負の電圧を印加す
ることによりSiO2中のトンネル電流を流してフローティ
ング電極１０４に電子を注入出するものが知られてい
る。即ち、例えば、前記コントロール端子Vcontに正電
圧を印加した場合、前記フローティング電極１０４から
電子が流出する為、該フローティング電極１０４に近接
する空乏層１０５の厚みが狭まると共に、これにより空
乏層容量が増加する。また、前記コントロール端子Vcon
tに負電圧を印加した場合は、上記に説明した動作の場
合と逆である為、その説明を省略する。
【０００７】
【本発明が解決しようとする課題】しかしながら、以下
に説明するようにMOS型可変容量素子は基本的に正電源
と負電源とを用いて初めて広範囲に容量値を変化させる
ことができるものであって、何れかの単一極性電源によ
っては殆ど容量値の変化が得られないという欠点があっ
た。以下、このことを少しく詳細に説明する。図９はMO
S型可変容量素子の電極間電圧と容量値の関係の一例を
示す図である。同図から明らかなように前記MOS型可変
容量素子は、この場合、端子間電圧が０Vを挟んで−１.
５Vから＋０.５Vの範囲内で容量値が約８０ｐF変化す
る。しかし一方、水晶発振器は、一般に広い周波数可変
範囲が必要とされる反面、高精度の周波数制御を行なう
為には制御電圧変化に対して容量値が急峻に変化するの
よりも緩やかに変化する方が好ましく、その為、広範囲
の制御電圧に亙って容量が変化する可変容量素子が要求
されている。
に説明するようにMOS型可変容量素子は基本的に正電源
と負電源とを用いて初めて広範囲に容量値を変化させる
ことができるものであって、何れかの単一極性電源によ
っては殆ど容量値の変化が得られないという欠点があっ
た。以下、このことを少しく詳細に説明する。図９はMO
S型可変容量素子の電極間電圧と容量値の関係の一例を
示す図である。同図から明らかなように前記MOS型可変
容量素子は、この場合、端子間電圧が０Vを挟んで−１.
５Vから＋０.５Vの範囲内で容量値が約８０ｐF変化す
る。しかし一方、水晶発振器は、一般に広い周波数可変
範囲が必要とされる反面、高精度の周波数制御を行なう
為には制御電圧変化に対して容量値が急峻に変化するの
よりも緩やかに変化する方が好ましく、その為、広範囲
の制御電圧に亙って容量が変化する可変容量素子が要求
されている。
【０００８】従って、図７に示すような水晶発振器の場
合、前記MOS型可変容量素子１０３を用いて広範囲の容
量可変範囲を得るにはコントロール端子Vcontに正電圧
及び負電圧の双方を印加する為の制御電圧源必要とする
為、周波数の制御を行なうシステムの構成が複雑化する
という問題があった。本発明は上記の問題を解決する為
になされたものであって、IC化に適したMOS容量素子を
用いつつ正極または負極のいずれか一方の単極電源によ
っても広範囲の可変容量変化が得られるようにした周波
数制御が容易である小型圧電発振器を提供することを目
的としている。
合、前記MOS型可変容量素子１０３を用いて広範囲の容
量可変範囲を得るにはコントロール端子Vcontに正電圧
及び負電圧の双方を印加する為の制御電圧源必要とする
為、周波数の制御を行なうシステムの構成が複雑化する
という問題があった。本発明は上記の問題を解決する為
になされたものであって、IC化に適したMOS容量素子を
用いつつ正極または負極のいずれか一方の単極電源によ
っても広範囲の可変容量変化が得られるようにした周波
数制御が容易である小型圧電発振器を提供することを目
的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する為に
本発明に係わる請求項１記載の発明は、圧電振動子と、
増幅器と、可変容量素子とを含む発振器に於いて、前記
可変容量素子がＭＯＳ容量素子であって、該ＭＯＳ容量
素子の一方端子にＶボルト電圧を中間とする交流電圧を
印加し、他方の端子が前記Ｖボルトを中間値とする範囲
で制御電圧が印加されるように構成したことを特徴とし
ている。
本発明に係わる請求項１記載の発明は、圧電振動子と、
増幅器と、可変容量素子とを含む発振器に於いて、前記
可変容量素子がＭＯＳ容量素子であって、該ＭＯＳ容量
素子の一方端子にＶボルト電圧を中間とする交流電圧を
印加し、他方の端子が前記Ｖボルトを中間値とする範囲
で制御電圧が印加されるように構成したことを特徴とし
ている。
【００１０】請求項２記載の発明は、インバータ増幅器
の入出力端子間に圧電振動子が、又、該圧電振動子両端
夫々とアース間に分割コンデンサＣ１、Ｃ２が接続され
たインバータ圧電発振器に於いて、前記圧電振動子に直
列にＭＯＳ容量素子を挿入することによって該ＭＯＳ容
量素子の一方端には前記インバータ増幅器の出力端又は
入力端のＶボルトをのバイアス電圧が印加され、該ＭＯ
Ｓ容量素子の他方端をＶボルトを中間値とする範囲にて
変化する制御電圧を供給するよう構成したことを特徴と
している。
の入出力端子間に圧電振動子が、又、該圧電振動子両端
夫々とアース間に分割コンデンサＣ１、Ｃ２が接続され
たインバータ圧電発振器に於いて、前記圧電振動子に直
列にＭＯＳ容量素子を挿入することによって該ＭＯＳ容
量素子の一方端には前記インバータ増幅器の出力端又は
入力端のＶボルトをのバイアス電圧が印加され、該ＭＯ
Ｓ容量素子の他方端をＶボルトを中間値とする範囲にて
変化する制御電圧を供給するよう構成したことを特徴と
している。
【００１１】請求項３記載の発明は、インバータ増幅器
の入出力端子間に圧電振動子が、又、該圧電振動子両端
夫々とアース間に分割コンデンサＣ１、Ｃ２が接続され
たインバータ圧電発振器に於いて、前記圧電振動子の両
側にＭＯＳ容量素子二個を挿入すると共に、該ＭＯＳ容
量素子の一方端にＶボルト電圧を中間電圧とする交流電
圧を印加し、該ＭＯＳ容量素子の他方端をＶボルトを中
間値とする範囲にて変化する制御電圧を供給するよう構
成したことを特徴としている。
の入出力端子間に圧電振動子が、又、該圧電振動子両端
夫々とアース間に分割コンデンサＣ１、Ｃ２が接続され
たインバータ圧電発振器に於いて、前記圧電振動子の両
側にＭＯＳ容量素子二個を挿入すると共に、該ＭＯＳ容
量素子の一方端にＶボルト電圧を中間電圧とする交流電
圧を印加し、該ＭＯＳ容量素子の他方端をＶボルトを中
間値とする範囲にて変化する制御電圧を供給するよう構
成したことを特徴としている。
【００１２】請求項４記載の発明は、インバータ増幅器
の入出力端に圧電素子が、又、該圧電素子両端夫々とア
ース間に分割コンデンサＣ１、Ｃ２が接続されたインバ
ータ発振器に於いて、前記圧電振動子と前記インバータ
増幅器の入力端との間、若しくは、前記圧電振動子と前
記インバータ増幅器の出力端との間にMOS容量素子を挿
入すると共に、前記MOS容量素子の圧電振動子接続側の
端子に制御電圧Vcontを印加し、前記インバータ増幅器
の入力端又は出力端の直流バイアス電圧であって前記MO
S容量素子の一方端に印加される電圧をVとするとき、該
電圧Vが前記制御電圧Vcontの中間電圧となるようにした
ことを特徴としている。請求項５記載の発明は、インバ
ータ増幅器の入出力端に圧電素子が、又、該圧電素子両
端夫々とアース間に分割コンデンサＣ１、Ｃ２が接続さ
れたインバータ発振器に於いて、前記圧電振動子と前記
インバータ増幅器の入力端との間、若しくは、前記圧電
振動子と前記インバータ増幅器の出力端との間にMOS容
量素子を挿入すると共に、前記MOS容量素子の圧電振動
子接続側の端子に制御電圧Vcontを印加し、該MOS容量素
子の前記インバータ増幅器側の端子とインバータ増幅器
の入力または出力端子との間に抵抗とコンデンサとの直
流回路を挿入接続し、更に、前記MOS容量素子の前記イ
ンバータ増幅器側の端子に直流バイアス電圧を印加する
よう構成したことを特徴としている。請求項６記載の発
明は請求項５記載の発明に加え、前記MOS容量素子に供
給される交流電流の振幅レベルを前記直流回路の抵抗の
値に基づき調整すると共に、前記MOS容量素子の前記イ
ンバータ増幅器側の端子に供給する直流バイアス電圧を
をＶとしたとき、該電圧Vが前記制御電圧Vcontの中間電
圧となるようにしたことを特徴としている。
の入出力端に圧電素子が、又、該圧電素子両端夫々とア
ース間に分割コンデンサＣ１、Ｃ２が接続されたインバ
ータ発振器に於いて、前記圧電振動子と前記インバータ
増幅器の入力端との間、若しくは、前記圧電振動子と前
記インバータ増幅器の出力端との間にMOS容量素子を挿
入すると共に、前記MOS容量素子の圧電振動子接続側の
端子に制御電圧Vcontを印加し、前記インバータ増幅器
の入力端又は出力端の直流バイアス電圧であって前記MO
S容量素子の一方端に印加される電圧をVとするとき、該
電圧Vが前記制御電圧Vcontの中間電圧となるようにした
ことを特徴としている。請求項５記載の発明は、インバ
ータ増幅器の入出力端に圧電素子が、又、該圧電素子両
端夫々とアース間に分割コンデンサＣ１、Ｃ２が接続さ
れたインバータ発振器に於いて、前記圧電振動子と前記
インバータ増幅器の入力端との間、若しくは、前記圧電
振動子と前記インバータ増幅器の出力端との間にMOS容
量素子を挿入すると共に、前記MOS容量素子の圧電振動
子接続側の端子に制御電圧Vcontを印加し、該MOS容量素
子の前記インバータ増幅器側の端子とインバータ増幅器
の入力または出力端子との間に抵抗とコンデンサとの直
流回路を挿入接続し、更に、前記MOS容量素子の前記イ
ンバータ増幅器側の端子に直流バイアス電圧を印加する
よう構成したことを特徴としている。請求項６記載の発
明は請求項５記載の発明に加え、前記MOS容量素子に供
給される交流電流の振幅レベルを前記直流回路の抵抗の
値に基づき調整すると共に、前記MOS容量素子の前記イ
ンバータ増幅器側の端子に供給する直流バイアス電圧を
をＶとしたとき、該電圧Vが前記制御電圧Vcontの中間電
圧となるようにしたことを特徴としている。
【００１３】
【本発明の実施の形態】以下、図示した実施例に基づい
て本発明を詳細に説明する。図１は本発明に基づく電圧
制御水晶発振器の一実施例を示す回路である。同図に示
す水晶発振器は、電源電圧をVccとするインバータ増幅
器１の入出力端子間に帰還抵抗R1と、水晶振動子２と抵
抗R2の直列回路とをそれぞれ並列に挿入すると共に、該
インバータ増幅器１の入力端子と接地との間にコンデン
サＣ１を、水晶振動子２の一方端と接地との間にコンデ
ンサＣ２を挿入し、更に、前記水晶振動子２の他方端と
接地間との間にＭＯＳ型可変容量素子３をコンデンサＣ
３を介して接地すると共に、MOS型可変容量素子３とコ
ンデンサＣ３との接続点とコントロール端子Vcontとを
抵抗R3を介して接続するよう構成したものである。
て本発明を詳細に説明する。図１は本発明に基づく電圧
制御水晶発振器の一実施例を示す回路である。同図に示
す水晶発振器は、電源電圧をVccとするインバータ増幅
器１の入出力端子間に帰還抵抗R1と、水晶振動子２と抵
抗R2の直列回路とをそれぞれ並列に挿入すると共に、該
インバータ増幅器１の入力端子と接地との間にコンデン
サＣ１を、水晶振動子２の一方端と接地との間にコンデ
ンサＣ２を挿入し、更に、前記水晶振動子２の他方端と
接地間との間にＭＯＳ型可変容量素子３をコンデンサＣ
３を介して接地すると共に、MOS型可変容量素子３とコ
ンデンサＣ３との接続点とコントロール端子Vcontとを
抵抗R3を介して接続するよう構成したものである。
【００１４】次にこのような構成の水晶発振器の動作に
ついて説明する。尚、インバータ発振回路の動作につい
ては周知である為、その説明を省略する。同図に示す水
晶発振器は上記の説明からも明らかなように前期ＭＯＳ
型可変容量素子３の一方の端子をインバータ増幅器１の
入力端子に接続するよう構成したものである。 例えば、
前記インバータ増幅器１のスレッシュホールドレベルが
一般的値である電圧Ｖ＝Vcc/2であるとすると、前記Ｍ
ＯＳ型可変容量素子３の片端には電圧Ｖ＝Vcc/2が印加
されることとなる。
ついて説明する。尚、インバータ発振回路の動作につい
ては周知である為、その説明を省略する。同図に示す水
晶発振器は上記の説明からも明らかなように前期ＭＯＳ
型可変容量素子３の一方の端子をインバータ増幅器１の
入力端子に接続するよう構成したものである。 例えば、
前記インバータ増幅器１のスレッシュホールドレベルが
一般的値である電圧Ｖ＝Vcc/2であるとすると、前記Ｍ
ＯＳ型可変容量素子３の片端には電圧Ｖ＝Vcc/2が印加
されることとなる。
【００１５】そして、コントロール端子Vcontに０Vから
Vccの範囲の直流制御電圧を供給した場合、前記インバ
ータ増幅器１の入力端子との接続点の電位を基準として
前記ＭＯＳ型可変容量素子３は端子間の直流電圧がVcon
t−Vcc/2の式に基づき−Vcc/2からVcc/2の範囲で変化す
る為、前記図９を用いて説明したように結果的にＭＯＳ
容量素子には正負両方の電圧が印加されるから広範囲に
容量値が変化する。即ち、例えば前記インバータ増幅器
１が電源電圧Vcc＝５Vで動作する場合、前記ＭＯＳ型容
量素子３は、その一方の端子に前記インバータ増幅器１
のスレッシュホールドの電圧レベルVref＝２．５Vが印
加され、更にこの時、コントロール端子Vcontに正極の
電圧として０Vから５Vの範囲の制御電圧（Vcont）が供
給されると該ＭＯＳ型可変容量素子３の端子電圧Vcont
−Vrefが−２.５Vから＋２.５Vの範囲にて制御されるか
ら、従来のようにマイナス電源を用いなくとも容量値を
広範囲に制御することができる。
Vccの範囲の直流制御電圧を供給した場合、前記インバ
ータ増幅器１の入力端子との接続点の電位を基準として
前記ＭＯＳ型可変容量素子３は端子間の直流電圧がVcon
t−Vcc/2の式に基づき−Vcc/2からVcc/2の範囲で変化す
る為、前記図９を用いて説明したように結果的にＭＯＳ
容量素子には正負両方の電圧が印加されるから広範囲に
容量値が変化する。即ち、例えば前記インバータ増幅器
１が電源電圧Vcc＝５Vで動作する場合、前記ＭＯＳ型容
量素子３は、その一方の端子に前記インバータ増幅器１
のスレッシュホールドの電圧レベルVref＝２．５Vが印
加され、更にこの時、コントロール端子Vcontに正極の
電圧として０Vから５Vの範囲の制御電圧（Vcont）が供
給されると該ＭＯＳ型可変容量素子３の端子電圧Vcont
−Vrefが−２.５Vから＋２.５Vの範囲にて制御されるか
ら、従来のようにマイナス電源を用いなくとも容量値を
広範囲に制御することができる。
【００１６】本発明に係る発振回路は以上の作用効果の
他に以下に説明する効果も兼ね備えたものとなる。即
ち、上記のような構成は、MOS型可変容量素子３が発振
ループ中に挿入されている為、そのインバータ増幅器１
側の端子には前記スレッシュホールドの電圧レベルVref
=２.５Vを中間電圧とする発振信号である交流電圧が印
加されている。そして、上記交流電圧の振幅レベルがMO
S型可変容量素子３の容量可変感度に影響を与える現象
があり、この特性を積極的に利用することによりMOS型
可変容量素子３の容量可変感度を任意に低く動作させる
ことができる。
他に以下に説明する効果も兼ね備えたものとなる。即
ち、上記のような構成は、MOS型可変容量素子３が発振
ループ中に挿入されている為、そのインバータ増幅器１
側の端子には前記スレッシュホールドの電圧レベルVref
=２.５Vを中間電圧とする発振信号である交流電圧が印
加されている。そして、上記交流電圧の振幅レベルがMO
S型可変容量素子３の容量可変感度に影響を与える現象
があり、この特性を積極的に利用することによりMOS型
可変容量素子３の容量可変感度を任意に低く動作させる
ことができる。
【００１７】以下にこのことを詳細に説明する。ここで
理解を容易とする為にMOS型可変容量素子の端子間電圧
と容量値との関係を図２に示すように端子間電圧０Ｖを
中心として制御電圧が−０.５V〜＋０.５Vの範囲で容量
値が変化するものとする。同図（ａ）に於いて、実線Ａ
はMOS型可変容量素子の一方の端子にスレッシュホール
ドレベルと等しい直流電圧Vref=２.５Vを印加し、他の
一方の端子に２.５Vを中心とした正極の直流制御電圧を
印加した場合の端子間電圧と端子間容量値との関係を示
すものであり、容量値が直線的且つ大きく変化する非飽
和域にて８０ｐＦ/V程度の高い容量可変感度が得られ
る。
理解を容易とする為にMOS型可変容量素子の端子間電圧
と容量値との関係を図２に示すように端子間電圧０Ｖを
中心として制御電圧が−０.５V〜＋０.５Vの範囲で容量
値が変化するものとする。同図（ａ）に於いて、実線Ａ
はMOS型可変容量素子の一方の端子にスレッシュホール
ドレベルと等しい直流電圧Vref=２.５Vを印加し、他の
一方の端子に２.５Vを中心とした正極の直流制御電圧を
印加した場合の端子間電圧と端子間容量値との関係を示
すものであり、容量値が直線的且つ大きく変化する非飽
和域にて８０ｐＦ/V程度の高い容量可変感度が得られ
る。
【００１８】このようなMOS型可変容量素子について、
電圧Vrefがインバータ増幅器１の入力端に印加されるバ
イアス電圧２.５Ｖであるものとして、それを中心電圧
とするインバータ増幅器１の入力端に帰還する発振交流
電圧である場合を考える。先ず、上記発振交流電圧の振
幅レベルが同図（ａ）に示すように非飽和域（Ｆ）の電
圧幅より遥かに低レベルである交流電圧Bである場合、
端子間容量値は交流電圧Bのプラス半サイクルとマイナ
ス半サイクルの電圧変化に伴って容量変化するが、結果
的にそのほぼ平均値となる。
電圧Vrefがインバータ増幅器１の入力端に印加されるバ
イアス電圧２.５Ｖであるものとして、それを中心電圧
とするインバータ増幅器１の入力端に帰還する発振交流
電圧である場合を考える。先ず、上記発振交流電圧の振
幅レベルが同図（ａ）に示すように非飽和域（Ｆ）の電
圧幅より遥かに低レベルである交流電圧Bである場合、
端子間容量値は交流電圧Bのプラス半サイクルとマイナ
ス半サイクルの電圧変化に伴って容量変化するが、結果
的にそのほぼ平均値となる。
【００１９】この状態に於いて、例えば制御電圧Vcont
が同図の点線ａを越えて低下すると、前記交流電圧Bの
マイナス半サイクルが飽和域（ｆ）に達し、マイナス半
サイクルによる容量変化量が減少し、プラス半サイクル
の電圧変化に伴う容量変化が支配的となる結果、端子間
の容量値感度は点線Ａ'に示すように交流信号Ｂが飽和
域に達した所で低くなり、容量可変を伴う制御電圧Vcon
tの範囲が拡大する。
が同図の点線ａを越えて低下すると、前記交流電圧Bの
マイナス半サイクルが飽和域（ｆ）に達し、マイナス半
サイクルによる容量変化量が減少し、プラス半サイクル
の電圧変化に伴う容量変化が支配的となる結果、端子間
の容量値感度は点線Ａ'に示すように交流信号Ｂが飽和
域に達した所で低くなり、容量可変を伴う制御電圧Vcon
tの範囲が拡大する。
【００２０】一方、上記発振交流電圧の振幅レベルが同
図（ｂ）に示すように上記非飽和電圧域の幅とほぼ等し
い交流電圧Ｃとした場合、例えば端子間電圧を多少低下
させただけで前記交流電圧Ｃのマイナス半サイクルが飽
和域に達する為、これ以下の端子間電圧の領域に於ける
マイナス半サイクルによる容量変化量が小さくなるり、
逆にVcontを０Vより大きくした場合も同様であるので、
端子間の容量値感度は点線Ｃ'に示すように容量可変特
性が広範囲なものとなり、結果、容量可変感度を４０ｐ
Ｆ/Ｖとすることができる。尚、上記説明で交流電圧Ｃ
を非飽和域（Ｆ）の電圧幅とほぼ等しい振幅レベルとし
て説明したが、非飽和域に対して約５割以上の振幅レベ
ルであれば十分に実用的な容量可変感度を得ることが可
能である。また、上記交流電圧の振幅レベルの制御は例
えば抵抗Ｒ２を調整することにより容易に可能である。
図（ｂ）に示すように上記非飽和電圧域の幅とほぼ等し
い交流電圧Ｃとした場合、例えば端子間電圧を多少低下
させただけで前記交流電圧Ｃのマイナス半サイクルが飽
和域に達する為、これ以下の端子間電圧の領域に於ける
マイナス半サイクルによる容量変化量が小さくなるり、
逆にVcontを０Vより大きくした場合も同様であるので、
端子間の容量値感度は点線Ｃ'に示すように容量可変特
性が広範囲なものとなり、結果、容量可変感度を４０ｐ
Ｆ/Ｖとすることができる。尚、上記説明で交流電圧Ｃ
を非飽和域（Ｆ）の電圧幅とほぼ等しい振幅レベルとし
て説明したが、非飽和域に対して約５割以上の振幅レベ
ルであれば十分に実用的な容量可変感度を得ることが可
能である。また、上記交流電圧の振幅レベルの制御は例
えば抵抗Ｒ２を調整することにより容易に可能である。
【００２１】図３は本発明に基づく水晶発振器の他の実
施例を示す回路である。同図に示す水晶発振器が図１に
示す水晶発振器と異なる点は、水晶振動子２とコンデン
サC1との間、または、水晶振動子２とコンデンサC2との
間にMOS型可変容量素子３を挿入した所にあり、同図
（ａ）が該MOS型可変容量素子３の一方の端子がインバ
ータ増幅器１出力に、同図（ｂ）がインバータ増幅器の
入力に接続されると共に、他の一方の端子を抵抗Ｒ３を
介してコントロール端子Vcontに接続されるよう構成し
たものである。更に、同図（ａ）に示すように回路中の
E点と接地との間に固定抵抗又は可変抵抗Rcを挿入し、
この抵抗Rcの値を任意に設定可能とすれば、E点の電圧
が制御可能となり、これによりMOS型可変容量素子３の
端子間電圧が制御されて周波数調整が行なえる。
施例を示す回路である。同図に示す水晶発振器が図１に
示す水晶発振器と異なる点は、水晶振動子２とコンデン
サC1との間、または、水晶振動子２とコンデンサC2との
間にMOS型可変容量素子３を挿入した所にあり、同図
（ａ）が該MOS型可変容量素子３の一方の端子がインバ
ータ増幅器１出力に、同図（ｂ）がインバータ増幅器の
入力に接続されると共に、他の一方の端子を抵抗Ｒ３を
介してコントロール端子Vcontに接続されるよう構成し
たものである。更に、同図（ａ）に示すように回路中の
E点と接地との間に固定抵抗又は可変抵抗Rcを挿入し、
この抵抗Rcの値を任意に設定可能とすれば、E点の電圧
が制御可能となり、これによりMOS型可変容量素子３の
端子間電圧が制御されて周波数調整が行なえる。
【００２２】図４は本発明に基づく水晶発振器の更に他
の実施例を示す回路である。同図に示す水晶発振器が図
１及び図３に示す水晶発振器と異なる点は、水晶振動子
２とコンデンサC1の間にMOS型可変容量素子４を、水晶
振動子２とコンデンサC2との間にMOS型可変容量素子５
とを挿入することにより、何れのMOS型可変容量素子も
その一方の端子がインバータ増幅器１の入出力端子の何
れかに接続され、他の一方の端子をコントロール端子Vc
ontに抵抗R3、R4を介して接続するよう構成した所にあ
る。そしてこのような構成により、より広い容量可変範
囲が得られることは明らかであり、改めてその動作を説
明することは省略する。
の実施例を示す回路である。同図に示す水晶発振器が図
１及び図３に示す水晶発振器と異なる点は、水晶振動子
２とコンデンサC1の間にMOS型可変容量素子４を、水晶
振動子２とコンデンサC2との間にMOS型可変容量素子５
とを挿入することにより、何れのMOS型可変容量素子も
その一方の端子がインバータ増幅器１の入出力端子の何
れかに接続され、他の一方の端子をコントロール端子Vc
ontに抵抗R3、R4を介して接続するよう構成した所にあ
る。そしてこのような構成により、より広い容量可変範
囲が得られることは明らかであり、改めてその動作を説
明することは省略する。
【００２３】図５は本発明に基づく水晶発振器の他の実
施例を示す回路図である。同図に示す水晶発振器が特徴
とする点は、MOS型可変容量素子３に供給される交流電
圧の振幅レベルと基準電圧である直流バイアス電圧とを
それぞれ別々に調整可能とするよう構成したところにあ
る。
施例を示す回路図である。同図に示す水晶発振器が特徴
とする点は、MOS型可変容量素子３に供給される交流電
圧の振幅レベルと基準電圧である直流バイアス電圧とを
それぞれ別々に調整可能とするよう構成したところにあ
る。
【００２４】即ち、同図に示すように水晶発振器は、水
晶振動子２とコンデンサC1との間、または、水晶振動子
２とコンデンサC2との間にMOS型可変容量素子３を挿入
すると共に、水晶振動子２とMOS型容量素子３との接続
中点を抵抗Ｒ３を介してコントロール端子Vcontに接続
し、更に、MOS型容量素子３の他方の端子を電源Vccと接
地との間とを接続する抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との直列回路
の接続中点に接続すると共に、抵抗Ｒ２とコンデンサC4
との直列回路を介して同図（ａ）に示すようにインバー
タ増幅器１の出力側、または、同図（ｂ）に示すように
インバータ増幅器１の入力側にそれぞれ接続するよう構
成したものである。
晶振動子２とコンデンサC1との間、または、水晶振動子
２とコンデンサC2との間にMOS型可変容量素子３を挿入
すると共に、水晶振動子２とMOS型容量素子３との接続
中点を抵抗Ｒ３を介してコントロール端子Vcontに接続
し、更に、MOS型容量素子３の他方の端子を電源Vccと接
地との間とを接続する抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６との直列回路
の接続中点に接続すると共に、抵抗Ｒ２とコンデンサC4
との直列回路を介して同図（ａ）に示すようにインバー
タ増幅器１の出力側、または、同図（ｂ）に示すように
インバータ増幅器１の入力側にそれぞれ接続するよう構
成したものである。
【００２５】そしてこのように構成することにより、初
めにVref(DC) =R6×Vcc/( R5+R6)の関係式に基づきMOS
型化変容用素子３の直流バイアスの基準電圧値Vrefの設
定を行い MOS型可変容量素子３の基準容量値を調整した
後、Vref(AC)＝R5×R6×V0/((R5+R6)×( R2+R5×R6/( R
5+R6)))の関係式に基づき抵抗Ｒ２の値のみを調整しMOS
型可変容量素子３に供給される交流電圧の振幅の設定を
行うことによりMOS型可変容量素子３の容量感度を調整
すれば、容量感度を調整してもその影響が基準容量の設
定値に表れないので、その結果、水晶発振器の調整工程
がより単純化となる。尚、上記V0はインバータ増幅器１
の入出力電圧の交流成分の振幅レベルを意味している。
めにVref(DC) =R6×Vcc/( R5+R6)の関係式に基づきMOS
型化変容用素子３の直流バイアスの基準電圧値Vrefの設
定を行い MOS型可変容量素子３の基準容量値を調整した
後、Vref(AC)＝R5×R6×V0/((R5+R6)×( R2+R5×R6/( R
5+R6)))の関係式に基づき抵抗Ｒ２の値のみを調整しMOS
型可変容量素子３に供給される交流電圧の振幅の設定を
行うことによりMOS型可変容量素子３の容量感度を調整
すれば、容量感度を調整してもその影響が基準容量の設
定値に表れないので、その結果、水晶発振器の調整工程
がより単純化となる。尚、上記V0はインバータ増幅器１
の入出力電圧の交流成分の振幅レベルを意味している。
【００２６】以上、MOS型可変容量素子の一方の端子を
インバータ増幅器１のスレッシュホールド電圧を印加す
る構成を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限
定されるものでなく、外部電圧または、その他電圧発生
回路等を用いて前記MOS型可変容量素子の一方の端子に
定電圧を印加した構成としても構わない。
インバータ増幅器１のスレッシュホールド電圧を印加す
る構成を用いて本発明を説明したが、本発明はこれに限
定されるものでなく、外部電圧または、その他電圧発生
回路等を用いて前記MOS型可変容量素子の一方の端子に
定電圧を印加した構成としても構わない。
【００２７】更に、以上本発明を水晶振動子を用いた発
振器を例に説明したが、本発明はこれに限定されるもの
ではなく、 水晶以外の他の圧電振動子を用いたものに
適用してもよいことは明らかである。
振器を例に説明したが、本発明はこれに限定されるもの
ではなく、 水晶以外の他の圧電振動子を用いたものに
適用してもよいことは明らかである。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように本発明に基づく圧電
発振器は、上述したように構成したものであるから、周
波数制御の為の複雑なシステム構成を必要とすること無
く発振周波数を広範囲、且つ、高精度に制御することが
可能となるという効果を奏する。
発振器は、上述したように構成したものであるから、周
波数制御の為の複雑なシステム構成を必要とすること無
く発振周波数を広範囲、且つ、高精度に制御することが
可能となるという効果を奏する。
【図１】本発明に基づく水晶発振器の一実施例の回路図
を示すものである。
を示すものである。
【図２】本発明に基づく水晶発振器の容量可変感度の制
御方法を説明を示すものである。 （ａ）容量可変感度が制御されない場合を説明するもの
である。 （ｂ）容量可変感度が制御される場合を説明するもので
ある。
御方法を説明を示すものである。 （ａ）容量可変感度が制御されない場合を説明するもの
である。 （ｂ）容量可変感度が制御される場合を説明するもので
ある。
【図３】本発明の基づく水晶発振器の他の実施例の回路
図を示すものである。 （ａ）本発明に基づく水晶発振器の他の実施例の回路を
示すものである。 （ｂ）本発明に基づく水晶発振器の他の実施例の回路を
示すものである。
図を示すものである。 （ａ）本発明に基づく水晶発振器の他の実施例の回路を
示すものである。 （ｂ）本発明に基づく水晶発振器の他の実施例の回路を
示すものである。
【図４】本発明に基づく水晶発振器の他の実施例の回路
図を示すものである。
図を示すものである。
【図５】本発明に基づく水晶発振器の他の実施例の回路
図を示すものである。
図を示すものである。
【図６】従来の水晶発振器の回路図を示すものである。
【図７】従来のMOS型可変容量素子を用いた水晶発振器
の回路図を示すものである。
の回路図を示すものである。
【図８】MOS型可変容量素子の断面構造図を示すもので
ある。
ある。
【図９】MOS型可変容量素子の端子間電圧と容量値の関
係を示すものである。
係を示すものである。
１、１０１インバータ増幅器、２、１０２水晶振動子、
３、４、５１０３ＭＯＳ型可変容量素子、Ｒ１，Ｒ２、
Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６抵抗、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４
コンデンサ、１０４フローティング電極、１０５空乏
層、Vcc電源、Vcontコントロール端子
３、４、５１０３ＭＯＳ型可変容量素子、Ｒ１，Ｒ２、
Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６抵抗、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４
コンデンサ、１０４フローティング電極、１０５空乏
層、Vcc電源、Vcontコントロール端子
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平11−88052（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−240629（ＪＰ，Ａ) 実願 平３−53169号（実開 平４− 137607号）の願書に添付した明細書及び 図面の内容を撮影したマイクロフィルム （ＪＰ，Ｕ) 実願 平３−53170号（実開 平４− 137608号）の願書に添付した明細書及び 図面の内容を撮影したマイクロフィルム （ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03B 5/32
Claims (5)
- 【請求項１】圧電振動子と、インバータ増幅回路と、可
変容量素子とを含む発振器に於いて、前記可変容量素子
がＭＯＳ容量素子であって、前記圧電振動子と抵抗との
直列回路を前記インバータ増幅回路の入出力端子間に挿
入接続し、前記ＭＯＳ容量素子の一端を前記圧電振動子
の何れか一端に接続し、前記ＭＯＳ容量素子の一端に前
記圧電振動子に供給される交流電圧と前記インバータ増
幅回路の入力端または出力端のバイアス電圧であるＶボ
ルト直流電圧とが印加され、前記ＭＯＳ容量素子の他端
に前記Ｖボルト直流電圧を中間電圧値とする範囲で制御
電圧が印加され、前記交流電圧の振幅が前記ＭＯＳ容量
素子の非飽和域の電圧幅に対して５割以上の電圧レベル
となるように構成したことを特徴とする圧電発振器。 - 【請求項２】圧電振動子と、インバータ増幅回路と、２
つの可変容量素子とを含む発振器に於いて、前記可変容
量素子がＭＯＳ容量素子であって、前記２つのＭＯＳ容
量素子間に前記圧電振動子を挿入接続した直列回路を備
え、該直列回路を前記インバータ増幅回路の入出力端間
に挿入接続すると共に、前記インバータ増幅回路の入力
端または出力端と前記直列回路の端部との間に抵抗を挿
入接続し、前記ＭＯＳ容量素子の一端に前記圧電振動子
に供給される交流電圧と前記インバータ増幅回路の入力
端または出力端のバイアス電圧であるＶボルト直流電圧
とが印加され、前記ＭＯＳ容量素子の他端に前記Ｖボル
ト直流電圧を中間電圧値とする範囲で制御電圧が印加さ
れ、前記交流電圧の振幅が前記ＭＯＳ容量素子の非飽和
域の電圧幅に対して５割以上の電圧レベルとなるように
構成したことを特徴とする圧電発振器。 - 【請求項３】圧電振動子と、インバータ増幅回路と、可
変容量素子とを含む発振器に於いて、前記可変容量素子
がＭＯＳ容量素子であって、前記ＭＯＳ容量素子と圧電
振動子とを直列接続し、該直列回路の接続中点に制御電
圧を印加し、前記直列回路と抵抗とを直列接続し、該直
列回路を前記インバータ増幅器入出力端子間に挿入接続
し、前記ＭＯＳ容量素子の一端に前記圧電振動子に供給
される交流電圧と前記 インバータ増幅回路の入力端また
は出力端のバイアス電圧であるＶボルト直流電圧とが印
加され、前記ＭＯＳ容量素子の他端に前記Ｖボルト直流
電圧を中間電圧値とする範囲で制御電圧が印加され、前
記交流電圧の振幅が前記ＭＯＳ容量素子の非飽和域の電
圧幅に対して５割以上の電圧レベルとなるように構成し
たことを特徴とする圧電発振器。 - 【請求項４】インバータ増幅器の入出力端に圧電振動子
が、又、前記圧電素子両端夫々とアース間に分割コンデ
ンサＣ１、Ｃ２が接続されたインバータ発振器に於い
て、前記圧電振動子と前記インバータ増幅器の入力端と
の間、若しくは、前記圧電振動子と前記インバータ増幅
器の出力端との間にＭＯＳ容量素子を挿入すると共に、
前記ＭＯＳ容量素子の圧電振動子接続側の端子に制御電
圧Vcontを印加し、該MOS容量素子と前記インバータ増幅
器との間に抵抗とコンデンサとの直列回路を挿入接続
し、更に、前記MOS容量素子の前記インバータ増幅器側
の端子に直流バイアス電圧を印加するよう構成したこと
を特徴とする圧電発振器。 - 【請求項５】前記MOS容量素子に供給される交流電圧の
振幅レベルを前記ＭＯＳ容量素子の非飽和域の電圧幅に
対して５割以上の電圧レベルとなるよう前記直列回路の
抵抗の値に基づき調整したものであり、前記MOS容量素
子の前記インバータ増幅器側の端子に供給する直流バイ
アス電圧をVとしたとき、該電圧Vが前記制御電圧Vcont
の中間電圧であることを特徴とする請求項４記載の圧電
発振器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28929899A JP3266883B2 (ja) | 1999-04-07 | 1999-10-12 | 圧電発振器 |
| FI20002168A FI20002168A (fi) | 1999-10-12 | 2000-10-03 | Pietsosähköinen oskillaattori |
| US09/679,984 US6734747B1 (en) | 1999-10-12 | 2000-10-05 | Piezoelectric oscillator |
| DE10050641A DE10050641A1 (de) | 1999-10-12 | 2000-10-12 | Piezoelektrischer Oszillator |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10024899 | 1999-04-07 | ||
| JP11-100248 | 1999-04-07 | ||
| JP28929899A JP3266883B2 (ja) | 1999-04-07 | 1999-10-12 | 圧電発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000353918A JP2000353918A (ja) | 2000-12-19 |
| JP3266883B2 true JP3266883B2 (ja) | 2002-03-18 |
Family
ID=26441309
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28929899A Expired - Fee Related JP3266883B2 (ja) | 1999-04-07 | 1999-10-12 | 圧電発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3266883B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3949990B2 (ja) * | 2002-03-29 | 2007-07-25 | 株式会社東芝 | 電圧制御発振器 |
| JP2007019565A (ja) * | 2003-11-10 | 2007-01-25 | Epson Toyocom Corp | 水晶発振器 |
-
1999
- 1999-10-12 JP JP28929899A patent/JP3266883B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000353918A (ja) | 2000-12-19 |
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