JP2004304348A - 圧電発振器 - Google Patents
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Abstract
【課題】抵抗の分圧比を極力１：１にしてセンサの検出感度を高め、しかも温度補正特性を容易に調整可能とした温度補償型圧電発振器を提供する。
【解決手段】この発振回路は、温度補償回路とコルピッツ型発振回路により構成され、温度補償回路は電源Ｖｃｃとグランド間にサーミスタＴＨと固定抵抗Ｒ１を直列に接続して挿入し、その接続点Ａを増幅器Ｑのプラス側（＋）に接続する。その出力から抵抗Ｒ５を介して可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２の接続点Ｂと接続する。可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２は直列に接続され、電源Ｖｃｃとグランド間に抵抗Ｒ６を介して挿入される。
【選択図】 図４
【解決手段】この発振回路は、温度補償回路とコルピッツ型発振回路により構成され、温度補償回路は電源Ｖｃｃとグランド間にサーミスタＴＨと固定抵抗Ｒ１を直列に接続して挿入し、その接続点Ａを増幅器Ｑのプラス側（＋）に接続する。その出力から抵抗Ｒ５を介して可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２の接続点Ｂと接続する。可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２は直列に接続され、電源Ｖｃｃとグランド間に抵抗Ｒ６を介して挿入される。
【選択図】 図４
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶振動子等の圧電振動子を使用した圧電発振器に関し、特に簡単な回路構成によって周波数の温度補償が可能な温度補償発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、水晶振動子等の圧電振動子に対して発振回路、温度補償回路等を付加した圧電発振器では周波数安定度は勿論のこと、小型化、低価格化等の要求が厳しく、更には、通信方式のデジタル化が進むにつれて、従来問題とならなかった雑音比特性（Ｃ／Ｎ特性）の向上が望まれている。圧電発振器の出力周波数は種々の要因で変化するが、比較的周波数の安定度が高い水晶発振器においても、周囲温度、電源電圧及び出力負荷等の条件変化による周波数変動があり、これ等に対応する手段は種々のものが提案されている。例えば温度変化に関しては水晶発振器に温度補償回路を付加し、この温度補償水晶発振器の発振ループの負荷容量を変化させて、水晶振動子固有の温度−周波数特性変動を相殺するように前記負荷容量を温度変化に対して制御するものがあり、大きく分けて２つの補償方法がある。
【０００３】
第１の補償方法は、発振に関わる帰還系、所謂発振ループ内のリアクタンス値を温度センサを用いて温度に合わせて変えることにより、発振周波数が温度の影響で変化することを補償する方法と、第２の補償方法は、発振回路自体を恒温槽内に封入して外気温度の影響を受けないようにする方法である。この恒温槽を使用する方法を一般的に高安定発振器といい、非常に周波数安定度の高い発振器が得られる。しかしながら、近年、高安定発振器は小型化が進んでおり、発振器全体を恒温槽内に収納するのでは水晶発振器の大型化が避けられなくなる。そこで、振動子部分のみを主として恒温槽に入れる方法がある。しかし、発振回路基板上において恒温槽用ヒータに近くない部分、例えば、基板周辺縁部分などは、発振器外気温度の変化に伴って大きく温度が変化してしまう。そして、発振回路基板は中央に振動子、辺縁部に振動子以外の発振回路部品が搭載されるケースが多く、この部分の温度変化が大きい場合には、周波数温度特性の悪化をもたらす虞がある。そのため、図１２のように、周囲温度が高温側或いは低温側にそれぞれ近づくと、いずれも発振周波数が低下する場合がある。一般に用いられているコルピッツ型発振回路では、発振回路の帰還系（発振ループ）内の直列容量値を大きくすると、発振周波数は下がり、小さくすると発振周波数が上がる。そのため、この周波数温度特性を補償して温度に対して一定の周波数を得るには、図１３のように、温度変化に対して容量が図１２の周波数と同じ特性で変化する容量器を発振回路の帰還系に挿入する方法が考えられる。このような容量値の特性に近似した特性から周波数変化を補償する方法として、同一出願人により特願２００２−２６５９３９が既に出願済である。
【特許文献１】特願２００２−２６５９３９
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
前記特願２００２−２６５９３９は、可変容量素子が一つでも補償可能なことや３次関数特性の近似補償が可能であるなど発展性、応用性は高いが、上記方式は周波数補償用の電圧によって可変容量素子の両極電位を変えるという方法であり、一方の電位は演算増幅器の利得で調整し、もう一方の電位は分圧で調整するなど調整方法が煩雑である。
また、可変容量素子へ印加する電圧は温度センサ出力を次段の回路により希望の電圧温度特性に加工したものとする必要があり、回路の調整を複雑にするといった問題がある。
また、温度の検出に抵抗による分圧を用いる場合、最も感度が得られる分圧比は１：１であるが、演算増幅器に入力するセンサ出力の電圧は演算増幅器の動作が飽和する入力電圧範囲、つまり、飽和させるため電源電位かＧＮＤに片寄った電圧範囲を用いる。従って、この電圧範囲は分圧比１：１からずれた比に設定することになり、センサの検出感度を生かせないといった問題がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、抵抗の分圧比を極力１：１にしてセンサの検出感度を高め、しかも温度補正特性を容易に調整可能とした温度補償型圧電発振器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器と、温度変化による発振周波数の変化を補償する周波数温度補償回路と、を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度によりパラメータが変化する温度検出手段と、該温度検出手段により変化したパラメータに基づいて温度補償電位を発生する温度補償電位発生手段と、該温度補償電位発生手段の出力電位に基づいて容量が変化する複数の可変容量素子と、を備え、前記複数の可変容量素子を順方向になるよう直列に接続し、該直列回路の端子間電位をほぼ一定電圧に保ち、前記直列回路の接続点に前記温度補償電位発生手段の出力端を接続したことにより、前記温度補償電位を周囲温度に応じた一方向性の変化推移に伴い、前記可変容量素子の直列容量が２次関数的に変化し、少なくとも圧電振動子以外の電子部品に起因した温度に対する前記発振周波数変化を補正することを特徴とする。
コルッピッツ型の発振器では、温度と発振周波数の間には、低温側と高温側で周波数が低下する特性がある。また、可変容量素子の温度と容量の間には、同じく低温側と高温側で容量が減少する特性がある。また、コルッピッツ型発振回路の発振周波数は、発振回路の帰還系の直列容量値を大きくすると発振周波数は下がり、小さくすると発振周波数は上がる。そこで可変容量素子を発振回路の帰還系に挿入して、その容量特性が低温から高温に移行するときは容量が増加し、所定の温度を境に更に温度が増加すると最大値から容量が減少する特性を持たせることにより、温度と周波数の変化特性を補正してフラットな周波数特性をもった発振回路を構成することができる。
かかる発明によれば、温度補償電位を周囲温度に応じてリニアに変化させて前記可変容量素子の直列容量を、温度と周波数の変化特性を補正するように変化させるので、センサの感度を生かす条件を用いつつ、且つ周波数補償電位を得るための回路の調整を容易にし、更に直線的な温度補償電圧から直接補償に必要な特性を得ることができる。
【０００６】
請求項２は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器と、温度変化による発振周波数の変化を補償する周波数温度補償回路と、を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度によりパラメータが変化する温度検出手段と、該温度検出手段により変化したパラメータに基づいて温度補償電位を発生する温度補償電位発生手段と、該温度補償電位発生手段の出力電位に基づいて容量が変化する複数の可変容量素子と、を備え、前記複数の可変容量素子を非順方向に直列に接続し、該直列回路の接続点に与える電位を一定に保持し、前記周囲温度に応じて前記直列回路の両端子に前記温度補償発生手段の出力端を接続したことにより、前記可変容量素子の直列容量を変化させることにより、温度に対する前記発振周波数変化を補正することを特徴とする。
請求項１は可変容量素子の両端子には一定の電位を印加し、可変容量素子の接続点に温度補償電位発生手段の出力電位を印加したが、本発明は可変容量素子の両端子に温度補償電位発生手段の出力電位を同時に印加し、可変容量素子の接続点を一定の電位に保持するものである。
かかる発明によれば、請求項１と同様の作用効果を奏する。
請求項３は、前記温度補償電位発生手段による発生する温度補償電位は、周囲温度により抵抗値が変化する素子と固定抵抗との抵抗分圧比により決定される電圧値であることを特徴とする。
温度による抵抗値の変化を固定抵抗により分圧して、その両端に一定電圧を印加すると、分圧比に比例した電圧が取り出せる。従って、分圧比と電圧は直線的に変化することになる。この電圧を温度補償電位として可変容量素子に印加することにより、直線的な温度変化（電圧変化）を２次関数に変換された容量とすることができる。
かかる発明によれば、温度補償電位が温度変化に対して直線的に変化するので、分圧比を１：１に容易に設定することができ、センサの検出感度を十分活かすことができる。
【０００７】
請求項４は、前記温度補償電位発生手段から発生する温度補償電位を増幅する信号増幅器を更に備え、該信号増幅器を前記温度補償電位発生手段と可変容量素子の接続点との間に挿入接続したことを特徴とする。
温度補償電位発生手段からの電圧を高抵抗を介して容量可変素子に印加しても温度補償を行うことができる。しかし、その電圧変化は小さくそれだけ温度補償範囲が狭くなる。そこで本発明では、温度補償電位発生手段からの電圧を増幅器により増幅することにより、センサの温度変化検出能力に対して温度補償範囲を大きくすることができる。
かかる発明によれば、温度補償電位発生手段からの電圧を増幅器により増幅するので、センサの温度変化検出能力に対して温度補償範囲を大きくすることができる。
請求項５は、前記可変容量素子に並列に、前記温度補償電位の変化に対する前記可変容量素子の容量値の変化特性を調整するための容量を接続したことを特徴とする。
本発明は、発振回路の周波数温度特性が左右どちらかに傾くことや、特性全体の変化量が変わる場合を考慮し調整可能とした。この調整は可変容量素子に並列に接続した調整用容量により行う。調整用容量を大きくすると左肩上がりに変化する。また他の調整用容量を大きくすると右肩上がりに変化する。この様に特性の調整が容易である。
かかる発明によれば、可変容量素子に並列に接続した容量値を調整することにより、可変容量素子の容量値の変化特性を変更することができるので、回路に合った補正特性に調節することができる。
【０００８】
請求項６は、前記信号増幅器の利得調整用抵抗を調整することにより、前記温度補償電位の変化に対する前記可変容量素子の容量値の変化特性を変更することを特徴とする。
本発明は、発振回路の周波数温度特性全体の変化量が変わる場合を考慮し調整可能としたものである。これは増幅器の利得調整用抵抗を変更することにより、温度補償範囲を調整することができる。
かかる発明によれば、増幅器の利得調整用抵抗を変更できるので、回路に合った温度補償範囲に調整することができる。
請求項７は、前記可変容量素子は可変容量ダイオード若しくは、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いたことを特徴とする。
容量が外部の印加電圧により変化すれば、可変容量素子は可変容量ダイオードに限定されずに使用することができる。例えば、接合型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ容量、又はベース・コレクタ容量を用いても本発明の発振器を構成することができる。
かかる発明によれば、可変容量素子を可変容量ダイオードに限定されずに、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
本発明では高温側、低温側ともに発振周波数対温度特性を簡易に近似補償し、且つ調整が容易でセンサ感度の良い条件を利用できる方法を提案するものである。図１は本発明の温度補償回路の基本回路の構成を示す図である。この回路では、可変容量素子１及び可変容量素子２を直列接続し、可変容量素子１の電極端子を４、可変容量素子２の電極端子を５としたものである。それぞれの可変容量素子１、２は両端子間４−５の電位差により容量値が変化する。そして、この容量素子を直列接続した時の制御信号入力端子３に対する 直列容量値の特性は次の様に考えられる。可変容量素子１及び可変容量素２をそれぞれＣ１、Ｃ２とすると、制御信号入力端子３に印加する電圧（以下Ｖｏ）の微小電位変化ΔＶによる容量の変化分ΔＣは、それぞれ Ｃ１＋ΔＣ・・・（１）、Ｃ２−ΔＣ・・・（２）と示せる。また、一般に直列接続した容量値Ｃｓは、Ｃｓ＝（Ｃ１×Ｃ２）／Ｃ１＋Ｃ２・・・（３）と表せる。（１）及び（２）より、Ｃｓ＝（Ｃ１＋ΔＣ）×（Ｃ２−ΔＣ）／（Ｃ１＋ΔＣ）＋（Ｃ２−ΔＣ）・・・（４）となる。ここでＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすると、Ｃｓ＝（Ｃ２−ΔＣ２）／２Ｃ・・・（５）となり、ΔＣの２次関数を得る。この関数は図１０の様な容量がＣ／２を頂点とする上側に凸の特性となる。つまり、縦軸に容量値、横軸に制御信号入力端子３の電圧をとると、（５）式で表される２次関数の特性となる。また、この回路は端子４を制御信号入力端子３よりも高い安定電位に接続し、端子５を制御信号入力端子３よりも低い安定電位に接続しており、制御信号入力端子３の電位変化した場合でも端子４の電位以上、端子５の電位以下にならない範囲で変化させる。図１１の横軸を温度スケールに変換するためには、温度センサの出力を電圧で得れば良いので、例えば、サーミスタと抵抗の分圧で得られる。
【００１０】
図２は本発明の温度補償回路の基本回路の一例を示す図である。この回路は図１の回路を温度に応じて動作させる効果を得る一つの方法として実現した回路構成とする。この回路は図１の可変容量素子１として可変容量ダイオード８を、可変容量素子２として可変容量ダイオード９を用いる。また、制御信号入力端子３の電位を温度変化に伴い変化させるため、制御信号入力端子３をサーミスタ６と分圧抵抗１０との直列回路の接続点Ａに接続し、サーミスタ６及び分圧抵抗１０の互いを接続していない側の電極１２、１３をそれぞれ互いに電位差のある定電圧源に接続する。このサーミスタ６と分圧抵抗１０の直列接続点Ａには温度変化に応じて変化する電圧が現れる。この電圧を制御信号入力端子３に入力することで、温度変化に対して所望の容量可変特性（補償特性）が得られる。また抵抗１１はサーミスタ６と分圧抵抗１０で構成されるセンサ回路と可変容量ダイオード８、可変容量ダイオード９を分離するためのアイソレーション用であり、抵抗であれば高抵抗を用いるが、アイソレーションが図れるものであればインダクタや能動素子を含む回路を用いたものでも良い。
図３は本発明の温度補償回路の基本回路の他の一例を示す図である。この回路は、サーミスタ６と分圧抵抗１０の直列接続で成る温度センサの信号を信号増幅器７で増幅したのち制御信号入力端子３に入力することにより、サーミスタ６と分圧抵抗１０で構成されるセンサ回路の温度変化検出能力に対して、容量可変範囲（温度補償範囲）を大きくすることが出来る。
【００１１】
図４は本発明の第１の実施形態に係る発振回路の回路図である。この発振回路は、温度補償回路とコルピッツ型発振回路により構成され、温度補償回路は電源Ｖｃｃとグランド間にサーミスタＴＨと固定抵抗Ｒ１を直列に接続して挿入し、その接続点Ａを増幅器Ｑの非反転入力端子（＋）に接続する。また抵抗Ｒ２とＲ３の直列回路を電源Ｖｃｃとグランド間に挿入し、その接続点を増幅器Ｑの反転入力端子（−）に接続する。さらに増幅器Ｑの反転入力端子（−）と出力を抵抗Ｒ４を介して接続し、その出力から抵抗Ｒ５を介して可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２の接続点Ｂと接続する。可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２は直列に接続され、この直列回路の一端を電源Ｖｃｃに交流カット用の抵抗Ｒ６を介して接続し、他端をグランドに接続する。更に、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２に並列にコンデンサＣ１、Ｃ２が接続され、コンデンサＣ２の一方は接地される。そして可変容量ダイオードＤ１のカソード側から水晶振動子Ｘｔａｌの一方の端子に接続され、水晶振動子Ｘｔａｌの他端はコンデンサＣ３を介して発振用トランジスタＴＲのベースに接続され、抵抗Ｒ７、Ｒ８により電源Ｖｃｃからバイアス電圧がベースに印加され、付加容量としてベースからコンデンサＣ４とＣ５の直列回路が接地され、その接続点が発振用トランジスタＴＲのエミッタと接続されてエミッタ抵抗Ｒ９により接地される。コレクタは電源Ｖｃｃに接続される。
【００１２】
次に本実施形態の動作について説明する。サーミスタＴＨは例えば温度が上昇した場合は抵抗値が減少し、温度が低下した場合は抵抗値が増加する特性のものを使用すると、抵抗Ｒ１と直列に接続されているので、接続点Ａには、Ｖｔｈ＝Ｒ１／（Ｒ１＋ＴＨ）×Ｖｃｃの電圧が発生する。このように、温度の検出に抵抗による分圧を用いる場合、最も感度が得られる分圧比は１：１である。この理由は以下の通りである。例えば、ＶＣＣ＝５Ｖをある抵抗の比で分圧する事を想定した場合を考える。まず５ｋΩと５ｋΩで分圧したとして後者の抵抗値をサーミスタＴＨの抵抗とみなし、このサーミスタＴＨの抵抗が例えば±１０％変化した場合、分圧点の電圧は２５０ｍＶ程度変化するのに対して９ｋΩと１ｋΩとの分圧回路に於いて、１ｋΩの抵抗が±１０％変化した場合では、分圧点の電圧は９０ｍＶ程度変化し、また、分圧比を逆にし１ｋΩと９ｋΩとの分圧回路に於いて、９ｋΩの抵抗が±１０％変化した場合も分圧点の電圧は９０ｍＶ程度の変化でしかなく厳密にはサーミスタＴＨの検出特性の直線性も考慮すべきであるが、上記の説明によって最大の変化量が得られる抵抗Ｒ１とサーミスタＴＨの特性との分圧条件が、ほぼ１：１であることが確認できる。そして、温度変化に基づく電圧を増幅器Ｑの非反転入力端子（＋）に入力し、その電圧が増幅されて抵抗Ｒ５を介して可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２の接続点Ｂに供給される。可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列合成容量は、図９で示すように電圧Ａに於いて容量値が極大値となる特性を呈するよう２次関数的に変化する。そして更に、サーミスタＴＨと分圧抵抗１０との分圧比が１：１のとき接続点Ｂにおける電圧変化に対する容量値の変化が大きくなるのでセンサとして感度の良い条件で用いることが可能となる。この可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２はコルピッツ発振回路の帰還系（発振ループ）内に挿入されているので、直列容量値を大きくすると発振周波数は下がり、小さくすると発振周波数が上がる。これにより、容量値の特性に近似した特性を得、周波数変化を補償することができる。尚、コルピッツ発振回路の動作は公知であるので説明を省略する。
【００１３】
図５は本発明の第２の実施形態に係る発振回路の回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。図５が図４と異なる点は、図４では可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２を順方向となるよう直列に接続してその接続点の電位を温度変化に伴い制御し、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の両端は一定電圧に固定するよう構成したが、本実施形態は、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のアノード同士が対向するよう直列に接続してその接続点の電位を一定電圧に固定し、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のアノード端は温度変化により同時に電圧が変化するように構成した所が特徴であり、更にこれに伴って増幅器Ｑの出力を同時に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２に供給するために抵抗Ｒ１０が追加され、抵抗Ｒ５、Ｒ１０を介して可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のアノードに夫々接続される。尚、動作としては、図４に示す回路の場合と基本的に同じなので、これについては説明を省略する。
図６は図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。縦軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値、横軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧を表す。この図から解るように、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値は接続点Ｂの電圧の増加に伴って特性２１のように変化するが、コンデンサＣ１の容量を増加することにより、矢印２０の方向に特性２１〜２４のように変化する。このように可変容量ダイオードＤ１に並列に接続したコンデンサＣ１の容量値を調整することにより、接続点Ｂの電圧の低い領域での補正特性を調整することができる。
【００１４】
図７は図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。縦軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値、横軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧を表す。この図から解るように、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値は接続点Ｂの電圧の増加に伴って特性３１のように変化するが、コンデンサＣ２の容量を増加することにより、矢印３０の方向に特性３１〜３４のように変化する。このように可変容量ダイオードＤ２に並列に接続したコンデンサＣ２の容量値を調整することにより、接続点Ｂの電圧の高い領域での補正特性を調整することができる。
図８は図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。縦軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値、横軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧を表す。この図から解るように、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値は接続点Ｂの電圧の増加に伴って特性５１のように変化するが、増幅器Ｑの利得調整抵抗Ｒ４の抵抗値を増加することにより、矢印４０と５０の方向に特性５１〜５４のように変化する。このように増幅器Ｑの利得調整抵抗Ｒ４の抵抗値を調整することにより、接続点Ｂの両側の領域での補正感度特性を調整することができる。
図１１は本発明の図４の回路においてＲ５、Ｒ６＝１００ＫΩ、Ｄ１、Ｄ２＝ＭＡ２Ｓ３０４に設定し、並列コンデンサＣ１の容量を０ｐＦ、５ｐＦ、１０ｐＦに変化したときの可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。縦軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の端子間容量値（Ｆ）、横軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧（Ｖ）を表す。この図から解るように並列コンデンサＣ１の容量が０ｐＦの場合は特性６０のように、接続点Ｂの電圧が０Ｖから徐々に直列容量値が増加し、２．５Ｖをピークとして減少し、２．５Ｖを中心に左右対称の特性となる。また特性６１は並列コンデンサＣ１の容量が５ｐＦの場合であり、接続点Ｂの電圧が０Ｖから２．５Ｖまでの範囲でほぼ一定の容量値を示し、２．５Ｖをピークとして減少している。また特性６２は並列コンデンサＣ１の容量が１０ｐＦの場合であり、接続点Ｂの電圧が０Ｖから２．５Ｖまでの範囲でほぼ更に容量値が増加し、徐々に減少している。このように可変容量ダイオードＤ１に並列に接続したコンデンサＣ１の容量値を調整することにより、接続点Ｂの電圧の低い領域での補正特性を調整することができる。
【００１５】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、温度補償電位を周囲温度に応じてリニアに変化させて前記可変容量素子の直列容量を、温度と周波数の変化特性を補正するように変化させるので、センサの感度を生かす条件を用いつつ、且つ周波数補償電位を得るための回路の調整を容易にし、更に直線的な温度補償電圧から直接補償に必要な特性を得ることができる。
また請求項２では、請求項１と同様の作用効果を奏する。
また請求項３では、温度補償電位が温度変化に対して直線的に変化するので、分圧比を１：１に容易に設定することができ、センサの検出感度を十分活かすことができる。
また請求項４では、サーミスタ回路に直列にコンデンサを挿入することにより、直流をカットすることにより、サーミスタに流れる直流電流をカットして自己発熱を防ぎ、それにより正確に周囲温度を検出することができる。
また請求項５では、温度補償電位発生手段からの電圧を増幅器により増幅するので、センサの温度変化検出能力に対して温度補償範囲を大きくすることができる。
また請求項６では、増幅器の利得調整用抵抗を変更できるので、回路に合った温度補償範囲に調整することができる。
また請求項７では、可変容量素子を可変容量ダイオードに限定されずに、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の温度補償回路の基本回路の構成を示す図である。
【図２】本発明の温度補償回路の基本回路の一例を示す図である。
【図３】本発明の温度補償回路の基本回路の他の一例を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る発振回路の回路図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る発振回路の回路図である。
【図６】本発明の図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。
【図７】本発明の図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。
【図８】本発明の図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。
【図９】本発明の分圧比１：１のときの接続点Ｂの電圧と直列合成容量との関係を表す図である。
【図１０】本発明のＣｓ＝（Ｃ２−ΔＣ２）／２Ｃの関係を示す図である。
【図１１】本発明の接続点Ｂの電圧と直列合成容量との関係を並列容量を変化した時の変化を表す図である。
【図１２】従来の温度と発振周波数との関係を表す図である。
【図１３】従来の温度と容量との関係を表す図である。
【符号の説明】
Ｘｔａｌ 水晶振動子、Ｒ１〜Ｒ９ 固定抵抗器、ＴＨ サーミスタ、Ｄ１、Ｄ２ 可変容量ダイオード、Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ、Ｑ 増幅器、ＴＲ 発振用トランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶振動子等の圧電振動子を使用した圧電発振器に関し、特に簡単な回路構成によって周波数の温度補償が可能な温度補償発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、水晶振動子等の圧電振動子に対して発振回路、温度補償回路等を付加した圧電発振器では周波数安定度は勿論のこと、小型化、低価格化等の要求が厳しく、更には、通信方式のデジタル化が進むにつれて、従来問題とならなかった雑音比特性（Ｃ／Ｎ特性）の向上が望まれている。圧電発振器の出力周波数は種々の要因で変化するが、比較的周波数の安定度が高い水晶発振器においても、周囲温度、電源電圧及び出力負荷等の条件変化による周波数変動があり、これ等に対応する手段は種々のものが提案されている。例えば温度変化に関しては水晶発振器に温度補償回路を付加し、この温度補償水晶発振器の発振ループの負荷容量を変化させて、水晶振動子固有の温度−周波数特性変動を相殺するように前記負荷容量を温度変化に対して制御するものがあり、大きく分けて２つの補償方法がある。
【０００３】
第１の補償方法は、発振に関わる帰還系、所謂発振ループ内のリアクタンス値を温度センサを用いて温度に合わせて変えることにより、発振周波数が温度の影響で変化することを補償する方法と、第２の補償方法は、発振回路自体を恒温槽内に封入して外気温度の影響を受けないようにする方法である。この恒温槽を使用する方法を一般的に高安定発振器といい、非常に周波数安定度の高い発振器が得られる。しかしながら、近年、高安定発振器は小型化が進んでおり、発振器全体を恒温槽内に収納するのでは水晶発振器の大型化が避けられなくなる。そこで、振動子部分のみを主として恒温槽に入れる方法がある。しかし、発振回路基板上において恒温槽用ヒータに近くない部分、例えば、基板周辺縁部分などは、発振器外気温度の変化に伴って大きく温度が変化してしまう。そして、発振回路基板は中央に振動子、辺縁部に振動子以外の発振回路部品が搭載されるケースが多く、この部分の温度変化が大きい場合には、周波数温度特性の悪化をもたらす虞がある。そのため、図１２のように、周囲温度が高温側或いは低温側にそれぞれ近づくと、いずれも発振周波数が低下する場合がある。一般に用いられているコルピッツ型発振回路では、発振回路の帰還系（発振ループ）内の直列容量値を大きくすると、発振周波数は下がり、小さくすると発振周波数が上がる。そのため、この周波数温度特性を補償して温度に対して一定の周波数を得るには、図１３のように、温度変化に対して容量が図１２の周波数と同じ特性で変化する容量器を発振回路の帰還系に挿入する方法が考えられる。このような容量値の特性に近似した特性から周波数変化を補償する方法として、同一出願人により特願２００２−２６５９３９が既に出願済である。
【特許文献１】特願２００２−２６５９３９
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
前記特願２００２−２６５９３９は、可変容量素子が一つでも補償可能なことや３次関数特性の近似補償が可能であるなど発展性、応用性は高いが、上記方式は周波数補償用の電圧によって可変容量素子の両極電位を変えるという方法であり、一方の電位は演算増幅器の利得で調整し、もう一方の電位は分圧で調整するなど調整方法が煩雑である。
また、可変容量素子へ印加する電圧は温度センサ出力を次段の回路により希望の電圧温度特性に加工したものとする必要があり、回路の調整を複雑にするといった問題がある。
また、温度の検出に抵抗による分圧を用いる場合、最も感度が得られる分圧比は１：１であるが、演算増幅器に入力するセンサ出力の電圧は演算増幅器の動作が飽和する入力電圧範囲、つまり、飽和させるため電源電位かＧＮＤに片寄った電圧範囲を用いる。従って、この電圧範囲は分圧比１：１からずれた比に設定することになり、センサの検出感度を生かせないといった問題がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、抵抗の分圧比を極力１：１にしてセンサの検出感度を高め、しかも温度補正特性を容易に調整可能とした温度補償型圧電発振器を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器と、温度変化による発振周波数の変化を補償する周波数温度補償回路と、を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度によりパラメータが変化する温度検出手段と、該温度検出手段により変化したパラメータに基づいて温度補償電位を発生する温度補償電位発生手段と、該温度補償電位発生手段の出力電位に基づいて容量が変化する複数の可変容量素子と、を備え、前記複数の可変容量素子を順方向になるよう直列に接続し、該直列回路の端子間電位をほぼ一定電圧に保ち、前記直列回路の接続点に前記温度補償電位発生手段の出力端を接続したことにより、前記温度補償電位を周囲温度に応じた一方向性の変化推移に伴い、前記可変容量素子の直列容量が２次関数的に変化し、少なくとも圧電振動子以外の電子部品に起因した温度に対する前記発振周波数変化を補正することを特徴とする。
コルッピッツ型の発振器では、温度と発振周波数の間には、低温側と高温側で周波数が低下する特性がある。また、可変容量素子の温度と容量の間には、同じく低温側と高温側で容量が減少する特性がある。また、コルッピッツ型発振回路の発振周波数は、発振回路の帰還系の直列容量値を大きくすると発振周波数は下がり、小さくすると発振周波数は上がる。そこで可変容量素子を発振回路の帰還系に挿入して、その容量特性が低温から高温に移行するときは容量が増加し、所定の温度を境に更に温度が増加すると最大値から容量が減少する特性を持たせることにより、温度と周波数の変化特性を補正してフラットな周波数特性をもった発振回路を構成することができる。
かかる発明によれば、温度補償電位を周囲温度に応じてリニアに変化させて前記可変容量素子の直列容量を、温度と周波数の変化特性を補正するように変化させるので、センサの感度を生かす条件を用いつつ、且つ周波数補償電位を得るための回路の調整を容易にし、更に直線的な温度補償電圧から直接補償に必要な特性を得ることができる。
【０００６】
請求項２は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器と、温度変化による発振周波数の変化を補償する周波数温度補償回路と、を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度によりパラメータが変化する温度検出手段と、該温度検出手段により変化したパラメータに基づいて温度補償電位を発生する温度補償電位発生手段と、該温度補償電位発生手段の出力電位に基づいて容量が変化する複数の可変容量素子と、を備え、前記複数の可変容量素子を非順方向に直列に接続し、該直列回路の接続点に与える電位を一定に保持し、前記周囲温度に応じて前記直列回路の両端子に前記温度補償発生手段の出力端を接続したことにより、前記可変容量素子の直列容量を変化させることにより、温度に対する前記発振周波数変化を補正することを特徴とする。
請求項１は可変容量素子の両端子には一定の電位を印加し、可変容量素子の接続点に温度補償電位発生手段の出力電位を印加したが、本発明は可変容量素子の両端子に温度補償電位発生手段の出力電位を同時に印加し、可変容量素子の接続点を一定の電位に保持するものである。
かかる発明によれば、請求項１と同様の作用効果を奏する。
請求項３は、前記温度補償電位発生手段による発生する温度補償電位は、周囲温度により抵抗値が変化する素子と固定抵抗との抵抗分圧比により決定される電圧値であることを特徴とする。
温度による抵抗値の変化を固定抵抗により分圧して、その両端に一定電圧を印加すると、分圧比に比例した電圧が取り出せる。従って、分圧比と電圧は直線的に変化することになる。この電圧を温度補償電位として可変容量素子に印加することにより、直線的な温度変化（電圧変化）を２次関数に変換された容量とすることができる。
かかる発明によれば、温度補償電位が温度変化に対して直線的に変化するので、分圧比を１：１に容易に設定することができ、センサの検出感度を十分活かすことができる。
【０００７】
請求項４は、前記温度補償電位発生手段から発生する温度補償電位を増幅する信号増幅器を更に備え、該信号増幅器を前記温度補償電位発生手段と可変容量素子の接続点との間に挿入接続したことを特徴とする。
温度補償電位発生手段からの電圧を高抵抗を介して容量可変素子に印加しても温度補償を行うことができる。しかし、その電圧変化は小さくそれだけ温度補償範囲が狭くなる。そこで本発明では、温度補償電位発生手段からの電圧を増幅器により増幅することにより、センサの温度変化検出能力に対して温度補償範囲を大きくすることができる。
かかる発明によれば、温度補償電位発生手段からの電圧を増幅器により増幅するので、センサの温度変化検出能力に対して温度補償範囲を大きくすることができる。
請求項５は、前記可変容量素子に並列に、前記温度補償電位の変化に対する前記可変容量素子の容量値の変化特性を調整するための容量を接続したことを特徴とする。
本発明は、発振回路の周波数温度特性が左右どちらかに傾くことや、特性全体の変化量が変わる場合を考慮し調整可能とした。この調整は可変容量素子に並列に接続した調整用容量により行う。調整用容量を大きくすると左肩上がりに変化する。また他の調整用容量を大きくすると右肩上がりに変化する。この様に特性の調整が容易である。
かかる発明によれば、可変容量素子に並列に接続した容量値を調整することにより、可変容量素子の容量値の変化特性を変更することができるので、回路に合った補正特性に調節することができる。
【０００８】
請求項６は、前記信号増幅器の利得調整用抵抗を調整することにより、前記温度補償電位の変化に対する前記可変容量素子の容量値の変化特性を変更することを特徴とする。
本発明は、発振回路の周波数温度特性全体の変化量が変わる場合を考慮し調整可能としたものである。これは増幅器の利得調整用抵抗を変更することにより、温度補償範囲を調整することができる。
かかる発明によれば、増幅器の利得調整用抵抗を変更できるので、回路に合った温度補償範囲に調整することができる。
請求項７は、前記可変容量素子は可変容量ダイオード若しくは、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いたことを特徴とする。
容量が外部の印加電圧により変化すれば、可変容量素子は可変容量ダイオードに限定されずに使用することができる。例えば、接合型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ容量、又はベース・コレクタ容量を用いても本発明の発振器を構成することができる。
かかる発明によれば、可変容量素子を可変容量ダイオードに限定されずに、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
本発明では高温側、低温側ともに発振周波数対温度特性を簡易に近似補償し、且つ調整が容易でセンサ感度の良い条件を利用できる方法を提案するものである。図１は本発明の温度補償回路の基本回路の構成を示す図である。この回路では、可変容量素子１及び可変容量素子２を直列接続し、可変容量素子１の電極端子を４、可変容量素子２の電極端子を５としたものである。それぞれの可変容量素子１、２は両端子間４−５の電位差により容量値が変化する。そして、この容量素子を直列接続した時の制御信号入力端子３に対する 直列容量値の特性は次の様に考えられる。可変容量素子１及び可変容量素２をそれぞれＣ１、Ｃ２とすると、制御信号入力端子３に印加する電圧（以下Ｖｏ）の微小電位変化ΔＶによる容量の変化分ΔＣは、それぞれ Ｃ１＋ΔＣ・・・（１）、Ｃ２−ΔＣ・・・（２）と示せる。また、一般に直列接続した容量値Ｃｓは、Ｃｓ＝（Ｃ１×Ｃ２）／Ｃ１＋Ｃ２・・・（３）と表せる。（１）及び（２）より、Ｃｓ＝（Ｃ１＋ΔＣ）×（Ｃ２−ΔＣ）／（Ｃ１＋ΔＣ）＋（Ｃ２−ΔＣ）・・・（４）となる。ここでＣ１＝Ｃ２＝Ｃとすると、Ｃｓ＝（Ｃ２−ΔＣ２）／２Ｃ・・・（５）となり、ΔＣの２次関数を得る。この関数は図１０の様な容量がＣ／２を頂点とする上側に凸の特性となる。つまり、縦軸に容量値、横軸に制御信号入力端子３の電圧をとると、（５）式で表される２次関数の特性となる。また、この回路は端子４を制御信号入力端子３よりも高い安定電位に接続し、端子５を制御信号入力端子３よりも低い安定電位に接続しており、制御信号入力端子３の電位変化した場合でも端子４の電位以上、端子５の電位以下にならない範囲で変化させる。図１１の横軸を温度スケールに変換するためには、温度センサの出力を電圧で得れば良いので、例えば、サーミスタと抵抗の分圧で得られる。
【００１０】
図２は本発明の温度補償回路の基本回路の一例を示す図である。この回路は図１の回路を温度に応じて動作させる効果を得る一つの方法として実現した回路構成とする。この回路は図１の可変容量素子１として可変容量ダイオード８を、可変容量素子２として可変容量ダイオード９を用いる。また、制御信号入力端子３の電位を温度変化に伴い変化させるため、制御信号入力端子３をサーミスタ６と分圧抵抗１０との直列回路の接続点Ａに接続し、サーミスタ６及び分圧抵抗１０の互いを接続していない側の電極１２、１３をそれぞれ互いに電位差のある定電圧源に接続する。このサーミスタ６と分圧抵抗１０の直列接続点Ａには温度変化に応じて変化する電圧が現れる。この電圧を制御信号入力端子３に入力することで、温度変化に対して所望の容量可変特性（補償特性）が得られる。また抵抗１１はサーミスタ６と分圧抵抗１０で構成されるセンサ回路と可変容量ダイオード８、可変容量ダイオード９を分離するためのアイソレーション用であり、抵抗であれば高抵抗を用いるが、アイソレーションが図れるものであればインダクタや能動素子を含む回路を用いたものでも良い。
図３は本発明の温度補償回路の基本回路の他の一例を示す図である。この回路は、サーミスタ６と分圧抵抗１０の直列接続で成る温度センサの信号を信号増幅器７で増幅したのち制御信号入力端子３に入力することにより、サーミスタ６と分圧抵抗１０で構成されるセンサ回路の温度変化検出能力に対して、容量可変範囲（温度補償範囲）を大きくすることが出来る。
【００１１】
図４は本発明の第１の実施形態に係る発振回路の回路図である。この発振回路は、温度補償回路とコルピッツ型発振回路により構成され、温度補償回路は電源Ｖｃｃとグランド間にサーミスタＴＨと固定抵抗Ｒ１を直列に接続して挿入し、その接続点Ａを増幅器Ｑの非反転入力端子（＋）に接続する。また抵抗Ｒ２とＲ３の直列回路を電源Ｖｃｃとグランド間に挿入し、その接続点を増幅器Ｑの反転入力端子（−）に接続する。さらに増幅器Ｑの反転入力端子（−）と出力を抵抗Ｒ４を介して接続し、その出力から抵抗Ｒ５を介して可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２の接続点Ｂと接続する。可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２は直列に接続され、この直列回路の一端を電源Ｖｃｃに交流カット用の抵抗Ｒ６を介して接続し、他端をグランドに接続する。更に、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２に並列にコンデンサＣ１、Ｃ２が接続され、コンデンサＣ２の一方は接地される。そして可変容量ダイオードＤ１のカソード側から水晶振動子Ｘｔａｌの一方の端子に接続され、水晶振動子Ｘｔａｌの他端はコンデンサＣ３を介して発振用トランジスタＴＲのベースに接続され、抵抗Ｒ７、Ｒ８により電源Ｖｃｃからバイアス電圧がベースに印加され、付加容量としてベースからコンデンサＣ４とＣ５の直列回路が接地され、その接続点が発振用トランジスタＴＲのエミッタと接続されてエミッタ抵抗Ｒ９により接地される。コレクタは電源Ｖｃｃに接続される。
【００１２】
次に本実施形態の動作について説明する。サーミスタＴＨは例えば温度が上昇した場合は抵抗値が減少し、温度が低下した場合は抵抗値が増加する特性のものを使用すると、抵抗Ｒ１と直列に接続されているので、接続点Ａには、Ｖｔｈ＝Ｒ１／（Ｒ１＋ＴＨ）×Ｖｃｃの電圧が発生する。このように、温度の検出に抵抗による分圧を用いる場合、最も感度が得られる分圧比は１：１である。この理由は以下の通りである。例えば、ＶＣＣ＝５Ｖをある抵抗の比で分圧する事を想定した場合を考える。まず５ｋΩと５ｋΩで分圧したとして後者の抵抗値をサーミスタＴＨの抵抗とみなし、このサーミスタＴＨの抵抗が例えば±１０％変化した場合、分圧点の電圧は２５０ｍＶ程度変化するのに対して９ｋΩと１ｋΩとの分圧回路に於いて、１ｋΩの抵抗が±１０％変化した場合では、分圧点の電圧は９０ｍＶ程度変化し、また、分圧比を逆にし１ｋΩと９ｋΩとの分圧回路に於いて、９ｋΩの抵抗が±１０％変化した場合も分圧点の電圧は９０ｍＶ程度の変化でしかなく厳密にはサーミスタＴＨの検出特性の直線性も考慮すべきであるが、上記の説明によって最大の変化量が得られる抵抗Ｒ１とサーミスタＴＨの特性との分圧条件が、ほぼ１：１であることが確認できる。そして、温度変化に基づく電圧を増幅器Ｑの非反転入力端子（＋）に入力し、その電圧が増幅されて抵抗Ｒ５を介して可変容量ダイオードＤ１、可変容量ダイオードＤ２の接続点Ｂに供給される。可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列合成容量は、図９で示すように電圧Ａに於いて容量値が極大値となる特性を呈するよう２次関数的に変化する。そして更に、サーミスタＴＨと分圧抵抗１０との分圧比が１：１のとき接続点Ｂにおける電圧変化に対する容量値の変化が大きくなるのでセンサとして感度の良い条件で用いることが可能となる。この可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２はコルピッツ発振回路の帰還系（発振ループ）内に挿入されているので、直列容量値を大きくすると発振周波数は下がり、小さくすると発振周波数が上がる。これにより、容量値の特性に近似した特性を得、周波数変化を補償することができる。尚、コルピッツ発振回路の動作は公知であるので説明を省略する。
【００１３】
図５は本発明の第２の実施形態に係る発振回路の回路図である。同じ構成要素には同じ参照番号が付されているので、重複する説明は省略する。図５が図４と異なる点は、図４では可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２を順方向となるよう直列に接続してその接続点の電位を温度変化に伴い制御し、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の両端は一定電圧に固定するよう構成したが、本実施形態は、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のアノード同士が対向するよう直列に接続してその接続点の電位を一定電圧に固定し、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のアノード端は温度変化により同時に電圧が変化するように構成した所が特徴であり、更にこれに伴って増幅器Ｑの出力を同時に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２に供給するために抵抗Ｒ１０が追加され、抵抗Ｒ５、Ｒ１０を介して可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２のアノードに夫々接続される。尚、動作としては、図４に示す回路の場合と基本的に同じなので、これについては説明を省略する。
図６は図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。縦軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値、横軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧を表す。この図から解るように、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値は接続点Ｂの電圧の増加に伴って特性２１のように変化するが、コンデンサＣ１の容量を増加することにより、矢印２０の方向に特性２１〜２４のように変化する。このように可変容量ダイオードＤ１に並列に接続したコンデンサＣ１の容量値を調整することにより、接続点Ｂの電圧の低い領域での補正特性を調整することができる。
【００１４】
図７は図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。縦軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値、横軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧を表す。この図から解るように、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値は接続点Ｂの電圧の増加に伴って特性３１のように変化するが、コンデンサＣ２の容量を増加することにより、矢印３０の方向に特性３１〜３４のように変化する。このように可変容量ダイオードＤ２に並列に接続したコンデンサＣ２の容量値を調整することにより、接続点Ｂの電圧の高い領域での補正特性を調整することができる。
図８は図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。縦軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値、横軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧を表す。この図から解るように、可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値は接続点Ｂの電圧の増加に伴って特性５１のように変化するが、増幅器Ｑの利得調整抵抗Ｒ４の抵抗値を増加することにより、矢印４０と５０の方向に特性５１〜５４のように変化する。このように増幅器Ｑの利得調整抵抗Ｒ４の抵抗値を調整することにより、接続点Ｂの両側の領域での補正感度特性を調整することができる。
図１１は本発明の図４の回路においてＲ５、Ｒ６＝１００ＫΩ、Ｄ１、Ｄ２＝ＭＡ２Ｓ３０４に設定し、並列コンデンサＣ１の容量を０ｐＦ、５ｐＦ、１０ｐＦに変化したときの可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。縦軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列回路の端子間容量値（Ｆ）、横軸に可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧（Ｖ）を表す。この図から解るように並列コンデンサＣ１の容量が０ｐＦの場合は特性６０のように、接続点Ｂの電圧が０Ｖから徐々に直列容量値が増加し、２．５Ｖをピークとして減少し、２．５Ｖを中心に左右対称の特性となる。また特性６１は並列コンデンサＣ１の容量が５ｐＦの場合であり、接続点Ｂの電圧が０Ｖから２．５Ｖまでの範囲でほぼ一定の容量値を示し、２．５Ｖをピークとして減少している。また特性６２は並列コンデンサＣ１の容量が１０ｐＦの場合であり、接続点Ｂの電圧が０Ｖから２．５Ｖまでの範囲でほぼ更に容量値が増加し、徐々に減少している。このように可変容量ダイオードＤ１に並列に接続したコンデンサＣ１の容量値を調整することにより、接続点Ｂの電圧の低い領域での補正特性を調整することができる。
【００１５】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、温度補償電位を周囲温度に応じてリニアに変化させて前記可変容量素子の直列容量を、温度と周波数の変化特性を補正するように変化させるので、センサの感度を生かす条件を用いつつ、且つ周波数補償電位を得るための回路の調整を容易にし、更に直線的な温度補償電圧から直接補償に必要な特性を得ることができる。
また請求項２では、請求項１と同様の作用効果を奏する。
また請求項３では、温度補償電位が温度変化に対して直線的に変化するので、分圧比を１：１に容易に設定することができ、センサの検出感度を十分活かすことができる。
また請求項４では、サーミスタ回路に直列にコンデンサを挿入することにより、直流をカットすることにより、サーミスタに流れる直流電流をカットして自己発熱を防ぎ、それにより正確に周囲温度を検出することができる。
また請求項５では、温度補償電位発生手段からの電圧を増幅器により増幅するので、センサの温度変化検出能力に対して温度補償範囲を大きくすることができる。
また請求項６では、増幅器の利得調整用抵抗を変更できるので、回路に合った温度補償範囲に調整することができる。
また請求項７では、可変容量素子を可変容量ダイオードに限定されずに、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の温度補償回路の基本回路の構成を示す図である。
【図２】本発明の温度補償回路の基本回路の一例を示す図である。
【図３】本発明の温度補償回路の基本回路の他の一例を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態に係る発振回路の回路図である。
【図５】本発明の第２の実施形態に係る発振回路の回路図である。
【図６】本発明の図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。
【図７】本発明の図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。
【図８】本発明の図４の回路において可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点Ｂの電圧と可変容量ダイオードＤ１、Ｄ２の直列容量値との関係を表す図である。
【図９】本発明の分圧比１：１のときの接続点Ｂの電圧と直列合成容量との関係を表す図である。
【図１０】本発明のＣｓ＝（Ｃ２−ΔＣ２）／２Ｃの関係を示す図である。
【図１１】本発明の接続点Ｂの電圧と直列合成容量との関係を並列容量を変化した時の変化を表す図である。
【図１２】従来の温度と発振周波数との関係を表す図である。
【図１３】従来の温度と容量との関係を表す図である。
【符号の説明】
Ｘｔａｌ 水晶振動子、Ｒ１〜Ｒ９ 固定抵抗器、ＴＨ サーミスタ、Ｄ１、Ｄ２ 可変容量ダイオード、Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ、Ｑ 増幅器、ＴＲ 発振用トランジスタ
Claims (7)
- 所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器と、温度変化による発振周波数の変化を補償する周波数温度補償回路と、を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度によりパラメータが変化する温度検出手段と、該温度検出手段により変化したパラメータに基づいて温度補償電位を発生する温度補償電位発生手段と、該温度補償電位発生手段の出力電位に基づいて容量が変化する複数の可変容量素子と、を備え、
前記複数の可変容量素子を順方向になるよう直列に接続し、該直列回路の端子間電位をほぼ一定電圧に保ち、前記直列回路の接続点に前記温度補償電位発生手段の出力端を接続したことにより、前記温度補償電位を周囲温度に応じた一方向性の変化推移に伴い、前記可変容量素子の直列容量が２次関数的に変化し、少なくとも圧電振動子以外の電子部品に起因した温度に対する前記発振周波数変化を補正することを特徴とする圧電発振器。 - 所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して前記圧電素子を励振させる発振用増幅器と、温度変化による発振周波数の変化を補償する周波数温度補償回路と、を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度によりパラメータが変化する温度検出手段と、該温度検出手段により変化したパラメータに基づいて温度補償電位を発生する温度補償電位発生手段と、該温度補償電位発生手段の出力電位に基づいて容量が変化する複数の可変容量素子と、を備え、
前記複数の可変容量素子を非順方向に直列に接続し、該直列回路の接続点に与える電位を一定に保持し、前記周囲温度に応じて前記直列回路の両端子に前記温度補償発生手段の出力端を接続したことにより、前記可変容量素子の直列容量を変化させることにより、温度に対する前記発振周波数変化を補正することを特徴とする圧電発振器。 - 前記温度補償電位発生手段による発生する温度補償電位は、周囲温度により抵抗値が変化する素子と固定抵抗との抵抗分圧比により決定される電圧値であることを特徴とする請求項１又は２に記載の圧電発振器。
- 前記温度補償電位発生手段から発生する温度補償電位を増幅する信号増幅器を更に備え、該信号増幅器を前記温度補償電位発生手段と可変容量素子の接続点との間に挿入接続したことを特徴とする請求項１又は２に記載の圧電発振器。
- 前記可変容量素子に並列に、前記温度補償電位の変化に対する前記可変容量素子の容量値の変化特性を調整するための容量を接続したことを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の圧電発振器。
- 前記信号増幅器の利得調整用抵抗を調整することにより、前記温度補償電位の変化に対する前記可変容量素子の容量値の変化特性を変更することを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の圧電発振器。
- 前記可変容量素子は可変容量ダイオード若しくは、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いたことを特徴とする請求項１乃至６の何れか一項に記載の圧電発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003092641A JP2004304348A (ja) | 2003-03-28 | 2003-03-28 | 圧電発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003092641A JP2004304348A (ja) | 2003-03-28 | 2003-03-28 | 圧電発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004304348A true JP2004304348A (ja) | 2004-10-28 |
Family
ID=33405672
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003092641A Withdrawn JP2004304348A (ja) | 2003-03-28 | 2003-03-28 | 圧電発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004304348A (ja) |
-
2003
- 2003-03-28 JP JP2003092641A patent/JP2004304348A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
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