JP3638543B2 - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度補償型水晶発振器に関し、特に、温度センサと補償電圧発生回路により、発振器の直流動作点を変化させた温度補償型水晶発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
温度補償型水晶発振器は、主に、携帯電話の端末または基地局の基準周波数発振源として使用されることが周知である。
【０００３】
近年、携帯電話等の急激な普及により、この温度補償型水晶発振器も小型化、高性能化が要求されていることも周知である。
【０００４】
このような従来のインバータ型水晶発振器の構成を図１４に、このインバータ型水晶発振器の発振周波数（Ｆｏｓｃ）の対容量素子Ｃ１の特性を図６に示す。
【０００５】
図１４（ａ）を参照すると、従来のインバータ型水晶発振器は、水晶振動子５２１と、この水晶振動子５２１に並列接続されたインバータ５２２と、容量素子Ｃ１（５２３）と、容量素子Ｃ２（５２４）とを具備する。そして、この従来のインバータ型水晶発振器の等価回路を図１４（ｂ）に示す。
【０００６】
また、インバータ型水晶発振器の発振周波数（ｆｏｓｃ）は、下式に示す様な式で、一般的に表される。
Ｆｓ＝１÷（２×π×（Ｌ０×Ｃ０）＊＊（１／２））（Ｈｚ）・・・（１）
Ｆｏｓｃ＝Ｆｓ×（１＋Ｃ０÷（Ｃ＋Ｃ１×Ｃ２÷（Ｃ１＋Ｃ２）））＊＊（１／２）（Ｈｚ）・・・（２）
ここで、符号Ｃ０は容量素子であり、符号Ｃ１、符号Ｃ２は可変容量素子でであり、符号Ｌ０はインダクタンス素子である。容量素子Ｃ１の容量値または容量素子Ｃ２の容量値を可変することで発振周波数（ｆｏｓｃ）を調整することができる。
【０００７】
水晶振動子の周波数温度特性は、水晶の結晶軸の切り出し角度により異なる。環境温度が−２５℃〜８５℃程度で周波数偏差が最も小さくなる切り出し角度はＣカットと呼ばれ、時計、発振器等に広く使用されている。
【０００８】
水晶振動子の周波数温度特性を、図７に示す。
【０００９】
容量素子Ｃ１または容量素子Ｃ２にバラクタ容量（電圧制御可変容量）を使用し、制御電圧発生回路により任意の電圧を生成し、温度によりバラクタ容量を可変し、水晶振動子の周波数温度特性を補償したものが、温度補償型水晶発振器（以降、ＴＣＸＯと略記する）である。
【００１０】
従来技術のＴＣＸＯの一例を図８に示す。
【００１１】
図８を参照すると、従来技術のＴＣＸＯ８００では、温度センサ８０１と補償電圧発生回路８０２により、発振器のＤＣ動作点を変化させ、バラクタ容量値８２３を変える方法がとられている。
【００１２】
補償電圧発生回路８０２の出力電圧の温度特性とバラクタ容量のバイアス電圧特性と周波数偏差の温度特性を図９（ａ）、図９（ｂ）および図９（ｃ）に示す。
【００１３】
温度センサと補償電圧発生回路について、従来技術の一例を図１０に示す。この温度センサは、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧の温度特性（−２ｍＶ／℃）を利用している。
【００１４】
図１０を参照すると、補償電圧発生回路１００２は、この電圧で、一次式成分１０２１と低温側成分１０２０と高温側成分１０１９のそれぞれ３次式成分電圧を生成し、最後に加算アンプで組み合わせ補償電圧を生成する構成となっている。
【００１５】
このように、補償電圧発生回路１００２は、直流アンプを多段接続し構成し、各アンプ回路は、１００素子程度の規模で構成されるオペアンプである。
【００１６】
図１０に示す例では、一次式成分と低温側／高温側のそれぞれ３次式成分の組み合わせだが、より高次式成分を考慮した方が補償精度は上がる。
【００１７】
しかしながら、高次式成分の実現回路構成は複雑になり、アンプの多段化を招くため現状では上記構成が一般的となっている。図１１に水晶振動子の周波数温度特性の製造バラツキを示す。
【００１８】
水晶の製造バラツキを考慮し温度補償するために、補償電圧発生回路内にトリミング素子を配置し、個々にトリミングすることにより温度補償することが一般に知られている。
【００１９】
温度センサ、補償電圧発生回路とともにバラクタ容量を含めＩＣ化する場合、一般にバラクタ容量はＰＮ接合容量を使用している。
【００２０】
このＰＮ接合容量（Ｃｊ）は、一般的に（３）式のように表される。
Ｃｊ＝Ｃｊ０／（ｎ（１−Ｖ／ψ）＊＊（１／２））（Ｆ）・・・（３）
ただし、Ｃｊ０：ゼロバイアス時の容量
ｎ：約３（濃度分布による）
Ｖ：バイアス電圧
ψ：ビルトインポテンシャル
図１２に、ＰＮ接合容量の対電圧特性を示す。図１２参照すると、ＰＮ接合容量値は、逆バイアスを増大していくと容量変化率が小さくなる。
【００２１】
容量変化幅が大きいほど周波数調整範囲が広くなる。（３）式のｎは小さい方が容量変化率が大きくなり、容量変化幅が大きい。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、（３）式のｎはＰＮ接合の濃度分布によるため使用ＩＣプロセスに依存する。また、ディスクリート部品としてのバラクタ容量は、容量変化幅の大きい階段接合（ｎ＝２）で製造することが出来るが、ＩＣ内で能動素子とともに形成するＰＮ接合容量は一般に不純物濃度分布が傾斜接合（ｎ＝３）となるため容量変化幅も小さくなる。
【００２３】
このため、温度補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲が狭くなり、その結果、ＴＣＸＯの歩留まりが低下してしまうことになる。
【００２４】
この対処法として、製造バラツキの小さい水晶振動子を使用する、または制御電圧発生回路のトリミングを広範囲にする、といった手法が取られるが、前者は水晶振動子が高価となり、後者はトリミング素子が多くなるため制御電圧発生回路が高価となる問題がある。
【００２５】
現状は後者を選択しているのが一般的である。ＩＣ化の場合、トリミング素子の占めるベアチップ割合は実に５割程度もある。また、ＩＣ内に形成するバラクタ容量としてＭＯＳトランジスタのしきい値でゲート容量が変化する特性を利用したＭＯＳ容量がある。
【００２６】
図１３に、ＭＯＳ容量の対電圧特性を示す。このＭＯＳ容量は、ＰＮ接合容量に比べ容量変化幅が非常に大きいため、ＰＮ接合容量使用の問題を克服できるものであるが、電圧変化範囲がＰＮ接合容量に比べ非常に小さく、また、その範囲を越えると容量変化しなくなるという特性により、制御が非常に難しくなってしまうという問題がある。
【００２７】
そのため、ＴＣＸＯとしては一般的に使用されていない。温度補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲が狭くなるため、制御電圧発生回路のトリミングを広範囲にする必要があり、トリミング素子が多くなるため制御電圧発生回路が高価となる問題がある。
【００２８】
したがって、本発明の目的は、ＩＣ内で周波数調整用として使用するバラクタ容量を、並列接続にして、それぞれに個別に制御する回路を設けることによって、補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲を広め、またはトリミング素子を削減する事が出来る温度補償型水晶発振器提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
本発明の温度補償型水晶発振器は、環境温度を電気信号に変換する温度センサと、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量と、前記ＭＯＳ容量及び前記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範囲と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲とに対応した第１のゲインを有するオペアンプ構成である。
【００３０】
また、本発明の温度補償型水晶発振器の前記第１のゲインは、前記第２の印加電圧範囲を前記第１の印加電圧範囲で割り算した値である。
【００３１】
さらに、本発明の温度補償型水晶発振器は、環境温度を電気信号に変換する温度センサと、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量と、前記ＭＯＳ容量及び前記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範囲と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲とに対応した第２のゲインを有するオペアンプ構成である。
【００３２】
またさらに、本発明の温度補償型水晶発振器の前記第２のゲインは、前記第１の印加電圧範囲を前記第２の印加電圧範囲で割り算した値である。
【００３３】
またさらに、本発明の温度補償型水晶発振器の前記温度センサは、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧の温度特性によりその出力を制御する構成である。
【００３４】
さらに、本発明の温度補償型水晶発振器の前記補償電圧発生回路は、直流ＤＣアンプを多段接続した構成のオペアンプ構成である。
【００３５】
さらに、本発明の温度補償型水晶発振器の前記補償電圧発生回路は、一次式成分と低温側および高温側のそれぞれ３次式成分の組み合わせの構成である。
【００３６】
【発明の実施の形態】
まず、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。
【００３７】
本発明は、ＩＣ内で周波数調整用として使用するバラクタ容量を、並列接続にして、それぞれに個別に制御する回路を設けることによって、補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲を広め、またはトリミング素子を削減することを特徴としている。
【００３８】
図１は、本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器のブロック図である。
【００３９】
図１を参照すると、本発明による第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器１００は、環境温度を電気信号に変換する温度センサ１０１と、温度センサ１０１の出力を受ける補償電圧発生回路１０２と、補償電圧発生回路１０２の出力を受ける制御電圧回路１０４と、抵抗Ｒ１（１２５）とバラクタ容量Ｃ１（１２３）と容量素子Ｃ２（１２４）と水晶振動子１２１とインバータ１２２とを具備する発振回路部とを備える。
【００４０】
また、本発明による第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器１００のバラクタ容量Ｃ１（１２３）は、制御電圧回路１０４の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量１２７と補償電圧発生回路１０２の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量１２６とを並列接続する構成である。
【００４１】
そして、制御電圧回路１０４は、ＰＮ接合容量１２６の第１の印加電圧範囲とＭＯＳ容量１２７の第２の印加電圧範囲とに対応した第１のゲインを有するオペアンプ構成である。
【００４２】
次に、本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器１００の動作について、図２を参照して説明する。
【００４３】
図２に本発明による温度補償型水晶発振器１００の補償電圧発生回路１０２の出力電圧に対する容量特性を示す。
【００４４】
温度センサ１０１と補償電圧発生回路１０２については、従来技術の構成と同一である（図１０を参照）。
【００４５】
図１０を参照すると、この温度センサ１００１は、定電流源１０１１と順方向電圧の温度特性が（−２ｍＶ／℃）であるＰＮ接合ダイオード１０１２を具備する。
【００４６】
補償電圧発生回路１００２の出力電圧の温度特性とバラクタ容量１２３のバイアス電圧特性と周波数偏差の温度特性を示す図９を再び参照して、温度補償型水晶発振器１００の補償電圧発生回路１００２を説明する。
【００４７】
補償電圧発生回路１００２は、この温度センサ１００１の出力電圧１０１３で制御され、一次式成分１０２１と低温側成分１０２０と高温側成分１０１９のそれぞれ３次式成分電圧を生成し、最後に、加算アンプ１０２２で組み合わせ補償電圧１０２３を生成する構成となっている。
【００４８】
すなわち、補償電圧発生回路１００２は、温度センサ１００１の出力電圧１０１３を受け、一次式成分１０２１を出力する１次関数電圧生成アンプ１０１４と、低温側３次関数電流生成アンプ１０１５と低温側３次関数電流生成アンプ１０１５の出力を電流電圧変換し、低温側成分１０２０を出力する電流電圧変換アンプ１０１６と、高温側３次関数電流生成アンプ１０１７と高温側３次関数電流生成アンプ１０１７の出力を電流電圧変換し、高温側成分１０１９を出力する電流電圧変換アンプ１０１８と、一次式成分１０２１と低温側成分１０２０と高温側成分１０１９のそれぞれ３次式成分電圧を生成し、補償電圧１０２３を生成する加算アンプ１０２２とを具備する。この補償電圧１０２３の温度依存性を図１０（ｂ）に示す。
【００４９】
このように、補償電圧発生回路１００２は、直流アンプを多段接続して構成し、各アンプ回路は、１００素子程度の規模で構成されるオペアンプである。
【００５０】
図１０に示す例では、一次式成分１０２１と低温側の成分１０２０および高温側の成分１０１９のそれぞれ３次式成分の組み合わせである。より高次式成分を考慮した場合は、さらに補償精度は上がる。
【００５１】
水晶の製造バラツキを考慮し温度補償するために、補償電圧発生回路内にトリミング素子を配置し、個々にトリミングすることにより温度補償することが一般に知られていることは、従来技術の説明で述べた。
【００５２】
バラクタ容量のうち、ＰＮ接合容量のＰＮ接合容量（Ｃｊ）は、一般的に（３）式のように表される（従来技術の説明を参照）。
Ｃｊ＝Ｃｊ０／（ｎ（１−Ｖ／ψ）＊＊（１／２））（Ｆ）・・・（３）
ただし、Ｃｊ０：ゼロバイアス時の容量
ｎ：約３（濃度分布による）
Ｖ：バイアス電圧
ψ：ビルトインポテンシャル
再び、図１２参照すると、ＰＮ接合容量値は、逆バイアスを増大していくと容量変化率が小さくなる。
【００５３】
容量変化幅が大きいほど周波数調整範囲が広くなり、（３）式のｎは小さい方が容量変化率が大きくなり、容量変化幅が大きい。
【００５４】
（３）式のｎはＰＮ接合の濃度分布によるため使用ＩＣプロセスに依存する。また、ディスクリート部品としてのバラクタ容量は、容量変化幅の大きい階段接合（ｎ＝２）で製造することが出来るが、ＩＣ内で能動素子とともに形成するＰＮ接合容量は一般に不純物濃度分布が傾斜接合（ｎ＝３）となるため容量変化幅も小さくなる。
【００５５】
次に、制御電圧回路１０４により容量変化幅の大きいＭＯＳ容量の制御について説明する。
【００５６】
図１は、図１０による補償電圧発生回路１００２で生成される電圧がＰＮ接合容量１２６に印加されている。この印加電圧範囲は１Ｖ程度となる。
【００５７】
ＭＯＳ容量１２７の印加電圧範囲は０．４Ｖ程度であるため、制御電圧回路１０４は、そのゲインが（０．４／１＝０．４）倍のオペアンプ構成で、両方の容量が制御できる。
【００５８】
ゲインが（０．４／１＝０．４）倍のオペアンプ構成例を図３に示す。図３を参照すると、本発明の制御電圧回路１０４は、入力端子３０１に１００ｋΩの抵抗３０２を接続し、抵抗３０２の他端をオペアンプ３０３の反転入力に接続し、４０ｋΩの抵抗３０４をオペアンプ３０３の反転入力と出力に接続する構成である。
【００５９】
すなわち、本発明の制御電圧回路１０４の基本構成は、反転アンプ構成で、Ｎｃｈ／ＰｃｈのＭＯＳ容量では電圧印加に対する容量値変動極性が反転し、どちらを使用するかで決まるよう構成される。
【００６０】
次に、本発明の第２の実施の形態の温度補償型水晶発振器について、図４を参照して説明する。
【００６１】
図４を参照すると、本発明の第２の実施の形態の温度補償型水晶発振器４００は、図１０による補償電圧発生回路１００２で生成される電圧を０．４Ｖ程度に設定し、この電圧４０３をＭＯＳ容量１２７に印加し、制御電圧回路４０４を介して、ＰＮ接合容量１２６に印加させる構成である。それ以外の構成要素は、本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器と同一であるので、図示するに留め、その構成の詳細な説明は省略する。
【００６２】
制御電圧回路４０４は、そのゲインが（１／０．４＝２．５）倍のオペアンプ構成となる。
【００６３】
この場合は、１倍以上のゲインがあるため、１つのオペアンプで正転および反転のそれぞれの構成が可能となる。この制御電圧回路例を図５（ａ）、図５（ｂ）にそれぞれ示す。
【００６４】
図５（ａ）を参照すると、本発明の制御電圧回路４０４は、入力端子５０１に４０ｋΩの抵抗５０２を接続し、抵抗５０２の他端をオペアンプ５０３の反転入力に接続し、１００ｋΩの抵抗５０４をオペアンプ５０３の反転入力と出力に接続する構成である。すなわち、本発明の制御電圧回路４０４の基本構成は、反転アンプ構成である。
【００６５】
次に、正転構成のオペアンプを説明する。図５（ｂ）を参照すると、本発明の制御電圧回路４０４は、接地電位に６７ｋΩの抵抗５１２を接続し、抵抗５１２の他端をオペアンプ５１３の反転入力に接続し、１００ｋΩの抵抗５１４をオペアンプ５１３の反転入力と出力に接続する構成である。すなわち、本発明の制御電圧回路４０４の基本構成は、正転アンプ構成である。
【００６６】
以上の説明のように、補償電圧発生回路でＰＮ接合容量を変化させ、制御電圧回路により容量変化幅の大きいＭＯＳ容量を変化させることによって、ＰＮ接合容量だけの場合に比べ容量変化幅を大きくする事が出来る。
【００６７】
【発明の効果】
以上説明した通り、本発明においては、バラクタ容量を、並列接続にして、それぞれに個別に制御する回路を設けることによって、補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲を広め、またはトリミング素子を削減することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器のブロック図である。
【図２】本発明による温度補償型水晶発振器の補償電圧発生回路出力電圧に対する容量特性を示す図である。
【図３】本発明による温度補償型水晶発振器の制御電圧回路のオペアンプ構成例である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の温度補償型水晶発振器のブロック図である。
【図５】本発明による温度補償型水晶発振器の制御電圧回路の他のオペアンプ構成例である。
【図６】インバータ型水晶発振器の発振周波数（Ｆｏｓｃ）の対容量素子Ｃ１の特性を説明する図である。
【図７】水晶振動子の周波数温度特性を示す図である。
【図８】従来の温度補償型水晶発振器のブロック図である。
【図９】補償電圧発生回路出力電圧の温度特性とバラクタ容量のバイアス電圧特性と周波数偏差の温度特性を示す図である。
【図１０】温度補償型水晶発振器の温度センサと補償電圧発生回路のブロック図である。
【図１１】水晶振動子の周波数温度特性の製造バラツキを示す図である。
【図１２】ＰＮ接合容量の対電圧特性を示す図である。
【図１３】ＭＯＳ容量の対電圧特性を示す図である。
【図１４】従来のインバータ型水晶発振器の構成を示す図である。
【符号の説明】
１００，４００，８００ 温度補償型水晶発振器
１０１，８０１ 温度センサ
１０２、８０２ 補償電圧発生回路
１０３、８０３ 補償電圧発生回路の出力
１０４，４０４ 制御電圧回路
１２１，８２１ 水晶振動子
１２２，８２２ インバータ
１２３，８２３，１２４，８２４ 容量素子
１２５，８２５ 抵抗
１２６ ＰＮ接合容量
１２７ ＭＯＳ容量
１００１ 温度センサ
１００２ 補償電圧発生回路
１０１１ 電流源
１０１２ ダイオード
１０１３ 温度センサの出力
１０１４ １次関数電圧生成アンプ
１０１５ 低温側３次関数電流生成アンプ
１０１６，１０１８ 電流電圧変換アンプ
１０１７ 温側３次関数電流生成アンプ
１０１９ 高温側成分
１０２０ 低温側成分
１０２１ 一次式成分
１０２２ 加算アンプ
１０２３ 補償電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、温度補償型水晶発振器に関し、特に、温度センサと補償電圧発生回路により、発振器の直流動作点を変化させた温度補償型水晶発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
温度補償型水晶発振器は、主に、携帯電話の端末または基地局の基準周波数発振源として使用されることが周知である。
【０００３】
近年、携帯電話等の急激な普及により、この温度補償型水晶発振器も小型化、高性能化が要求されていることも周知である。
【０００４】
このような従来のインバータ型水晶発振器の構成を図１４に、このインバータ型水晶発振器の発振周波数（Ｆｏｓｃ）の対容量素子Ｃ１の特性を図６に示す。
【０００５】
図１４（ａ）を参照すると、従来のインバータ型水晶発振器は、水晶振動子５２１と、この水晶振動子５２１に並列接続されたインバータ５２２と、容量素子Ｃ１（５２３）と、容量素子Ｃ２（５２４）とを具備する。そして、この従来のインバータ型水晶発振器の等価回路を図１４（ｂ）に示す。
【０００６】
また、インバータ型水晶発振器の発振周波数（ｆｏｓｃ）は、下式に示す様な式で、一般的に表される。
Ｆｓ＝１÷（２×π×（Ｌ０×Ｃ０）＊＊（１／２））（Ｈｚ）・・・（１）
Ｆｏｓｃ＝Ｆｓ×（１＋Ｃ０÷（Ｃ＋Ｃ１×Ｃ２÷（Ｃ１＋Ｃ２）））＊＊（１／２）（Ｈｚ）・・・（２）
ここで、符号Ｃ０は容量素子であり、符号Ｃ１、符号Ｃ２は可変容量素子でであり、符号Ｌ０はインダクタンス素子である。容量素子Ｃ１の容量値または容量素子Ｃ２の容量値を可変することで発振周波数（ｆｏｓｃ）を調整することができる。
【０００７】
水晶振動子の周波数温度特性は、水晶の結晶軸の切り出し角度により異なる。環境温度が−２５℃〜８５℃程度で周波数偏差が最も小さくなる切り出し角度はＣカットと呼ばれ、時計、発振器等に広く使用されている。
【０００８】
水晶振動子の周波数温度特性を、図７に示す。
【０００９】
容量素子Ｃ１または容量素子Ｃ２にバラクタ容量（電圧制御可変容量）を使用し、制御電圧発生回路により任意の電圧を生成し、温度によりバラクタ容量を可変し、水晶振動子の周波数温度特性を補償したものが、温度補償型水晶発振器（以降、ＴＣＸＯと略記する）である。
【００１０】
従来技術のＴＣＸＯの一例を図８に示す。
【００１１】
図８を参照すると、従来技術のＴＣＸＯ８００では、温度センサ８０１と補償電圧発生回路８０２により、発振器のＤＣ動作点を変化させ、バラクタ容量値８２３を変える方法がとられている。
【００１２】
補償電圧発生回路８０２の出力電圧の温度特性とバラクタ容量のバイアス電圧特性と周波数偏差の温度特性を図９（ａ）、図９（ｂ）および図９（ｃ）に示す。
【００１３】
温度センサと補償電圧発生回路について、従来技術の一例を図１０に示す。この温度センサは、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧の温度特性（−２ｍＶ／℃）を利用している。
【００１４】
図１０を参照すると、補償電圧発生回路１００２は、この電圧で、一次式成分１０２１と低温側成分１０２０と高温側成分１０１９のそれぞれ３次式成分電圧を生成し、最後に加算アンプで組み合わせ補償電圧を生成する構成となっている。
【００１５】
このように、補償電圧発生回路１００２は、直流アンプを多段接続し構成し、各アンプ回路は、１００素子程度の規模で構成されるオペアンプである。
【００１６】
図１０に示す例では、一次式成分と低温側／高温側のそれぞれ３次式成分の組み合わせだが、より高次式成分を考慮した方が補償精度は上がる。
【００１７】
しかしながら、高次式成分の実現回路構成は複雑になり、アンプの多段化を招くため現状では上記構成が一般的となっている。図１１に水晶振動子の周波数温度特性の製造バラツキを示す。
【００１８】
水晶の製造バラツキを考慮し温度補償するために、補償電圧発生回路内にトリミング素子を配置し、個々にトリミングすることにより温度補償することが一般に知られている。
【００１９】
温度センサ、補償電圧発生回路とともにバラクタ容量を含めＩＣ化する場合、一般にバラクタ容量はＰＮ接合容量を使用している。
【００２０】
このＰＮ接合容量（Ｃｊ）は、一般的に（３）式のように表される。
Ｃｊ＝Ｃｊ０／（ｎ（１−Ｖ／ψ）＊＊（１／２））（Ｆ）・・・（３）
ただし、Ｃｊ０：ゼロバイアス時の容量
ｎ：約３（濃度分布による）
Ｖ：バイアス電圧
ψ：ビルトインポテンシャル
図１２に、ＰＮ接合容量の対電圧特性を示す。図１２参照すると、ＰＮ接合容量値は、逆バイアスを増大していくと容量変化率が小さくなる。
【００２１】
容量変化幅が大きいほど周波数調整範囲が広くなる。（３）式のｎは小さい方が容量変化率が大きくなり、容量変化幅が大きい。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、（３）式のｎはＰＮ接合の濃度分布によるため使用ＩＣプロセスに依存する。また、ディスクリート部品としてのバラクタ容量は、容量変化幅の大きい階段接合（ｎ＝２）で製造することが出来るが、ＩＣ内で能動素子とともに形成するＰＮ接合容量は一般に不純物濃度分布が傾斜接合（ｎ＝３）となるため容量変化幅も小さくなる。
【００２３】
このため、温度補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲が狭くなり、その結果、ＴＣＸＯの歩留まりが低下してしまうことになる。
【００２４】
この対処法として、製造バラツキの小さい水晶振動子を使用する、または制御電圧発生回路のトリミングを広範囲にする、といった手法が取られるが、前者は水晶振動子が高価となり、後者はトリミング素子が多くなるため制御電圧発生回路が高価となる問題がある。
【００２５】
現状は後者を選択しているのが一般的である。ＩＣ化の場合、トリミング素子の占めるベアチップ割合は実に５割程度もある。また、ＩＣ内に形成するバラクタ容量としてＭＯＳトランジスタのしきい値でゲート容量が変化する特性を利用したＭＯＳ容量がある。
【００２６】
図１３に、ＭＯＳ容量の対電圧特性を示す。このＭＯＳ容量は、ＰＮ接合容量に比べ容量変化幅が非常に大きいため、ＰＮ接合容量使用の問題を克服できるものであるが、電圧変化範囲がＰＮ接合容量に比べ非常に小さく、また、その範囲を越えると容量変化しなくなるという特性により、制御が非常に難しくなってしまうという問題がある。
【００２７】
そのため、ＴＣＸＯとしては一般的に使用されていない。温度補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲が狭くなるため、制御電圧発生回路のトリミングを広範囲にする必要があり、トリミング素子が多くなるため制御電圧発生回路が高価となる問題がある。
【００２８】
したがって、本発明の目的は、ＩＣ内で周波数調整用として使用するバラクタ容量を、並列接続にして、それぞれに個別に制御する回路を設けることによって、補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲を広め、またはトリミング素子を削減する事が出来る温度補償型水晶発振器提供することにある。
【００２９】
【課題を解決するための手段】
本発明の温度補償型水晶発振器は、環境温度を電気信号に変換する温度センサと、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量と、前記ＭＯＳ容量及び前記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範囲と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲とに対応した第１のゲインを有するオペアンプ構成である。
【００３０】
また、本発明の温度補償型水晶発振器の前記第１のゲインは、前記第２の印加電圧範囲を前記第１の印加電圧範囲で割り算した値である。
【００３１】
さらに、本発明の温度補償型水晶発振器は、環境温度を電気信号に変換する温度センサと、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量と、前記ＭＯＳ容量及び前記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範囲と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲とに対応した第２のゲインを有するオペアンプ構成である。
【００３２】
またさらに、本発明の温度補償型水晶発振器の前記第２のゲインは、前記第１の印加電圧範囲を前記第２の印加電圧範囲で割り算した値である。
【００３３】
またさらに、本発明の温度補償型水晶発振器の前記温度センサは、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧の温度特性によりその出力を制御する構成である。
【００３４】
さらに、本発明の温度補償型水晶発振器の前記補償電圧発生回路は、直流ＤＣアンプを多段接続した構成のオペアンプ構成である。
【００３５】
さらに、本発明の温度補償型水晶発振器の前記補償電圧発生回路は、一次式成分と低温側および高温側のそれぞれ３次式成分の組み合わせの構成である。
【００３６】
【発明の実施の形態】
まず、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について説明する。
【００３７】
本発明は、ＩＣ内で周波数調整用として使用するバラクタ容量を、並列接続にして、それぞれに個別に制御する回路を設けることによって、補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲を広め、またはトリミング素子を削減することを特徴としている。
【００３８】
図１は、本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器のブロック図である。
【００３９】
図１を参照すると、本発明による第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器１００は、環境温度を電気信号に変換する温度センサ１０１と、温度センサ１０１の出力を受ける補償電圧発生回路１０２と、補償電圧発生回路１０２の出力を受ける制御電圧回路１０４と、抵抗Ｒ１（１２５）とバラクタ容量Ｃ１（１２３）と容量素子Ｃ２（１２４）と水晶振動子１２１とインバータ１２２とを具備する発振回路部とを備える。
【００４０】
また、本発明による第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器１００のバラクタ容量Ｃ１（１２３）は、制御電圧回路１０４の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量１２７と補償電圧発生回路１０２の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量１２６とを並列接続する構成である。
【００４１】
そして、制御電圧回路１０４は、ＰＮ接合容量１２６の第１の印加電圧範囲とＭＯＳ容量１２７の第２の印加電圧範囲とに対応した第１のゲインを有するオペアンプ構成である。
【００４２】
次に、本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器１００の動作について、図２を参照して説明する。
【００４３】
図２に本発明による温度補償型水晶発振器１００の補償電圧発生回路１０２の出力電圧に対する容量特性を示す。
【００４４】
温度センサ１０１と補償電圧発生回路１０２については、従来技術の構成と同一である（図１０を参照）。
【００４５】
図１０を参照すると、この温度センサ１００１は、定電流源１０１１と順方向電圧の温度特性が（−２ｍＶ／℃）であるＰＮ接合ダイオード１０１２を具備する。
【００４６】
補償電圧発生回路１００２の出力電圧の温度特性とバラクタ容量１２３のバイアス電圧特性と周波数偏差の温度特性を示す図９を再び参照して、温度補償型水晶発振器１００の補償電圧発生回路１００２を説明する。
【００４７】
補償電圧発生回路１００２は、この温度センサ１００１の出力電圧１０１３で制御され、一次式成分１０２１と低温側成分１０２０と高温側成分１０１９のそれぞれ３次式成分電圧を生成し、最後に、加算アンプ１０２２で組み合わせ補償電圧１０２３を生成する構成となっている。
【００４８】
すなわち、補償電圧発生回路１００２は、温度センサ１００１の出力電圧１０１３を受け、一次式成分１０２１を出力する１次関数電圧生成アンプ１０１４と、低温側３次関数電流生成アンプ１０１５と低温側３次関数電流生成アンプ１０１５の出力を電流電圧変換し、低温側成分１０２０を出力する電流電圧変換アンプ１０１６と、高温側３次関数電流生成アンプ１０１７と高温側３次関数電流生成アンプ１０１７の出力を電流電圧変換し、高温側成分１０１９を出力する電流電圧変換アンプ１０１８と、一次式成分１０２１と低温側成分１０２０と高温側成分１０１９のそれぞれ３次式成分電圧を生成し、補償電圧１０２３を生成する加算アンプ１０２２とを具備する。この補償電圧１０２３の温度依存性を図１０（ｂ）に示す。
【００４９】
このように、補償電圧発生回路１００２は、直流アンプを多段接続して構成し、各アンプ回路は、１００素子程度の規模で構成されるオペアンプである。
【００５０】
図１０に示す例では、一次式成分１０２１と低温側の成分１０２０および高温側の成分１０１９のそれぞれ３次式成分の組み合わせである。より高次式成分を考慮した場合は、さらに補償精度は上がる。
【００５１】
水晶の製造バラツキを考慮し温度補償するために、補償電圧発生回路内にトリミング素子を配置し、個々にトリミングすることにより温度補償することが一般に知られていることは、従来技術の説明で述べた。
【００５２】
バラクタ容量のうち、ＰＮ接合容量のＰＮ接合容量（Ｃｊ）は、一般的に（３）式のように表される（従来技術の説明を参照）。
Ｃｊ＝Ｃｊ０／（ｎ（１−Ｖ／ψ）＊＊（１／２））（Ｆ）・・・（３）
ただし、Ｃｊ０：ゼロバイアス時の容量
ｎ：約３（濃度分布による）
Ｖ：バイアス電圧
ψ：ビルトインポテンシャル
再び、図１２参照すると、ＰＮ接合容量値は、逆バイアスを増大していくと容量変化率が小さくなる。
【００５３】
容量変化幅が大きいほど周波数調整範囲が広くなり、（３）式のｎは小さい方が容量変化率が大きくなり、容量変化幅が大きい。
【００５４】
（３）式のｎはＰＮ接合の濃度分布によるため使用ＩＣプロセスに依存する。また、ディスクリート部品としてのバラクタ容量は、容量変化幅の大きい階段接合（ｎ＝２）で製造することが出来るが、ＩＣ内で能動素子とともに形成するＰＮ接合容量は一般に不純物濃度分布が傾斜接合（ｎ＝３）となるため容量変化幅も小さくなる。
【００５５】
次に、制御電圧回路１０４により容量変化幅の大きいＭＯＳ容量の制御について説明する。
【００５６】
図１は、図１０による補償電圧発生回路１００２で生成される電圧がＰＮ接合容量１２６に印加されている。この印加電圧範囲は１Ｖ程度となる。
【００５７】
ＭＯＳ容量１２７の印加電圧範囲は０．４Ｖ程度であるため、制御電圧回路１０４は、そのゲインが（０．４／１＝０．４）倍のオペアンプ構成で、両方の容量が制御できる。
【００５８】
ゲインが（０．４／１＝０．４）倍のオペアンプ構成例を図３に示す。図３を参照すると、本発明の制御電圧回路１０４は、入力端子３０１に１００ｋΩの抵抗３０２を接続し、抵抗３０２の他端をオペアンプ３０３の反転入力に接続し、４０ｋΩの抵抗３０４をオペアンプ３０３の反転入力と出力に接続する構成である。
【００５９】
すなわち、本発明の制御電圧回路１０４の基本構成は、反転アンプ構成で、Ｎｃｈ／ＰｃｈのＭＯＳ容量では電圧印加に対する容量値変動極性が反転し、どちらを使用するかで決まるよう構成される。
【００６０】
次に、本発明の第２の実施の形態の温度補償型水晶発振器について、図４を参照して説明する。
【００６１】
図４を参照すると、本発明の第２の実施の形態の温度補償型水晶発振器４００は、図１０による補償電圧発生回路１００２で生成される電圧を０．４Ｖ程度に設定し、この電圧４０３をＭＯＳ容量１２７に印加し、制御電圧回路４０４を介して、ＰＮ接合容量１２６に印加させる構成である。それ以外の構成要素は、本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器と同一であるので、図示するに留め、その構成の詳細な説明は省略する。
【００６２】
制御電圧回路４０４は、そのゲインが（１／０．４＝２．５）倍のオペアンプ構成となる。
【００６３】
この場合は、１倍以上のゲインがあるため、１つのオペアンプで正転および反転のそれぞれの構成が可能となる。この制御電圧回路例を図５（ａ）、図５（ｂ）にそれぞれ示す。
【００６４】
図５（ａ）を参照すると、本発明の制御電圧回路４０４は、入力端子５０１に４０ｋΩの抵抗５０２を接続し、抵抗５０２の他端をオペアンプ５０３の反転入力に接続し、１００ｋΩの抵抗５０４をオペアンプ５０３の反転入力と出力に接続する構成である。すなわち、本発明の制御電圧回路４０４の基本構成は、反転アンプ構成である。
【００６５】
次に、正転構成のオペアンプを説明する。図５（ｂ）を参照すると、本発明の制御電圧回路４０４は、接地電位に６７ｋΩの抵抗５１２を接続し、抵抗５１２の他端をオペアンプ５１３の反転入力に接続し、１００ｋΩの抵抗５１４をオペアンプ５１３の反転入力と出力に接続する構成である。すなわち、本発明の制御電圧回路４０４の基本構成は、正転アンプ構成である。
【００６６】
以上の説明のように、補償電圧発生回路でＰＮ接合容量を変化させ、制御電圧回路により容量変化幅の大きいＭＯＳ容量を変化させることによって、ＰＮ接合容量だけの場合に比べ容量変化幅を大きくする事が出来る。
【００６７】
【発明の効果】
以上説明した通り、本発明においては、バラクタ容量を、並列接続にして、それぞれに個別に制御する回路を設けることによって、補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲を広め、またはトリミング素子を削減することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器のブロック図である。
【図２】本発明による温度補償型水晶発振器の補償電圧発生回路出力電圧に対する容量特性を示す図である。
【図３】本発明による温度補償型水晶発振器の制御電圧回路のオペアンプ構成例である。
【図４】本発明の第２の実施の形態の温度補償型水晶発振器のブロック図である。
【図５】本発明による温度補償型水晶発振器の制御電圧回路の他のオペアンプ構成例である。
【図６】インバータ型水晶発振器の発振周波数（Ｆｏｓｃ）の対容量素子Ｃ１の特性を説明する図である。
【図７】水晶振動子の周波数温度特性を示す図である。
【図８】従来の温度補償型水晶発振器のブロック図である。
【図９】補償電圧発生回路出力電圧の温度特性とバラクタ容量のバイアス電圧特性と周波数偏差の温度特性を示す図である。
【図１０】温度補償型水晶発振器の温度センサと補償電圧発生回路のブロック図である。
【図１１】水晶振動子の周波数温度特性の製造バラツキを示す図である。
【図１２】ＰＮ接合容量の対電圧特性を示す図である。
【図１３】ＭＯＳ容量の対電圧特性を示す図である。
【図１４】従来のインバータ型水晶発振器の構成を示す図である。
【符号の説明】
１００，４００，８００ 温度補償型水晶発振器
１０１，８０１ 温度センサ
１０２、８０２ 補償電圧発生回路
１０３、８０３ 補償電圧発生回路の出力
１０４，４０４ 制御電圧回路
１２１，８２１ 水晶振動子
１２２，８２２ インバータ
１２３，８２３，１２４，８２４ 容量素子
１２５，８２５ 抵抗
１２６ ＰＮ接合容量
１２７ ＭＯＳ容量
１００１ 温度センサ
１００２ 補償電圧発生回路
１０１１ 電流源
１０１２ ダイオード
１０１３ 温度センサの出力
１０１４ １次関数電圧生成アンプ
１０１５ 低温側３次関数電流生成アンプ
１０１６，１０１８ 電流電圧変換アンプ
１０１７ 温側３次関数電流生成アンプ
１０１９ 高温側成分
１０２０ 低温側成分
１０２１ 一次式成分
１０２２ 加算アンプ
１０２３ 補償電圧
Claims (10)
- 環境温度を電気信号に変換する温度センサと、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量と、前記ＭＯＳ容量及び前記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範囲の幅と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲の幅とに対応した第１のゲインを有するオペアンプ構成であることを特徴とする温度補償型水晶発振器。
- 前記第１のゲインは、前記第２の印加電圧範囲の幅を前記第１の印加電圧範囲の幅で割り算した値である請求項１記載の温度補償型水晶発振器。
- 環境温度を電気信号に変換する温度センサと、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量と、前記ＭＯＳ容量及び前記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範囲の幅と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲の幅とに対応した第２のゲインを有するオペアンプ構成であることを特徴とする温度補償型水晶発振器。
- 前記第２のゲインは、前記第１の印加電圧範囲の幅を前記第２の印加電圧範囲の幅で割り算した値である請求項３記載の温度補償型水晶発振器。
- 前記温度センサは、ＰＮ接合ダイオードの順方向電圧の温度特性によりその出力を制御する請求項１、２、３または４記載の温度補償型水晶発振器。
- 前記補償電圧発生回路は、直流ＤＣアンプを多段接続した構成のオペアンプである請求項１、２、３、４または５記載の温度補償型水晶発振器。
- 前記補償電圧発生回路は、一次式成分と低温側および高温側のそれぞれ３次式成分の組み合わせである請求項１、２、３、４または５記載の温度補償型水晶発振器。
- 前記ＭＯＳ容量は、Ｎｃｈ型のＭＯＳ容量である請求項１、２、３、４、５、６または７記載の温度補償型水晶発振器。
- 前記ＭＯＳ容量は、Ｐｃｈ型のＭＯＳ容量である請求項１、２、３、４、５、６または７記載の温度補償型水晶発振器。
- 前記制御電圧回路は、反転アンプ構成である請求項１、２、５、６、７または８記載の温度補償型水晶発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001259450A JP3638543B2 (ja) | 2001-08-29 | 2001-08-29 | 温度補償型水晶発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001259450A JP3638543B2 (ja) | 2001-08-29 | 2001-08-29 | 温度補償型水晶発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003069342A JP2003069342A (ja) | 2003-03-07 |
| JP3638543B2 true JP3638543B2 (ja) | 2005-04-13 |
Family
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001259450A Expired - Fee Related JP3638543B2 (ja) | 2001-08-29 | 2001-08-29 | 温度補償型水晶発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3638543B2 (ja) |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003069342A (ja) | 2003-03-07 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040908 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040921 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041108 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050111 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113 |
|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| R350 | Written notification of registration of transfer |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120121 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130121 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140121 Year of fee payment: 9 |
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| S531 | Written request for registration of change of domicile |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313531 |
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| R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
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