JP2003069342A

JP2003069342A - 温度補償型水晶発振器

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Publication number: JP2003069342A
Application number: JP2001259450A
Authority: JP
Inventors: Jiro Kanamaru; 二郎金丸
Original assignee: Renesas Micro Systems Co Ltd
Current assignee: Renesas Micro Systems Co Ltd
Priority date: 2001-08-29
Filing date: 2001-08-29
Publication date: 2003-03-07
Anticipated expiration: 2021-08-29
Also published as: JP3638543B2

Abstract

(57)【要約】【課題】温度センサと補償電圧発生回路により、発振器
の直流動作点を変化させた温度補償型水晶発振器を提供
する。【解決手段】環境温度を電気信号に変換する温度センサ
と、温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路と、補
償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路と、制御電
圧回路の出力でその容量値を制御されるＭＯＳ容量と、
補償電圧発生回路の出力でその容量値を制御されるＰＮ
接合容量と、ＭＯＳ容量及びＰＮ接合容量並びに水晶振
動子並びにインバータとで発振回路部を形成する温度補
償型水晶発振器であって、ＭＯＳ容量とＰＮ接合容量を
並列接続し、制御電圧回路は、ＭＯＳ容量の容量値の電
圧依存特性とＰＮ接合容量の容量値の電圧依存特性とに
対応したゲインを有する温度補償型水晶発振器。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、温度補償型水晶発
振器に関し、特に、温度センサと補償電圧発生回路によ
り、発振器の直流動作点を変化させた温度補償型水晶発
振器に関する。

【０００２】

【従来の技術】温度補償型水晶発振器は、主に、携帯電
話の端末または基地局の基準周波数発振源として使用さ
れることが周知である。

【０００３】近年、携帯電話等の急激な普及により、こ
の温度補償型水晶発振器も小型化、高性能化が要求され
ていることも周知である。

【０００４】このような従来のインバータ型水晶発振器
の構成を図１４に、このインバータ型水晶発振器の発振
周波数（Ｆｏｓｃ）の対容量素子Ｃ１の特性を図６に示
す。

【０００５】図１４（ａ）を参照すると、従来のインバ
ータ型水晶発振器は、水晶振動子５２１と、この水晶振
動子５２１に並列接続されたインバータ５２２と、容量
素子Ｃ１（５２３）と、容量素子Ｃ２（５２４）とを具
備する。そして、この従来のインバータ型水晶発振器の
等価回路を図１４（ｂ）に示す。

【０００６】また、インバータ型水晶発振器の発振周波
数（ｆｏｓｃ）は、下式に示す様な式で、一般的に表さ
れる。Ｆｓ＝１÷（２×π×（Ｌ０×Ｃ０）＊＊（１／２））（Ｈｚ）・・・（１）Ｆｏｓｃ＝Ｆｓ×（１＋Ｃ０÷（Ｃ＋Ｃ１×Ｃ２÷（Ｃ１＋Ｃ２）））＊＊（１／２）（Ｈｚ）・・・（２）ここで、符号Ｃ０は容量素子であり、符号Ｃ１、符号Ｃ
２は可変容量素子でであり、符号Ｌ０はインダクタンス
素子である。容量素子Ｃ１の容量値または容量素子Ｃ２
の容量値を可変することで発振周波数（ｆｏｓｃ）を調
整することができる。

【０００７】水晶振動子の周波数温度特性は、水晶の結
晶軸の切り出し角度により異なる。環境温度が−２５℃
〜８５℃程度で周波数偏差が最も小さくなる切り出し角
度はＣカットと呼ばれ、時計、発振器等に広く使用され
ている。

【０００８】水晶振動子の周波数温度特性を、図７に示
す。

【０００９】容量素子Ｃ１または容量素子Ｃ２にバラク
タ容量（電圧制御可変容量）を使用し、制御電圧発生回
路により任意の電圧を生成し、温度によりバラクタ容量
を可変し、水晶振動子の周波数温度特性を補償したもの
が、温度補償型水晶発振器（以降、ＴＣＸＯと略記す
る）である。

【００１０】従来技術のＴＣＸＯの一例を図８に示す。

【００１１】図８を参照すると、従来技術のＴＣＸＯ８
００では、温度センサ８０１と補償電圧発生回路８０２
により、発振器のＤＣ動作点を変化させ、バラクタ容量
値８２３を変える方法がとられている。

【００１２】補償電圧発生回路８０２の出力電圧の温度
特性とバラクタ容量のバイアス電圧特性と周波数偏差の
温度特性を図９（ａ）、図９（ｂ）および図９（ｃ）に
示す。

【００１３】温度センサと補償電圧発生回路について、
従来技術の一例を図１０に示す。この温度センサは、Ｐ
Ｎ接合ダイオードの順方向電圧の温度特性（−２ｍＶ／
℃）を利用している。

【００１４】図１０を参照すると、補償電圧発生回路１
００２は、この電圧で、一次式成分１０２１と低温側成
分１０２０と高温側成分１０１９のそれぞれ３次式成分
電圧を生成し、最後に加算アンプで組み合わせ補償電圧
を生成する構成となっている。

【００１５】このように、補償電圧発生回路１００２
は、直流アンプを多段接続し構成し、各アンプ回路は、
１００素子程度の規模で構成されるオペアンプである。

【００１６】図１０に示す例では、一次式成分と低温側
／高温側のそれぞれ３次式成分の組み合わせだが、より
高次式成分を考慮した方が補償精度は上がる。

【００１７】しかしながら、高次式成分の実現回路構成
は複雑になり、アンプの多段化を招くため現状では上記
構成が一般的となっている。図１１に水晶振動子の周波
数温度特性の製造バラツキを示す。

【００１８】水晶の製造バラツキを考慮し温度補償する
ために、補償電圧発生回路内にトリミング素子を配置
し、個々にトリミングすることにより温度補償すること
が一般に知られている。

【００１９】温度センサ、補償電圧発生回路とともにバ
ラクタ容量を含めＩＣ化する場合、一般にバラクタ容量
はＰＮ接合容量を使用している。

【００２０】このＰＮ接合容量（Ｃｊ）は、一般的に
（３）式のように表される。Ｃｊ＝Ｃｊ０／（ｎ（１−Ｖ／ψ）＊＊（１／２））（Ｆ）・・・（３）ただし、Ｃｊ０：ゼロバイアス時の容量ｎ：約３（濃度分布による）Ｖ：バイアス電圧 ψ：ビルトインポテンシャル図１２に、ＰＮ接合容量の対電圧特性を示す。図１２参
照すると、ＰＮ接合容量値は、逆バイアスを増大してい
くと容量変化率が小さくなる。

【００２１】容量変化幅が大きいほど周波数調整範囲が
広くなる。（３）式のｎは小さい方が容量変化率が大き
くなり、容量変化幅が大きい。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、（３）
式のｎはＰＮ接合の濃度分布によるため使用ＩＣプロセ
スに依存する。また、ディスクリート部品としてのバラ
クタ容量は、容量変化幅の大きい階段接合（ｎ＝２）で
製造することが出来るが、ＩＣ内で能動素子とともに形
成するＰＮ接合容量は一般に不純物濃度分布が傾斜接合
（ｎ＝３）となるため容量変化幅も小さくなる。

【００２３】このため、温度補償出来る水晶振動子の製
造バラツキ範囲が狭くなり、その結果、ＴＣＸＯの歩留
まりが低下してしまうことになる。

【００２４】この対処法として、製造バラツキの小さい
水晶振動子を使用する、または制御電圧発生回路のトリ
ミングを広範囲にする、といった手法が取られるが、前
者は水晶振動子が高価となり、後者はトリミング素子が
多くなるため制御電圧発生回路が高価となる問題があ
る。

【００２５】現状は後者を選択しているのが一般的であ
る。ＩＣ化の場合、トリミング素子の占めるベアチップ
割合は実に５割程度もある。また、ＩＣ内に形成するバ
ラクタ容量としてＭＯＳトランジスタのしきい値でゲー
ト容量が変化する特性を利用したＭＯＳ容量がある。

【００２６】図１３に、ＭＯＳ容量の対電圧特性を示
す。このＭＯＳ容量は、ＰＮ接合容量に比べ容量変化幅
が非常に大きいため、ＰＮ接合容量使用の問題を克服で
きるものであるが、電圧変化範囲がＰＮ接合容量に比べ
非常に小さく、また、その範囲を越えると容量変化しな
くなるという特性により、制御が非常に難しくなってし
まうという問題がある。

【００２７】そのため、ＴＣＸＯとしては一般的に使用
されていない。温度補償出来る水晶振動子の製造バラツ
キ範囲が狭くなるため、制御電圧発生回路のトリミング
を広範囲にする必要があり、トリミング素子が多くなる
ため制御電圧発生回路が高価となる問題がある。

【００２８】したがって、本発明の目的は、ＩＣ内で周
波数調整用として使用するバラクタ容量を、並列接続に
して、それぞれに個別に制御する回路を設けることによ
って、補償出来る水晶振動子の製造バラツキ範囲を広
め、またはトリミング素子を削減する事が出来る温度補
償型水晶発振器提供することにある。

【００２９】

【課題を解決するための手段】本発明の温度補償型水晶
発振器は、環境温度を電気信号に変換する温度センサ
と、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路
と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路
と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御される
ＭＯＳ容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量
値を制御されるＰＮ接合容量と、前記ＭＯＳ容量及び前
記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで
発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、
前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記
制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範
囲と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲とに対応した
第１のゲインを有するオペアンプ構成である。

【００３０】また、本発明の温度補償型水晶発振器の前
記第１のゲインは、前記第２の印加電圧範囲を前記第１
の印加電圧範囲で割り算した値である。

【００３１】さらに、本発明の温度補償型水晶発振器
は、環境温度を電気信号に変換する温度センサと、前記
温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路と、前記補
償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路と、前記制
御電圧回路の出力でその容量値を制御されるＰＮ接合容
量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量値を制御
されるＭＯＳ容量と、前記ＭＯＳ容量及び前記ＰＮ接合
容量並びに水晶振動子並びにインバータとで発振回路部
を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ
容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記制御電圧回
路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範囲と前記Ｍ
ＯＳ容量の第２の印加電圧範囲とに対応した第２のゲイ
ンを有するオペアンプ構成である。

【００３２】またさらに、本発明の温度補償型水晶発振
器の前記第２のゲインは、前記第１の印加電圧範囲を前
記第２の印加電圧範囲で割り算した値である。

【００３３】またさらに、本発明の温度補償型水晶発振
器の前記温度センサは、ＰＮ接合ダイオードの順方向電
圧の温度特性によりその出力を制御する構成である。

【００３４】さらに、本発明の温度補償型水晶発振器の
前記補償電圧発生回路は、直流ＤＣアンプを多段接続し
た構成のオペアンプ構成である。

【００３５】さらに、本発明の温度補償型水晶発振器の
前記補償電圧発生回路は、一次式成分と低温側および高
温側のそれぞれ３次式成分の組み合わせの構成である。

【００３６】

【発明の実施の形態】まず、図面を参照しながら、本発
明の実施の形態について説明する。

【００３７】本発明は、ＩＣ内で周波数調整用として使
用するバラクタ容量を、並列接続にして、それぞれに個
別に制御する回路を設けることによって、補償出来る水
晶振動子の製造バラツキ範囲を広め、またはトリミング
素子を削減することを特徴としている。

【００３８】図１は、本発明の第１の実施の形態の温度
補償型水晶発振器のブロック図である。

【００３９】図１を参照すると、本発明による第１の実
施の形態の温度補償型水晶発振器１００は、環境温度を
電気信号に変換する温度センサ１０１と、温度センサ１
０１の出力を受ける補償電圧発生回路１０２と、補償電
圧発生回路１０２の出力を受ける制御電圧回路１０４
と、抵抗Ｒ１（１２５）とバラクタ容量Ｃ１（１２３）
と容量素子Ｃ２（１２４）と水晶振動子１２１とインバ
ータ１２２とを具備する発振回路部とを備える。

【００４０】また、本発明による第１の実施の形態の温
度補償型水晶発振器１００のバラクタ容量Ｃ１（１２
３）は、制御電圧回路１０４の出力でその容量値を制御
されるＭＯＳ容量１２７と補償電圧発生回路１０２の出
力でその容量値を制御されるＰＮ接合容量１２６とを並
列接続する構成である。

【００４１】そして、制御電圧回路１０４は、ＰＮ接合
容量１２６の第１の印加電圧範囲とＭＯＳ容量１２７の
第２の印加電圧範囲とに対応した第１のゲインを有する
オペアンプ構成である。

【００４２】次に、本発明の第１の実施の形態の温度補
償型水晶発振器１００の動作について、図２を参照して
説明する。

【００４３】図２に本発明による温度補償型水晶発振器
１００の補償電圧発生回路１０２の出力電圧に対する容
量特性を示す。

【００４４】温度センサ１０１と補償電圧発生回路１０
２については、従来技術の構成と同一である（図１０を
参照）。

【００４５】図１０を参照すると、この温度センサ１０
０１は、定電流源１０１１と順方向電圧の温度特性が
（−２ｍＶ／℃）であるＰＮ接合ダイオード１０１２を
具備する。

【００４６】補償電圧発生回路１００２の出力電圧の温
度特性とバラクタ容量１２３のバイアス電圧特性と周波
数偏差の温度特性を示す図９を再び参照して、温度補償
型水晶発振器１００の補償電圧発生回路１００２を説明
する。

【００４７】補償電圧発生回路１００２は、この温度セ
ンサ１００１の出力電圧１０１３で制御され、一次式成
分１０２１と低温側成分１０２０と高温側成分１０１９
のそれぞれ３次式成分電圧を生成し、最後に、加算アン
プ１０２２で組み合わせ補償電圧１０２３を生成する構
成となっている。

【００４８】すなわち、補償電圧発生回路１００２は、
温度センサ１００１の出力電圧１０１３を受け、一次式
成分１０２１を出力する１次関数電圧生成アンプ１０１
４と、低温側３次関数電流生成アンプ１０１５と低温側
３次関数電流生成アンプ１０１５の出力を電流電圧変換
し、低温側成分１０２０を出力する電流電圧変換アンプ
１０１６と、高温側３次関数電流生成アンプ１０１７と
高温側３次関数電流生成アンプ１０１７の出力を電流電
圧変換し、高温側成分１０１９を出力する電流電圧変換
アンプ１０１８と、一次式成分１０２１と低温側成分１
０２０と高温側成分１０１９のそれぞれ３次式成分電圧
を生成し、補償電圧１０２３を生成する加算アンプ１０
２２とを具備する。この補償電圧１０２３の温度依存性
を図１０（ｂ）に示す。

【００４９】このように、補償電圧発生回路１００２
は、直流アンプを多段接続して構成し、各アンプ回路
は、１００素子程度の規模で構成されるオペアンプであ
る。

【００５０】図１０に示す例では、一次式成分１０２１
と低温側の成分１０２０および高温側の成分１０１９の
それぞれ３次式成分の組み合わせである。より高次式成
分を考慮した場合は、さらに補償精度は上がる。

【００５１】水晶の製造バラツキを考慮し温度補償する
ために、補償電圧発生回路内にトリミング素子を配置
し、個々にトリミングすることにより温度補償すること
が一般に知られていることは、従来技術の説明で述べ
た。

【００５２】バラクタ容量のうち、ＰＮ接合容量のＰＮ
接合容量（Ｃｊ）は、一般的に（３）式のように表され
る（従来技術の説明を参照）。Ｃｊ＝Ｃｊ０／（ｎ（１−Ｖ／ψ）＊＊（１／２））（Ｆ）・・・（３）ただし、Ｃｊ０：ゼロバイアス時の容量ｎ：約３（濃度分布による）Ｖ：バイアス電圧 ψ：ビルトインポテンシャル再び、図１２参照すると、ＰＮ接合容量値は、逆バイア
スを増大していくと容量変化率が小さくなる。

【００５３】容量変化幅が大きいほど周波数調整範囲が
広くなり、（３）式のｎは小さい方が容量変化率が大き
くなり、容量変化幅が大きい。

【００５４】（３）式のｎはＰＮ接合の濃度分布による
ため使用ＩＣプロセスに依存する。また、ディスクリー
ト部品としてのバラクタ容量は、容量変化幅の大きい階
段接合（ｎ＝２）で製造することが出来るが、ＩＣ内で
能動素子とともに形成するＰＮ接合容量は一般に不純物
濃度分布が傾斜接合（ｎ＝３）となるため容量変化幅も
小さくなる。

【００５５】次に、制御電圧回路１０４により容量変化
幅の大きいＭＯＳ容量の制御について説明する。

【００５６】図１は、図１０による補償電圧発生回路１
００２で生成される電圧がＰＮ接合容量１２６に印加さ
れている。この印加電圧範囲は１Ｖ程度となる。

【００５７】ＭＯＳ容量１２７の印加電圧範囲は０．４
Ｖ程度であるため、制御電圧回路１０４は、そのゲイン
が（０．４／１＝０．４）倍のオペアンプ構成で、両方
の容量が制御できる。

【００５８】ゲインが（０．４／１＝０．４）倍のオペ
アンプ構成例を図３に示す。図３を参照すると、本発明
の制御電圧回路１０４は、入力端子３０１に１００ｋΩ
の抵抗３０２を接続し、抵抗３０２の他端をオペアンプ
３０３の反転入力に接続し、４０ｋΩの抵抗３０４をオ
ペアンプ３０３の反転入力と出力に接続する構成であ
る。

【００５９】すなわち、本発明の制御電圧回路１０４の
基本構成は、反転アンプ構成で、Ｎｃｈ／ＰｃｈのＭＯ
Ｓ容量では電圧印加に対する容量値変動極性が反転し、
どちらを使用するかで決まるよう構成される。

【００６０】次に、本発明の第２の実施の形態の温度補
償型水晶発振器について、図４を参照して説明する。

【００６１】図４を参照すると、本発明の第２の実施の
形態の温度補償型水晶発振器４００は、図１０による補
償電圧発生回路１００２で生成される電圧を０．４Ｖ程
度に設定し、この電圧４０３をＭＯＳ容量１２７に印加
し、制御電圧回路４０４を介して、ＰＮ接合容量１２６
に印加させる構成である。それ以外の構成要素は、本発
明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発振器と同一で
あるので、図示するに留め、その構成の詳細な説明は省
略する。

【００６２】制御電圧回路４０４は、そのゲインが（１
／０．４＝２．５）倍のオペアンプ構成となる。

【００６３】この場合は、１倍以上のゲインがあるた
め、１つのオペアンプで正転および反転のそれぞれの構
成が可能となる。この制御電圧回路例を図５（ａ）、図
５（ｂ）にそれぞれ示す。

【００６４】図５（ａ）を参照すると、本発明の制御電
圧回路４０４は、入力端子５０１に４０ｋΩの抵抗５０
２を接続し、抵抗５０２の他端をオペアンプ５０３の反
転入力に接続し、１００ｋΩの抵抗５０４をオペアンプ
５０３の反転入力と出力に接続する構成である。すなわ
ち、本発明の制御電圧回路４０４の基本構成は、反転ア
ンプ構成である。

【００６５】次に、正転構成のオペアンプを説明する。
図５（ｂ）を参照すると、本発明の制御電圧回路４０４
は、接地電位に６７ｋΩの抵抗５１２を接続し、抵抗５
１２の他端をオペアンプ５１３の反転入力に接続し、１
００ｋΩの抵抗５１４をオペアンプ５１３の反転入力と
出力に接続する構成である。すなわち、本発明の制御電
圧回路４０４の基本構成は、正転アンプ構成である。

【００６６】以上の説明のように、補償電圧発生回路で
ＰＮ接合容量を変化させ、制御電圧回路により容量変化
幅の大きいＭＯＳ容量を変化させることによって、ＰＮ
接合容量だけの場合に比べ容量変化幅を大きくする事が
出来る。

【００６７】

【発明の効果】以上説明した通り、本発明においては、
バラクタ容量を、並列接続にして、それぞれに個別に制
御する回路を設けることによって、補償出来る水晶振動
子の製造バラツキ範囲を広め、またはトリミング素子を
削減することができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の温度補償型水晶発
振器のブロック図である。

【図２】本発明による温度補償型水晶発振器の補償電圧
発生回路出力電圧に対する容量特性を示す図である。

【図３】本発明による温度補償型水晶発振器の制御電圧
回路のオペアンプ構成例である。

【図４】本発明の第２の実施の形態の温度補償型水晶発
振器のブロック図である。

【図５】本発明による温度補償型水晶発振器の制御電圧
回路の他のオペアンプ構成例である。

【図６】インバータ型水晶発振器の発振周波数（Ｆｏｓ
ｃ）の対容量素子Ｃ１の特性を説明する図である。

【図７】水晶振動子の周波数温度特性を示す図である。

【図８】従来の温度補償型水晶発振器のブロック図であ
る。

【図９】補償電圧発生回路出力電圧の温度特性とバラク
タ容量のバイアス電圧特性と周波数偏差の温度特性を示
す図である。

【図１０】温度補償型水晶発振器の温度センサと補償電
圧発生回路のブロック図である。

【図１１】水晶振動子の周波数温度特性の製造バラツキ
を示す図である。

【図１２】ＰＮ接合容量の対電圧特性を示す図である。

【図１３】ＭＯＳ容量の対電圧特性を示す図である。

【図１４】従来のインバータ型水晶発振器の構成を示す
図である。

【符号の説明】

１００，４００，８００温度補償型水晶発振器１０１，８０１温度センサ１０２、８０２補償電圧発生回路１０３、８０３補償電圧発生回路の出力１０４，４０４制御電圧回路１２１，８２１水晶振動子１２２，８２２インバータ１２３，８２３，１２４，８２４容量素子１２５，８２５抵抗１２６ＰＮ接合容量１２７ＭＯＳ容量１００１温度センサ１００２補償電圧発生回路１０１１電流源１０１２ダイオード１０１３温度センサの出力１０１４１次関数電圧生成アンプ１０１５低温側３次関数電流生成アンプ１０１６，１０１８電流電圧変換アンプ１０１７温側３次関数電流生成アンプ１０１９高温側成分１０２０低温側成分１０２１一次式成分１０２２加算アンプ１０２３補償電圧

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】環境温度を電気信号に変換する温度セン
サと、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路
と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路
と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御される
ＭＯＳ容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容量
値を制御されるＰＮ接合容量と、前記ＭＯＳ容量及び前
記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで
発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記
制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範
囲と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲とに対応した
第１のゲインを有するオペアンプ構成であることを特徴
とする温度補償型水晶発振器。
【請求項２】前記第１のゲインは、前記第２の印加電
圧範囲を前記第１の印加電圧範囲で割り算した値である
請求項１記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項３】環境温度を電気信号に変換する温度セン
サと、前記温度センサの出力を受ける補償電圧発生回路
と、前記補償電圧発生回路の出力を受ける制御電圧回路
と、前記制御電圧回路の出力でその容量値を制御される
ＰＮ接合容量と、前記補償電圧発生回路の出力でその容
量値を制御されるＭＯＳ容量と、前記ＭＯＳ容量及び前
記ＰＮ接合容量並びに水晶振動子並びにインバータとで
発振回路部を形成する温度補償型水晶発振器であって、前記ＭＯＳ容量と前記ＰＮ接合容量を並列接続し、前記
制御電圧回路は、前記ＰＮ接合容量の第１の印加電圧範
囲と前記ＭＯＳ容量の第２の印加電圧範囲とに対応した
第２のゲインを有するオペアンプ構成であることを特徴
とする温度補償型水晶発振器。
【請求項４】前記第２のゲインは、前記第１の印加電
圧範囲を前記第２の印加電圧範囲で割り算した値である
請求項３記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項５】前記温度センサは、ＰＮ接合ダイオード
の順方向電圧の温度特性によりその出力を制御する請求
項１、２、３または４記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項６】前記補償電圧発生回路は、直流ＤＣアン
プを多段接続した構成のオペアンプである請求項１、
２、３、４または５記載の温度補償型水晶発振器。
【請求項７】前記補償電圧発生回路は、一次式成分と
低温側および高温側のそれぞれ３次式成分の組み合わせ
である請求項１、２、３、４または５記載の温度補償型
水晶発振器。
【請求項８】前記ＭＯＳ容量は、Ｎｃｈ型のＭＯＳ容
量である請求項１、２、３、４、５、６または７記載の
温度補償型水晶発振器。
【請求項９】前記ＭＯＳ容量は、Ｐｃｈ型のＭＯＳ容
量である請求項１、２、３、４、５、６または７記載の
温度補償型水晶発振器。
【請求項１０】前記制御電圧回路は、反転アンプ構成
である請求項１、２、５、６、７または８記載の温度補
償型水晶発振器。
【請求項１１】前記制御電圧回路は、正転アンプ構成
である請求項３、４、５、６、７または８記載の温度補
償型水晶発振器。