JP4233634B2 - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、携帯電話機などの通信機器に搭載する温度補償型水晶発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
通信機器に搭載する温度補償型水晶発振器は、１０ＭＨｚ帯のＡＴカット水晶振動子を振動源とする水晶発振回路と、その発振周波数を調整するための周波数調整回路を用いた温度補償回路とからなり、ＡＴカット水晶振動子の３次曲線の温度特性を打ち消すことにより発振周波数を安定化させるようにしている。
【０００３】
この種の温度補償型水晶発振器は、これまではディスクリート部品で構成する直接補償方式のアナログ温度補償型水晶発振器が主であった。
しかしながら、最近は国際間の通話方式の共通化に向けてＣＤＭＡ（code division multiple access）方式を採用する気運が高まりつつあり、温度補償範囲の拡大が可能な間接補償方式の温度補償型水晶発振器が注目を集めている。
【０００４】
間接補償方式の温度補償型水晶発振器は、なんらかの回路を用いて温度補償信号を発生し、その信号で可変容量回路などを制御して、ＡＴカット水晶振動子の温度補償を行うものである。
その温度補償信号を発生する回路として、以前はディスクリート部品で構成する抵抗回路網などが採用されていたが、最近では半導体集積回路が使用されることが多くなってきている。
【０００５】
そして、その温度補償信号は電圧信号として発生することがほとんどである。
そのため、周波数調整回路には電圧制御型の可変容量回路が採用されることが多い。
また、携帯電話機に搭載する温度補償型水晶発振器の駆動電圧は、５Ｖから３Ｖに移行し、さらなる低電圧化が要求されている。
これに伴って、可変容量回路に印加される信号の電圧幅は次第に狭まってきている。
【０００６】
そこで、間接補償方式の温度補償型水晶発振器において温度補償範囲を拡大するためには、狭い電圧範囲で容量変化率が大きい可変容量回路が必要である。
また、温度補償と、外部信号によって発振周波数を制御する外部周波数制御との相互干渉を排除するために、温度補償信号と外部周波数制御信号とを合成し、この合成信号によって可変容量回路を制御するという方式も提案されている。
【０００７】
このような提案も、可変容量回路の容量変化率が大きく、少しの電圧変化によって水晶発振回路の発振周波数を大幅に変化させることができることが前提となっている。
このようなことから、間接補償方式の温度補償型水晶発振器においては、可変容量回路がとくに重要な構成要素となっている。
【０００８】
可変容量回路は、少なくとも１つの可変容量素子を使用して構成される。そこで、従来の可変容量回路の一例を図１６に示す。
この可変容量回路は、ＤＣカットコンデンサの役目を果たす固定容量４５と、可変容量素子４９とを直列に接続し、可変容量素子４９の他端子をグランドに接続し、固定容量４５の他端子４６を出力端子として水晶発振回路に接続する。
そして、固定容量４５と可変容量素子４９との接続点に入力抵抗４７を接続する。制御信号Ａは、この入力抵抗４７を介して印加される。
【０００９】
入力抵抗４７は交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし制御信号を発生する回路の出力インピーダンスが充分高ければ、入力抵抗４７を省略する場合もある。可変容量素子４９の他端子の接続先は、高電位側の電源（Ｖｃｃ）の場合もある。
【００１０】
可変容量素子４９は、可変容量ダイオードやＭＯＳ型コンデンサなどが代表的なものである。
可変容量ダイオードやＭＯＳ型コンデンサは、いずれも半導体の空乏層幅が電圧によって変化することを利用しており、容量変化率を大きくするために、その製造段階でいくつかの工夫をしている。
【００１１】
可変容量ダイオードはｐｎ接合ダイオードの一種であり、空乏層が伸びる側すなわち低濃度側の不純物濃度分布に傾斜を設けたり、その不純物濃度を薄くするなどの工夫がみられる。
また、ＭＯＳ型コンデンサの場合は、半導体基板の不純物濃度を薄くしたり、ゲート酸化膜の膜厚を薄くするなどの工夫がなされている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、半導体の不純物濃度を薄くすることには限度があるため、これらの可変容量素子の容量の最小値はあまり小さくはできないうえに、不純物濃度によって最小容量値を小さくしようとすると、使用電圧範囲での最大容量値も小さくなってしまうという問題点がある。
【００１３】
さらに、ＭＯＳ型コンデンサの場合は、ゲート酸化膜の膜厚を薄くして物理的な最大容量値を大きくしても、使用電圧範囲での最大容量値はあまり大きくはならないという問題点がある。
つまり、従来のように可変容量素子の製造段階で工夫しても、使用電圧範囲での容量変化率をあまり大きくできないという課題がある。
【００１４】
そこでこの発明は、使用電圧範囲での周波数調整範囲が大きく、温度補償のための制御信号の発生回路を簡略化でき、制御信号の狭い電圧範囲でも温度補償範囲が広い温度補償型水晶発振器を、低コストで提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この発明による温度補償型水晶発振器は、上記の目的を達成するため、ＡＴカット水晶振動子と発振周波数調整用の可変容量としてのＭＯＳ型コンデンサとを有する水晶発振回路と、そのＭＯＳ型コンデンサの一方の端子に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、上記ＭＯＳ型コンデンサの他方の端子に直接あるいは第２の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路とを備えたものである。
そして、上記第１の制御信号発生回路は、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための勾配補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなる。
また、上記前記第２の制御信号発生回路は、上記５つの信号発生回路のうち上記第１の制御信号発生回路に含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる。
【００１６】
上記温度補償型水晶発振器における上記水晶発振回路は、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、その増幅器に並列に接続する第２の固定容量とによって構成することもできる。
【００１７】
上記水晶発振回路はまた、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、その増幅器の入力端子および出力端子と任意の定電位源との間にそれぞれ接続される第２の固定容量および第３の固定容量とによって構成することもできる。
【００１８】
上記水晶発振回路はまた、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、上記ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサとの直列接続に並列に接続される第２の固定容量とによって構成することもできる。
【００１９】
上記水晶発振回路はまた、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、その増幅器とＡＴカット水晶振動子との接続点と任意の定電位源との間に接続される第２の固定容量と、上記ＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量とによって構成することもできる。
【００２０】
上記水晶発振回路はまた、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、その増幅器に並列に接続するＡＴカット水晶振動子とによって構成することもできる。
【００２１】
上記水晶発振回路はまた、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、上記ＭＯＳ型コンデンサに並列に接続されるＡＴカット水晶振動子とによって構成することもできる。
【００２２】
上記水晶発振回路はまた、ＡＴカット水晶振動子と増幅器との並列接続と、そのＡＴカット水晶振動子の一方の端子と任意の定電位源との間に接続される、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続とによって構成することもできる。
【００２３】
この発明による温度補償型水晶発振器はまた、ＡＴカット水晶振動子と増幅器との並列接続と、そのＡＴカット水晶振動子に並列に接続される、第１の固定容量と第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、その第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量とによって水晶発振回路を構成することができる。
【００２４】
あるいはまた、第１の固定容量とＡＴカット水晶振動子と第２の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、上記ＡＴカット水晶振動子に並列に接続される、第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの直列接続と、その第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量ととによって水晶発振回路を構成してもよい。
【００２５】
これらの場合、上記第１の固定容量と第１のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第１の入力抵抗を介して温度補償用の第１の制御信号発生回路を接続し、上記第２の固定容量と第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と第１の制御信号発生回路との間に第２の入力抵抗を接続し、上記第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第３の入力抵抗を介して温度補償用の第２の制御信号発生回路を接続する。
上記各温度補償型水晶発振器における第１の制御信号発生回路および第２の制御信号発生回路の構成は、最初に記載したものと同じである。
【００２６】
あるいは、上記第１の固定容量と第１のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第１の入力抵抗を介して温度補償用の第１の制御信号発生回路を接続し、上記第２の固定容量と第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第２の入力抵抗を介して温度補償用の第２の制御信号発生回路を接続し、さらに、上記第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第３の入力抵抗を介して温度補償用の第３の制御信号発生回路を接続するようにしてもよい。
【００２７】
その温度補償型水晶発振器においては、上記第１の制御信号発生回路は、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、上前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための勾配補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路、あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなる。
そして、上記第２の制御信号発生回路は、上記５つの信号発生回路のうち、上記第１の制御信号発生回路に含まれない一つの信号発生回路、あるいは上記第１の制御信号発生回路に含まれない複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなる。
さらに、上記第３の制御信号発生回路は、上記５つの信号発生回路のうち、上記第１の制御信号発生回路および上記第２の制御信号発生回路のいずれにも含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる。
【００２８】
また、ＡＴカット水晶振動子と発振周波数調整用の可変容量としてのＭＯＳ型コンデンサとを有する水晶発振回路と、上記ＭＯＳ型コンデンサの一方の端子に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、上記ＭＯＳ型コンデンサの他方の端子に直接あるいは第２の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路とを備えた温度補償型水晶発振器において、
上記第１の制御信号発生回路を、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、該温度センサの出力を低温側にて２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路とからなり、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路とし、
上記第２の制御信号発生回路を、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、該温度センサの出力を高温側にて２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路とからなり、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路とすることができる。
上記各温度補償型水晶発振器において、上記ＭＯＳ型コンデンサが、シリコンオンインシュレータによる絶縁分離によって構成され、活性層の厚さが１００ｎｍ以上のものであるとよい。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明による温度補償型水晶発振器の種々な実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３０】
〔第１の実施形態：図１〜図４〕
まず、この発明の第１の実施形態を図１乃至図４を参照して説明する。
この第１の実施形態の温度補償型水晶発振器は、図１にその構成を示すように、ＡＴカット水晶振動子１とＭＯＳ型コンデンサ３と第１の固定容量５とが直列に接続されており、この直列接続に、発振インバータ７と帰還抵抗９との並列接続から成る増幅器１１が並列に接続して、水晶発振回路１０を構成している。８はその出力端子である。
【００３１】
そして、この水晶発振回路１０のＡＴカット水晶振動子１とＭＯＳ型コンデンサ３との接続点に、温度補償用の第１の制御信号発生回路１３が第１の入力抵抗１７を介して接続し、ＭＯＳ型コンデンサ３と第１の固定容量５との接続点に、温度補償用の第２の制御信号発生回路１４が第２の入力抵抗１８を介して接続している。また、増幅器１１と並列に第２の固定容量２１が接続されている。
【００３２】
第１の入力抵抗１７および第２の入力抵抗１８は、直流信号を通し交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４の出力インピーダンスが充分に高ければ、これらの入力抵抗１７，１８を省略して、第１，第２の制御信号発生回路１３，１４が出力する温度補償用の制御信号を、それぞれＭＯＳ型コンデンサ３の両側の端子に直接印加してもよい。
【００３３】
第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４は、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値が電源電圧変動の影響を受けないようにするため、同一の電位を基準として制御信号を発生する。たとえばどちらもグランドを基準とするなどである。
【００３４】
ＡＴカット水晶振動子には、室温付近（一般には１５℃〜４５℃）での周波数に温度による変化がない、いわゆるフラット水晶と呼ばれる水晶振動子があり、これを使用する水晶発振回路は、温度が１５℃〜４５℃の間での周波数偏差が温度補償型水晶発振器としての許容偏差以内である。温度が１５℃以下の領域および４５℃以上の領域では、３次曲線の温度特性を示す。
【００３５】
この図１に示す第１の実施形態の有効性を理解するためには、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性を理解する必要がある。
そこでまず、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性について説明する。
図２は、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性の１つの例を示す。
【００３６】
この図２に示す電気特性は、ｎ形半導体基板とｎ形ゲート電極とを有するＭＯＳ型コンデンサの例であり、半導体基板（対向電極）を基準とするゲート電極の電圧と、容量値との関係を表すものである。この電気特性は、一般にＣ−Ｖカーブと呼ばれている。
【００３７】
図２には、ゲート電圧（Ｖ）と容量（Ｃ）の関係を示す２本のＣ−Ｖカーブを示しており、それぞれ高濃度のｎ形半導体基板でゲート絶縁膜が厚い場合のＣ−Ｖカーブ２３と、低濃度のｎ形半導体基板でゲート絶縁膜が薄い場合のＣ−Ｖカーブ２５とを表している。
【００３８】
この図から明らかなように、物理的な容量変化率を大きくするためには、Ｃ−Ｖカーブ２３のような厚膜高濃度の条件ではなく、Ｃ−Ｖカーブ２５のような薄膜低濃度の条件でＭＯＳ型コンデンサを形成する必要がある。
しかし、図２に示すように、薄膜低濃度のＣ−Ｖカーブ２５は厚膜高濃度のＣ−Ｖカーブ２３に比べて右方向（ゲート電圧のプラス側）に移動している。
【００３９】
このＣ−Ｖカーブの移動は、ＭＯＳトランジスタのスレショールド電圧の移動と同じ現象であり、ゲート絶縁膜を薄くしたり、半導体基板の不純物濃度を薄くしたりすれば、このような特性の移動は避けられない。
そして、従来のように半導体基板を電源やグランドに接続すると、昇圧回路などを使用しない限り、Ｃ−Ｖカーブのうちゲート電圧がプラス側かマイナス側かのどちらかしか使用できない。
【００４０】
したがって、たとえ物理的な容量変化率を大きくしても、薄膜低濃度のＣ−Ｖカーブ２５のような特性のＭＯＳ型コンデンサでは、実際の使用電圧範囲での容量変化率が小さくなってしまう。
物理的な容量変化率が大きいままで、Ｃ−Ｖカーブを左方向（ゲート電圧の負方向）に移動させるためには、ゲート電極材料を、ｎ形よりももっとｎ形の傾向が強い物質、すなわち仕事関数が小さい物質に変更する必要がある。
【００４１】
しかし、半導体集積回路の電気特性に悪影響を与えることなく、そのような条件を満たす適当な物質は、今のところ見つかっていない。
そこで、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性を改良するのではなく、その使用方法を工夫することによって、使用電圧範囲での容量変化率を大きくしなければならない。
【００４２】
この発明の各実施形態においては、このようなＭＯＳ型コンデンサの使用方法の工夫をしており、図１に示した第１の実施形態でもそのような工夫を行っている。
図１に示すようＭＯＳ型コンデンサ３は、ＡＴカット水晶振動子１および第１の固定容量５によって、増幅器１１などの直流レベルを有する回路から直流的に遮断されている。
したがって、第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４は、電源電圧範囲内で任意の電圧をそれぞれ出力することができる。
【００４３】
そこでたとえば、第２の制御信号発生回路１４が電源電圧の半分程度の電圧を出力し、第１の制御信号発生回路１３の出力がグランドレベルから電源電圧まで変化するならば、図２に示すＣ−Ｖカーブをゲート電圧がマイナスの領域からプラスの領域まで使用することに相当する。
したがって、薄膜低濃度のＣ−Ｖカーブ２５のような特性のＭＯＳ型コンデンサならば、容量変化が最も大きい範囲を使用できることになり、従来の構成に比べて、容量変化率は大幅に向上する。
【００４４】
ＭＯＳ型コンデンサ３の容量変化率が向上することによって、ＡＴカット水晶振動子１の周波数可変幅も拡大するから、図１に示す第１の実施形態により、温度補償範囲が広い温度補償型水晶発振器を実現することができる。
なお、第２の固定容量２１は、負荷容量の調整や周波数可変幅の確保のために設けている。
【００４５】
ところで、この発明による温度補償型水晶発振器では、可変容量としてのＭＯＳ型コンデンサの容量変化率の拡大だけではなく、温度補償用の第１の制御信号と第２の制御信号との信号合成をも実質的に実現している。
【００４６】
すなわち、図１におけるＭＯＳ型コンデンサ３の容量値は、第１の制御信号発生回路１３から出力される第１の制御信号Ｓ１と、第２の制御信号発生回路１４から出力される第２の制御信号Ｓ２との電位差により制御され、その容量値の変化により周波数が変化するから、この第１の実施形態の構成は一種の電位差検出回路となっている。
【００４７】
そして電位差は、一方の制御信号を反転して他方の制御信号と加算すること、例えば、Ｓ１＋（−Ｓ２）と等価であり、加算は信号合成の一種である。
したがって、図１に示す回路構成は、実質的に第１の制御信号Ｓ１と第２の制御信号Ｓ２との信号合成回路になっている。
このような、ＭＯＳ型コンデンサ３による信号合成効果があるために、この発明による温度補償型水晶発振器は、温度補償信号の発生回路を簡略化できる。
【００４８】
ここで、水晶発振回路１０に使用するＡＴカット水晶振動子１が、前述のように温度１５℃から４５℃の室温付近では温度による周波数の変化が殆どない、いわゆるフラット水晶と呼ばれる水晶振動子である場合の温度補償について説明する。
【００４９】
このようなＡＴカット水晶振動子１を用いた水晶発振回路１０では、１５℃より低温側および４５℃より高温側の温度特性を、室温付近の温度特性の延長線上に直線化補正するのみで温度補償を実現できる。
このとき、可変容量素子が１つだけの場合、全温度範囲にわたって温度補償を行うためには、低温側直線化補正信号と高温側直線化補正信号とを合成する必要がある。
【００５０】
しかし、図３の水晶発振回路１０におけるＭＯＳ型コンデンサ３は信号合成回路を兼ねるから、第１の制御信号発生回路１３を低温側直線化補正信号発生回路とし、第２の制御信号発生回路１４を高温側直線化補正信号発生回路とすることにより、低温から高温までの範囲をすべて直線化補正することができる。
したがって、制御信号の発生段階で信号合成回路を１つ省略することができ、温度補償信号発生回路を簡略化できる。
【００５１】
さて、低温側直線化補正信号発生回路あるいは高温側直線化補正信号発生回路としては、ＭＯＳトランジスタを使用して構成する例を、本出願人によって既に出願している（特願平９−１５６７９１号）。
それは、２つのＭＯＳトランジスタがそれぞれ発生する２乗曲線信号を利用して、ＡＴカット水晶振動子の温度特性の３次曲線の低温側と高温側とをそれぞれを近似し、直線化補正を行うものである。
【００５２】
このような直線化補正回路を、図１に示した第１の実施形態に適用する場合の具体的な回路例を図３に示す。
図３は、ＭＯＳトランジスタの２乗則領域の電流電圧特性を利用して２乗曲線信号を発生させ、その２乗曲線信号を直線化補正信号としてＭＯＳ型コンデンサを制御する例を示す回路図である。
【００５３】
図３において、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＭＰ１と抵抗Ｒ１との直列接続と、そのＭＯＳトランジスタＭＰ１に一定のゲート電圧を印加する直流電源ＥＢとによって温度センサ２７を構成している。その温度センサ２７の出力である温度検知信号が、低温側２乗変換回路２９と高温側２乗変換回路３１に入力する。
【００５４】
低温側２乗変換回路２９は、オペアンプによる正転増幅器３３と、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＭＰ２と抵抗Ｒ２との直列接続とからなる。
また、高温側２乗変換回路３１は、オペアンプによる反転増幅器３５と、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＭＰ３と抵抗Ｒ３との直列接続とからなる。
【００５５】
水晶発振回路１０の構成は図１に示したものと同じであり、ＡＴカット水晶振動子１とＭＯＳ型コンデンサ３と第１の固定容量５とが直列に接続され、この直列接続に増幅器１１および第２の固定容量２１が並列に接続されている。
ＭＯＳ型コンデンサ３は、ｎ形半導体基板とｎ形ゲート電極とを有し、低濃度薄膜構造のものとする。
【００５６】
ここで、温度センサ２７と低温側２乗変換回路２９とによって、図１における第１の制御信号発生回路１３に相当する低温側直線化補正信号発生回路を構成し、ＭＯＳトランジスタＭＰ２と抵抗Ｒ２との接続点から低温側直線化補正信号を第１の制御信号Ｓ１として出力し、入力抵抗１７を介してＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に印加する。
【００５７】
また、温度センサ２７と高温側２乗変換回路３１とによって、図１における第２の制御信号発生回路１４に相当する高温側直線化補正信号発生回路を構成し、ＭＯＳトランジスタＭＰ３と抵抗Ｒ３との接続点から高温側直線化補正信号を第２の制御信号Ｓ２として出力し、入力抵抗１８を介してＭＯＳ型コンデンサ３の対向電極に印加する。
【００５８】
温度センサ２７は、ＭＯＳトランジスタＭＰ１のゲート電圧が、スレショールド電圧プラス０．２Ｖ程度で一定のとき、そのドレインからの出力（電圧）は温度変化に対してほぼ直線的に変化する。
そして低温側２乗変換回路２９のＭＯＳトランジスタＭＰ２のゲートには、温度センサ２７の出力を正転増幅器３３によって増幅した電圧が印加される。具体的には、温度が下がるにつれて直線的に増加する電圧である。
【００５９】
正転増幅器３３の増幅率の調整などにより、このゲート電圧が、おおよそ温度１５℃のときにＭＯＳトランジスタＭＰ２のスレショールド電圧になるように設定すれば、１５℃以下の温度では、温度が下がるにつれてスレショールド電圧よりも高いゲート電圧がＭＯＳトランジスタＭＰ２に印加される。
【００６０】
ＭＯＳトランジスタＭＰ２のゲートにスレショールド電圧以上の電圧が印加されるとき、ソース・ドレイン間に流れる電流は、ゲート電圧とスレショールド電圧との差の２乗に比例する。
したがって、１５℃以下では温度が降下するにつれて、低温側２乗変換回路２９は、ＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレインから２乗曲線信号を出力する。
【００６１】
一方、高温側２乗変換回路３１のＭＯＳトランジスタのゲートには、温度センサ２７の出力を反転増幅器３５によって反転増幅した信号（電圧）が印加される。具体的には、温度が上がるにつれて直線的に増加する電圧である。
反転増幅器３５の増幅率の調整などにより、このゲート電圧が、おおよそ温度４５℃のときにＭＯＳトランジスタＭＰ３のスレショールド電圧になるように設定すれば、４５℃以上の温度では、温度が上がるにつれてスレショールド電圧よりも高いゲート電圧が、ＭＯＳトランジスタＭＰ２に印加される。
【００６２】
したがって、４５℃以上では温度が上昇するにつれて、高温側２乗変換回路３１は、ＭＯＳトランジスタＭＰ３のドレインから２乗曲線信号を出力する。
このようなＭＯＳトランジスタの２乗則領域での特性を利用した２乗曲線信号の一例を図４に示す。
【００６３】
図４に示すように、低温側２乗変換回路２９が発生する低温側２乗曲線信号３７は、１５℃から低温側に温度が下がるにつれて、１５℃との温度差の２乗に比例して電圧が下がり、１５℃以上の温度では一定である。
一方、高温側２乗変換回路３１が発生する高温側２乗曲線信号３９は、４５℃から高温側に温度が上がるにつれて、４５℃との温度差の２乗に比例して電圧が下がり、４５℃以下の温度では一定である。
【００６４】
そして、図３に示すように、低温側２乗変換回路２９の出力は入力抵抗１７を介してＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に入力し、高温側２乗変換回路３１の出力は入力抵抗１８を介してＭＯＳ型コンデンサ３の対向電極に入力している。
したがって、１５℃以下の低温側では、ＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極の電位が対向電極の電位よりも低くなり、４５℃以上の高温側では、ＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極の電位が対向電極の電位よりも高くなる。
【００６５】
このＭＯＳ型コンデンサ３は、ｎ形半導体基板とｎ形ゲート電極とを有する低濃度薄膜構造であるから、その特性は図２に示したＣ−Ｖカーブ２５のようになっている。
したがって、１５℃以下の低温側では、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値は減少し、４５℃以上の高温側では、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値は増加する。
【００６６】
ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値が減少すれば、水晶発振回路１０の発振周波数は上昇し、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値が増加すれば、水晶発振回路１０の発振周波数は低下する。
そして、低温側２乗変換回路２９および高温側２乗変換回路３１が発生する２乗曲線信号は、ＡＴカット水晶振動子の温度特性の曲線部分を精度良く近似するから、図３に示す構成により、ＡＴカット水晶振動子１としてフラット水晶を使用した水晶発振回路１０の温度補償を実現できる。
【００６７】
なお、図３に示す温度補償型水晶発振器においては、低温側２乗変換回路２９と高温側２乗変換回路３１とで１つの温度センサ２７を共用している。しかし、これは必須の構成ではなく、低温側温度センサと高温側温度センサとを別に設けてもよい。
【００６８】
ところで、ＡＴカット水晶振動子はフラット水晶ばかりではなく、一般的にはフラット水晶の温度特性に、全温度範囲にわたって一定の勾配が付加された温度特性を有している。
そのようなＡＴカット水晶振動子の場合でも、図１によって説明した第１の実施形態において、第１の制御信号発生回路１３あるいは第２の制御信号発生回路１４のいずれかに、勾配補正信号を付加することにより、温度補償を実現することができる。
【００６９】
その場合の温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路との３つの信号発生回路を備える構成とし、このうち任意の２つの信号発生回路とその信号を合成する回路を第１の制御信号発生回路１３とし、残りの１つの信号発生回路を第２の制御信号発生回路１４とすればよい。
ここで、第２の制御信号発生回路１４が任意の２つの信号発生回路とその信号を合成する回路であってもよい。
【００７０】
そして、任意の２つの信号が低温側直線化補正信号および高温側直線化補正信号の場合は、２つの抵抗を使用する内分回路で信号合成を行えばよい。
また、任意の２つの信号のうちのいずれか一方が勾配補正信号の場合は、勾配補正信号を反転ポイントとし、他の信号を入力とする反転増幅器で信号合成を行えばよい。
なお、勾配補正信号発生回路は、温度センサの出力を比例変換する回路とする。あるいは、ＡＴカット水晶振動子によっては低温側と高温側とで勾配が異なる場合があり、その場合の勾配補正信号発生回路は、折れ線信号発生回路とする。
【００７１】
さらに、ＡＴカット水晶振動子は、温度補償だけではなく、全体的な周波数のシフト調整（ｆゼロ調整という）も行わなければならないことが一般的である。
そのような場合でも、図１によって説明した第１の実施形態において、第１の制御信号発生回路１３あるいは第２の制御信号発生回路１４のいずれかに、ｆゼロ調整信号を付加することにより、周波数精度の良い温度補償型水晶発振器を実現することができる。
【００７２】
その場合の温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路の４つの信号発生回路を備える構成とする。
そして、第１の制御信号発生回路１３はこのうちの任意の２つの信号発生回路とその信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの２つの信号発生回路とその信号を合成する回路とすればよい。
【００７３】
あるいは、第１の制御信号発生回路１３は任意の３つの信号発生回路とその信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの信号発生回路としてもよい。
ここで、第２の制御信号発生回路１４が任意の３つの信号発生回路とその信号を合成する回路であってもよい。
【００７４】
任意の３つの信号が、低温側直線化補正信号と高温側直線化補正信号と勾配補正信号とである場合は、合成信号は温度補償信号ということである。
たとえ温度補償信号として合成するのであっても、温度補償信号をいきなり発生させるのではなしに、直線化補正信号と勾配補正信号とに分けて発生させることが、温度補償型水晶発振器の低コスト化のために重要である。
【００７５】
なお、ｆゼロ調整信号発生回路は、不揮発性メモリとＤ／Ａ変換回路とで容易に構成でき、特別な回路ではないので詳細な説明は省略する。
さらに、携帯電話の仕様によっては、外部周波数制御信号によって、基地局からの基準周波数に発振周波数を合わせる機能が必要である。
【００７６】
そのような場合は、図１に示す第１の実施形態において、第１の制御信号発生回路１３あるいは第２の制御信号発生回路１４のいずれかに、外部周波数制御信号を付加すればよい。
ただし、外部周波数制御信号の電圧幅は、電源電圧の半分以上を占めるから、これをそのまま使用する場合は、温度補償などに必要な制御信号の電圧幅が不足してしまう。
【００７７】
そこで、外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための、外部周波数制御比例信号発生回路が必要になる。
つまり、このような仕様の温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路と、外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路を備える構成とする。
【００７８】
そして、第１の制御信号発生回路１３はこのうちの任意の４つの信号発生回路とその信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの信号発生回路とすればよい。
あるいは、第１の制御信号発生回路１３は任意の３つの信号発生回路とその信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの２つの信号発生回路とその信号を合成する回路としてもよい。
【００７９】
もちろん、第２の制御信号発生回路１４が任意の４つの信号発生回路とその信号を合成する回路あるいは任意の３つの信号発生回路とその信号を合成する回路であってもよい。
合成する信号の組み合わせがどのようなものであっても、ＭＯＳ型コンデンサ３の両端子を２つの信号で制御することが、一種の信号合成回路であるから、結局はすべての信号が合成されることになる。
【００８０】
したがって、図１に示した第１の実施形態により、温度補償と外部周波数制御との相互干渉の排除が可能な温度補償型水晶発振器も実現できる。
以上の説明で明らかなように、本発明の第１の実施形態では、２つの制御信号で容量値を制御する１つのＭＯＳ型コンデンサを用いて、温度補償範囲が広い温度補償型水晶発振器を実現することができる。
【００８１】
〔第２乃至第７の実施形態：図５乃至図１１〕
ところで、ＭＯＳ型コンデンサの使い方は第１の実施形態に限定されるものではない。１つのＭＯＳ型コンデンサを用いて、温度補償範囲が広い温度補償型水晶発振器を実現するための、いくつかの他の実施形態を以下に示す。
その各実施形態の構成を示す図５乃至図１１において、図１と同じ部分には同一符号を付してあり、それらの説明は省略する。
【００８２】
図５は、この発明による温度補償型水晶発振器の第２の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
図１に示した第１の実施形態においては第２の固定容量２１が増幅器１１に並列に接続されていたのに対し、この第２の実施形態においては、増幅器１１の出力端子及び入力端子と任意の定電圧源（この例ではグランド）との間に、それぞれ第２の固定容量２１と第３の固定容量２２とが接続されている点が異なっている。
【００８３】
交流回路としては、第１の実施形態とは全く同等である。しかし、この第２の実施形態の場合には、電源投入時に増幅器１１の両端子が一瞬グランドレベルになるため、第１の実施形態の温度補償型水晶発振器よりも発振起動性が良好である。
【００８４】
図６は、この発明による温度補償型水晶発振器の第３の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この第３の実施形態の温度補償型水晶発振器は、図１に示した第１の実施形態に対して第２の固定容量２１の接続が一部異なるのみであり、その他の構成及び機能は第１の実施形態の温度補償型水晶発振器と同等である。
【００８５】
すなわち、この図６に示す第３の実施形態の温度補償型水晶発振器では、第２の固定容量２１が、ＡＴカット水晶振動子１とＭＯＳ型コンデンサ３との直列接続に並列に接続されている。
【００８６】
図７は、この発明の第４の実施の形態である温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
この第４の実施形態は、図５に示した第２の実施形態の温度補償型水晶発振器に対して、第３の固定容量２２の接続が一部異なるのみである。
すなわち、この図７に示す第４の実施形態では、ＭＯＳ型コンデンサ３と第１の固定容量５との接続点と任意の定電圧源（この例ではグランド）との間に、第３の固定容量２２が接続されている。
【００８７】
図８は、この発明による温度補償型水晶発振器の第５の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この第５の実施形態の温度補償型水晶発振器は、第１の固定容量５とＭＯＳ型コンデンサ３と第２の固定容量２１との直列接続からなる可変容量回路全体が、ＡＴカット水晶振動子１に並列に接続されている。
このような構成は、ＡＴカット水晶振動子１の容量比を直接変化させる働きがあり、可変容量回路の容量変化がわずかであっても、発振周波数を大きく変化させることができる。
【００８８】
図９は、この発明による温度補償型水晶発振器の第６の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
第６の実施形態の温度補償型水晶発振器は、第５の実施形態と同様な第１の固定容量５とＭＯＳ型コンデンサ３と第２の固定容量２１との直列接続からなる可変容量回路を構成しているが、そのＭＯＳ型コンデンサ３とＡＴカット水晶振動子１とを並列に接続している。
このような構成では、ＭＯＳ型コンデンサ３の最大容量値を１０ｐＦ以下に小さく設定することができる。
【００８９】
図１０および図１１は、この発明による温度補償型水晶発振器の第７の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この第７の実施形態の温度補償型水晶発振器では、図１０および図１１に示すように、第１の固定容量５とＭＯＳ型コンデンサ３と第２の固定容量２１との直列接続からなる可変容量回路が、ＡＴカット水晶振動子１と増幅器１１との並列接続の一端と任意の定電圧源（この例ではグランド）との間に接続されている。
【００９０】
上記直列接続は、図１１に示すように増幅器１１の発振インバータ７の出力側に接続するようにしてもよいが、図１０に示すように発振インバータ７の入力側に接続する方が、周波数可変幅が大きくなる。
【００９１】
これらの各実施形態の温度補償型水晶発振器においても、第１の制御信号発生回路１３と第２の制御信号発生回路１４は、第１の実施形態において図３に示した温度センサ２７と低温側２乗変換回路２９および高温側２乗変換回路３１からなる、低温側直線化補正信号発生回路および高温側直線化補正信号発生回路とすることができる。
【００９２】
あるいはさらに、前述した勾配補正信号発生回路、ｆゼロ調整信号発生回路、
外部周波数制御比例信号発生回路等も設けて、第１の制御信号発生回路１３はこのうちの任意の４つあるいは３つの信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの１つの信号発生回路あるいは残りの２つの信号を合成する回路などとしてもよい。もちろん、第２の制御信号発生回路１４が任意の４つの信号あるいは３つの信号を合成する回路であってもよい。
【００９３】
〔第８乃至第１１の実施形態：図１２乃至図１５〕
つぎに、２つのＭＯＳ型コンデンサを用いるこの発明の実施形態について説明する。
図１２は、この発明による温度補償型水晶発振器の第８の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【００９４】
この第８の実施形態の温度補償型水晶発振器は、図１２に示すように、ＡＴカット水晶振動子１と増幅器１１とを並列に接続し、そのＡＴカット水晶振動子１に並列に、第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４と第２の固定容量２１との直列接続を並列に接続して、水晶発振回路１０を構成している。さらに、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と任意の定電位源（この例ではグランド）との間に第３の固定容量２２を接続している。
【００９５】
増幅器１１は、前述の各実施形態と同様に発振インバータ７と帰還抵抗９との並列接続から成る。
そして、この水晶発振回路１０の第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３との接続点に、第１の入力抵抗１７を介して温度補償用の第１の制御信号発生回路１３の出力端子を接続し、第２の固定容量２１と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と第１の制御信号発生回路１３の出力端子との間に、第２の入力抵抗１８を接続する。
【００９６】
さらに、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点に、第３の入力抵抗１９を介して温度補償用の第２の制御信号発生回路１４の出力端子を接続する。
【００９７】
第１の入力抵抗１７，第２の入力抵抗１８，および第３の入力抵抗１９は、直流信号を通し交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４の出力インピーダンスが充分に高ければ、その各出力である制御信号を、これらの入力抵抗を介さずに直接ＭＯＳ型コンデンサ３，４に印加するようにしてもよい。
【００９８】
ただし、第１の入力抵抗１７と第２の入力抵抗１８とを、両方とも省略することはできない。
第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４は、第１のＭＯＳ型コンデンサ３および第２のＭＯＳ型コンデンサ４の容量値が電源電圧変動の影響を受けないようにするため、同一の電位を基準として制御信号を発生する。たとえば、いずれもグランドを基準とするなどである。
【００９９】
第１の実施形態の説明においても述べたように、一般的なＡＴカット水晶振動子を使用する温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路との４つの信号発生回路を備える構成とすることが、低コスト化のために重要である。
【０１００】
あるいは、外部周波数制御信号によって基地局からの基準周波数に発振周波数を合わせる機能が必要な仕様の場合は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路と、外部周波数制御比例信号発生回路との５つの信号発生回路を備える構成とする。
【０１０１】
これら４つあるいは５つの信号発生回路を、第１の制御信号発生回路１３あるいは第２の制御信号発生回路１４にどのように振り分けるかについては、重複しないこと以外はとくに制限はない。
重複しない限りは、どのように振り分けたとしても、最終的にはすべての信号が合成されるからである。
【０１０２】
この図１２に示した第８の実施形態では、ＡＴカット水晶振動子１の両端子の容量値を同時に変化させる構成であるため、容量のバランスを最適に保ちながら温度補償ができるという効果がある。
【０１０３】
図１３は、この発明による温度補償型水晶発振器の第９の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この温度補償型水晶発振器では、図１３に示すように、第１の固定容量５とＡＴカット水晶振動子１と第２の固定容量２１とを直列に接続し、その直列接続と増幅器１１とを並列に接続している。
【０１０４】
さらに、そのＡＴカット水晶振動子１と並列に、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との直列接続を接続し、その第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と任意の定電位源（この例ではグランド）との間に、第３の固定容量２２を接続して、水晶発振回路１０を構成している。
【０１０５】
そして、第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３との接続点に、直接あるいは第１の入力抵抗１７を介して温度補償用の第１の制御信号発生回路１３の出力端子を接続する。また、第２の固定容量２１と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と第１の制御信号発生回路１３の出力端子との間に、第２の入力抵抗１８を接続する。
【０１０６】
また、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点に、直接あるいは第３の入力抵抗１９を介して温度補償用の第２の制御信号発生回路１４の出力端子を接続する。
この第９の実施形態によっても、図１２に示した第８の実施形態と同様な作用効果が得られる。
【０１０７】
図１４は、この発明による温度補償型水晶発振器の第１０の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この、温度補償型水晶発振器は、ＡＴカット水晶振動子１に発振インバータ７と帰還抵抗９との並列接続から成る増幅器１１が並列に接続している。
【０１０８】
そして、第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４と第２の固定容量２１との直列接続が、ＡＴカット水晶振動子１に並列に接続し、その第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と任意の定電圧源（この例ではグランド）との間に第３の固定容量２２を接続して、水晶発振回路１０を構成している。
【０１０９】
この水晶発振回路１０の第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３との接続点に、直接あるいは第１の入力抵抗１７を介して第１の制御信号発生回路１３の出力端子を接続する。
また、第２の固定容量２１と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点に、直接あるいは第２の入力抵抗１８を介して第２の制御信号発生回路１４の出力端子を接続する。
【０１１０】
さらに、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点に、直接あるいは第３の入力抵抗１９を介して第３の制御信号発生回路１５の出力端子を接続する。
【０１１１】
第１，第２，第３の制御信号発生回路１３，１４，１５は、第１のＭＯＳ型コンデンサ３および第２のＭＯＳ型コンデンサ４の容量値が電源電圧変動の影響を受けないようにするため、同一の電位を基準として制御信号を発生する。たとえば、いずれもグランドを基準とするなどである。
そして、これらの各制御信号発生回路１３，１４，１５は、電源電圧範囲内の任意の電圧を出力できる。
【０１１２】
このため、第１のＭＯＳ型コンデンサ３および第２のＭＯＳ型コンデンサ４の物理的な容量変化幅のすべてを有効に利用することができる。
前述のように、第１のＭＯＳ型コンデンサ３は、第１の制御信号Ｓ１と第３の制御信号Ｓ３との実質的な信号合成回路になっている。
そして、第１の制御信号Ｓ１と第２の制御信号Ｓ２とは同格であるから、第２のＭＯＳ型コンデンサ４は、第２の制御信号Ｓ２と第３の制御信号Ｓ３との実質的な信号合成回路になっている。
【０１１３】
したがって、この図１４に示す第１０の実施形態における第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との組は、第１の制御信号Ｓ１と第２の制御信号Ｓ２と第３の制御信号Ｓ３との、３つの信号の合成回路になっている。
【０１１４】
第１の実施形態の説明でも述べたように、一般的なＡＴカット水晶振動子を使用する温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路との４つの信号発生回路を備える構成とすることが、低コスト化のために重要である。
【０１１５】
あるいは、外部周波数制御信号によって基地局からの基準周波数に発振周波数を合わせる機能が必要な仕様の場合は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路と、外部周波数制御比例信号発生回路との５つの信号発生回路を備える構成とする。
【０１１６】
これら４つあるいは５つの信号発生回路を、第１の制御信号発生回路１３、第２の制御信号発生回路１４、あるいは第３の制御信号発生回路１５にどのように振り分けるかについては、重複しないこと以外はとくに制限はない。
重複しない限りは、どのように振り分けたとしても、最終的にはすべての信号が合成されるからである。
【０１１７】
したがって、この図１４に示す第１０の実施形態は、図１２および図１３に示した第８，第９の実施形態よりも制御信号発生回路が１つ多いため、最終的に１つの信号に合成されるという結果は同じであっても、制御信号発生段階における信号合成回路を１つ少なくすることができるという効果がある。
【０１１８】
図１５は、この発明による温度補償型水晶発振器の第１１の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この第１１の実施形態は、その水晶発振回路１０の構成を図１３に示した第９の実施形態における水晶発振器１０と同じ構成にして、それに図１４に示した第１０の実施形態と同様に、第１，第２，第３の制御信号発生回路１３，１４，１５の各出力端子を直接あるいは各入力抵抗１７，１８，１９を介して接続して、その各制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をＭＯＳ型コンデンサ３，４に印加するようにしたものである。
【０１１９】
この第１１の実施形態によっても、前述の第１０の実施形態の温度補償型水晶発振器と同様な作用効果が得られる。
さて、上述のようにこの発明においては、いずれの実施形態においてもＭＯＳ型コンデンサの両端子に制御信号を印加する構成としている。
したがって、この発明に使用するＭＯＳ型コンデンサは、ゲート電極のみでなく、対向電極も周囲から電気的に分離する構造でなければならない。
【０１２０】
ＭＯＳ型コンデンサの対向電極を電気的に分離する公知の技術は、ｐｎ接合を用いる手段である。
しかしこの手段は、ｐｎ接合による浮遊容量の問題の他に、電圧印加後の周波数のドリフトという致命的な欠点があるため、この発明には採用できない。
【０１２１】
そこで、この発明において使用するＭＯＳ型コンデンサの対向電極は、周囲から絶縁分離する構造とする。
この絶縁分離の手段として最も容易なものは、制御信号発生回路などを形成する半導体基板と、ＭＯＳ型コンデンサを形成する半導体基板とを分離することである。
【０１２２】
このように半導体基板を分離することは、ＭＯＳ型コンデンサのゲート絶縁膜の種類や厚さを、制御信号発生回路などとは無関係に自由に設定できるため、物理的な容量変化率が大きいＭＯＳ型コンデンサを作りやすいという効果がある。
【０１２３】
また、シリコンオンインシュレータによる絶縁分離という手段を採用してもよい。ただし、この場合、活性層の厚さが薄すぎて空乏層が活性層の下面に達してしまうと、容量値が激変するため、活性層はある程度以上の厚さが必要である。
温度補償型水晶発振器の電源電圧は通常３Ｖ以下であるから、活性層の厚さは１００ｎｍ以上あればよい。
【０１２４】
以上、この発明の各種の実施形態にについて説明したが、この発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
【０１２５】
たとえば、上述の各実施形態においては、ｎ形半導体基板とｎ形ゲート電極とを有するＭＯＳ型コンデンサを例にして説明しているが、ｐ形半導体基板とｐ形ゲート電極とを有するＭＯＳ型コンデンサでもよいし、半導体基板とゲート電極とが反対導電形でもよい。
【０１２６】
さらに、図５，図７，図１０，図１１，図１２，図１３，図１４，および図１５に示した各実施形態においては、第２の固定容量２１又は第３の固定容量２２の接続先をグランドとしているが、接続先の直流レベルは任意である。したがって、たとえば高電位側の電源（Ｖｃｃ）でもよい。
【０１２７】
また、図１２から図１５に示した実施形態において、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との対向電極同士を接続しているが、別チップで構成するなどの手段により半導体基板を分離するならば、第２のＭＯＳ型コンデンサ４のゲート電極を第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対向電極に接続してもよい。
【０１２８】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明による温度補償型水晶発振器においては、ＭＯＳ型コンデンサの両端子に制御信号を印加する構成とすることにより、温度補償範囲の拡大が可能で、温度補償と外部周波数制御との相互干渉の排除が可能な温度補償型水晶発振器を提供することができる。
したがって、特にＣＤＭＡ仕様が要求される携帯電話機搭載用の温度補償型水晶発振器に適用すれば、その効果は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明による温度補償型水晶発振器の第１の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図２】 この発明による温度補償型水晶発振器で使用するＭＯＳ型コンデンサのＣ−Ｖカーブの特性例を示す線図である。
【図３】 図１の実施形態において第１，第２の制御信号発生回路の具体例を示した回路図である。
【図４】 この発明による温度補償型水晶発振器で使用する２乗曲線信号の一例を示す線図である。
【図５】 この発明による温度補償型水晶発振器の第２の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図６】 この発明による温度補償型水晶発振器の第３の実施の形態の構成を示すブロック回路図である。
【図７】 この発明による温度補償型水晶発振器の第４の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図８】 この発明による温度補償型水晶発振器の第５の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図９】 この発明による温度補償型水晶発振器の第６の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１０】 この発明による温度補償型水晶発振器の第７の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１１】 同じくその変形例を示すブロック回路図である。
【図１２】 この発明による温度補償型水晶発振器の第８の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１３】 この発明による温度補償型水晶発振器の第９の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１４】 この発明による温度補償型水晶発振器の第１０の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１５】 この発明による温度補償型水晶発振器の第１１の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１６】 従来の温度補償型水晶発振器に使用されている可変容量回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：ＡＴカット水晶振動子
３，４：ＭＯＳ型コンデンサ
５，２１，２２：固定容量 ７：発振インバータ
８：出力端子 ９：帰還抵抗 １１：増幅器
１３：第１の制御信号発生回路
１４：第２の制御信号発生回路
１５：第３の制御信号発生回路
１７：第１の入力抵抗 １８：第２の入力抵抗
１９：第３の入力抵抗
２７：温度センサ ２９：低温側２乗変換回路
３１：高温側２乗変換回路
３３：正転増幅器 ３５：反転増幅器
【発明の属する技術分野】
この発明は、携帯電話機などの通信機器に搭載する温度補償型水晶発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
通信機器に搭載する温度補償型水晶発振器は、１０ＭＨｚ帯のＡＴカット水晶振動子を振動源とする水晶発振回路と、その発振周波数を調整するための周波数調整回路を用いた温度補償回路とからなり、ＡＴカット水晶振動子の３次曲線の温度特性を打ち消すことにより発振周波数を安定化させるようにしている。
【０００３】
この種の温度補償型水晶発振器は、これまではディスクリート部品で構成する直接補償方式のアナログ温度補償型水晶発振器が主であった。
しかしながら、最近は国際間の通話方式の共通化に向けてＣＤＭＡ（code division multiple access）方式を採用する気運が高まりつつあり、温度補償範囲の拡大が可能な間接補償方式の温度補償型水晶発振器が注目を集めている。
【０００４】
間接補償方式の温度補償型水晶発振器は、なんらかの回路を用いて温度補償信号を発生し、その信号で可変容量回路などを制御して、ＡＴカット水晶振動子の温度補償を行うものである。
その温度補償信号を発生する回路として、以前はディスクリート部品で構成する抵抗回路網などが採用されていたが、最近では半導体集積回路が使用されることが多くなってきている。
【０００５】
そして、その温度補償信号は電圧信号として発生することがほとんどである。
そのため、周波数調整回路には電圧制御型の可変容量回路が採用されることが多い。
また、携帯電話機に搭載する温度補償型水晶発振器の駆動電圧は、５Ｖから３Ｖに移行し、さらなる低電圧化が要求されている。
これに伴って、可変容量回路に印加される信号の電圧幅は次第に狭まってきている。
【０００６】
そこで、間接補償方式の温度補償型水晶発振器において温度補償範囲を拡大するためには、狭い電圧範囲で容量変化率が大きい可変容量回路が必要である。
また、温度補償と、外部信号によって発振周波数を制御する外部周波数制御との相互干渉を排除するために、温度補償信号と外部周波数制御信号とを合成し、この合成信号によって可変容量回路を制御するという方式も提案されている。
【０００７】
このような提案も、可変容量回路の容量変化率が大きく、少しの電圧変化によって水晶発振回路の発振周波数を大幅に変化させることができることが前提となっている。
このようなことから、間接補償方式の温度補償型水晶発振器においては、可変容量回路がとくに重要な構成要素となっている。
【０００８】
可変容量回路は、少なくとも１つの可変容量素子を使用して構成される。そこで、従来の可変容量回路の一例を図１６に示す。
この可変容量回路は、ＤＣカットコンデンサの役目を果たす固定容量４５と、可変容量素子４９とを直列に接続し、可変容量素子４９の他端子をグランドに接続し、固定容量４５の他端子４６を出力端子として水晶発振回路に接続する。
そして、固定容量４５と可変容量素子４９との接続点に入力抵抗４７を接続する。制御信号Ａは、この入力抵抗４７を介して印加される。
【０００９】
入力抵抗４７は交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし制御信号を発生する回路の出力インピーダンスが充分高ければ、入力抵抗４７を省略する場合もある。可変容量素子４９の他端子の接続先は、高電位側の電源（Ｖｃｃ）の場合もある。
【００１０】
可変容量素子４９は、可変容量ダイオードやＭＯＳ型コンデンサなどが代表的なものである。
可変容量ダイオードやＭＯＳ型コンデンサは、いずれも半導体の空乏層幅が電圧によって変化することを利用しており、容量変化率を大きくするために、その製造段階でいくつかの工夫をしている。
【００１１】
可変容量ダイオードはｐｎ接合ダイオードの一種であり、空乏層が伸びる側すなわち低濃度側の不純物濃度分布に傾斜を設けたり、その不純物濃度を薄くするなどの工夫がみられる。
また、ＭＯＳ型コンデンサの場合は、半導体基板の不純物濃度を薄くしたり、ゲート酸化膜の膜厚を薄くするなどの工夫がなされている。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、半導体の不純物濃度を薄くすることには限度があるため、これらの可変容量素子の容量の最小値はあまり小さくはできないうえに、不純物濃度によって最小容量値を小さくしようとすると、使用電圧範囲での最大容量値も小さくなってしまうという問題点がある。
【００１３】
さらに、ＭＯＳ型コンデンサの場合は、ゲート酸化膜の膜厚を薄くして物理的な最大容量値を大きくしても、使用電圧範囲での最大容量値はあまり大きくはならないという問題点がある。
つまり、従来のように可変容量素子の製造段階で工夫しても、使用電圧範囲での容量変化率をあまり大きくできないという課題がある。
【００１４】
そこでこの発明は、使用電圧範囲での周波数調整範囲が大きく、温度補償のための制御信号の発生回路を簡略化でき、制御信号の狭い電圧範囲でも温度補償範囲が広い温度補償型水晶発振器を、低コストで提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
この発明による温度補償型水晶発振器は、上記の目的を達成するため、ＡＴカット水晶振動子と発振周波数調整用の可変容量としてのＭＯＳ型コンデンサとを有する水晶発振回路と、そのＭＯＳ型コンデンサの一方の端子に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、上記ＭＯＳ型コンデンサの他方の端子に直接あるいは第２の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路とを備えたものである。
そして、上記第１の制御信号発生回路は、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための勾配補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなる。
また、上記前記第２の制御信号発生回路は、上記５つの信号発生回路のうち上記第１の制御信号発生回路に含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる。
【００１６】
上記温度補償型水晶発振器における上記水晶発振回路は、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、その増幅器に並列に接続する第２の固定容量とによって構成することもできる。
【００１７】
上記水晶発振回路はまた、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、その増幅器の入力端子および出力端子と任意の定電位源との間にそれぞれ接続される第２の固定容量および第３の固定容量とによって構成することもできる。
【００１８】
上記水晶発振回路はまた、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、上記ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサとの直列接続に並列に接続される第２の固定容量とによって構成することもできる。
【００１９】
上記水晶発振回路はまた、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、その増幅器とＡＴカット水晶振動子との接続点と任意の定電位源との間に接続される第２の固定容量と、上記ＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量とによって構成することもできる。
【００２０】
上記水晶発振回路はまた、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、その増幅器に並列に接続するＡＴカット水晶振動子とによって構成することもできる。
【００２１】
上記水晶発振回路はまた、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、上記ＭＯＳ型コンデンサに並列に接続されるＡＴカット水晶振動子とによって構成することもできる。
【００２２】
上記水晶発振回路はまた、ＡＴカット水晶振動子と増幅器との並列接続と、そのＡＴカット水晶振動子の一方の端子と任意の定電位源との間に接続される、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続とによって構成することもできる。
【００２３】
この発明による温度補償型水晶発振器はまた、ＡＴカット水晶振動子と増幅器との並列接続と、そのＡＴカット水晶振動子に並列に接続される、第１の固定容量と第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、その第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量とによって水晶発振回路を構成することができる。
【００２４】
あるいはまた、第１の固定容量とＡＴカット水晶振動子と第２の固定容量との直列接続と、その直列接続に並列に接続する増幅器と、上記ＡＴカット水晶振動子に並列に接続される、第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの直列接続と、その第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量ととによって水晶発振回路を構成してもよい。
【００２５】
これらの場合、上記第１の固定容量と第１のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第１の入力抵抗を介して温度補償用の第１の制御信号発生回路を接続し、上記第２の固定容量と第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と第１の制御信号発生回路との間に第２の入力抵抗を接続し、上記第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第３の入力抵抗を介して温度補償用の第２の制御信号発生回路を接続する。
上記各温度補償型水晶発振器における第１の制御信号発生回路および第２の制御信号発生回路の構成は、最初に記載したものと同じである。
【００２６】
あるいは、上記第１の固定容量と第１のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第１の入力抵抗を介して温度補償用の第１の制御信号発生回路を接続し、上記第２の固定容量と第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第２の入力抵抗を介して温度補償用の第２の制御信号発生回路を接続し、さらに、上記第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第３の入力抵抗を介して温度補償用の第３の制御信号発生回路を接続するようにしてもよい。
【００２７】
その温度補償型水晶発振器においては、上記第１の制御信号発生回路は、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、上前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための勾配補正信号発生回路、上記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路、あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなる。
そして、上記第２の制御信号発生回路は、上記５つの信号発生回路のうち、上記第１の制御信号発生回路に含まれない一つの信号発生回路、あるいは上記第１の制御信号発生回路に含まれない複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなる。
さらに、上記第３の制御信号発生回路は、上記５つの信号発生回路のうち、上記第１の制御信号発生回路および上記第２の制御信号発生回路のいずれにも含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる。
【００２８】
また、ＡＴカット水晶振動子と発振周波数調整用の可変容量としてのＭＯＳ型コンデンサとを有する水晶発振回路と、上記ＭＯＳ型コンデンサの一方の端子に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、上記ＭＯＳ型コンデンサの他方の端子に直接あるいは第２の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路とを備えた温度補償型水晶発振器において、
上記第１の制御信号発生回路を、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、該温度センサの出力を低温側にて２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路とからなり、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路とし、
上記第２の制御信号発生回路を、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、該温度センサの出力を高温側にて２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路とからなり、上記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路とすることができる。
上記各温度補償型水晶発振器において、上記ＭＯＳ型コンデンサが、シリコンオンインシュレータによる絶縁分離によって構成され、活性層の厚さが１００ｎｍ以上のものであるとよい。
【００２９】
【発明の実施の形態】
以下、この発明による温度補償型水晶発振器の種々な実施の形態を図面を参照して説明する。
【００３０】
〔第１の実施形態：図１〜図４〕
まず、この発明の第１の実施形態を図１乃至図４を参照して説明する。
この第１の実施形態の温度補償型水晶発振器は、図１にその構成を示すように、ＡＴカット水晶振動子１とＭＯＳ型コンデンサ３と第１の固定容量５とが直列に接続されており、この直列接続に、発振インバータ７と帰還抵抗９との並列接続から成る増幅器１１が並列に接続して、水晶発振回路１０を構成している。８はその出力端子である。
【００３１】
そして、この水晶発振回路１０のＡＴカット水晶振動子１とＭＯＳ型コンデンサ３との接続点に、温度補償用の第１の制御信号発生回路１３が第１の入力抵抗１７を介して接続し、ＭＯＳ型コンデンサ３と第１の固定容量５との接続点に、温度補償用の第２の制御信号発生回路１４が第２の入力抵抗１８を介して接続している。また、増幅器１１と並列に第２の固定容量２１が接続されている。
【００３２】
第１の入力抵抗１７および第２の入力抵抗１８は、直流信号を通し交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４の出力インピーダンスが充分に高ければ、これらの入力抵抗１７，１８を省略して、第１，第２の制御信号発生回路１３，１４が出力する温度補償用の制御信号を、それぞれＭＯＳ型コンデンサ３の両側の端子に直接印加してもよい。
【００３３】
第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４は、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値が電源電圧変動の影響を受けないようにするため、同一の電位を基準として制御信号を発生する。たとえばどちらもグランドを基準とするなどである。
【００３４】
ＡＴカット水晶振動子には、室温付近（一般には１５℃〜４５℃）での周波数に温度による変化がない、いわゆるフラット水晶と呼ばれる水晶振動子があり、これを使用する水晶発振回路は、温度が１５℃〜４５℃の間での周波数偏差が温度補償型水晶発振器としての許容偏差以内である。温度が１５℃以下の領域および４５℃以上の領域では、３次曲線の温度特性を示す。
【００３５】
この図１に示す第１の実施形態の有効性を理解するためには、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性を理解する必要がある。
そこでまず、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性について説明する。
図２は、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性の１つの例を示す。
【００３６】
この図２に示す電気特性は、ｎ形半導体基板とｎ形ゲート電極とを有するＭＯＳ型コンデンサの例であり、半導体基板（対向電極）を基準とするゲート電極の電圧と、容量値との関係を表すものである。この電気特性は、一般にＣ−Ｖカーブと呼ばれている。
【００３７】
図２には、ゲート電圧（Ｖ）と容量（Ｃ）の関係を示す２本のＣ−Ｖカーブを示しており、それぞれ高濃度のｎ形半導体基板でゲート絶縁膜が厚い場合のＣ−Ｖカーブ２３と、低濃度のｎ形半導体基板でゲート絶縁膜が薄い場合のＣ−Ｖカーブ２５とを表している。
【００３８】
この図から明らかなように、物理的な容量変化率を大きくするためには、Ｃ−Ｖカーブ２３のような厚膜高濃度の条件ではなく、Ｃ−Ｖカーブ２５のような薄膜低濃度の条件でＭＯＳ型コンデンサを形成する必要がある。
しかし、図２に示すように、薄膜低濃度のＣ−Ｖカーブ２５は厚膜高濃度のＣ−Ｖカーブ２３に比べて右方向（ゲート電圧のプラス側）に移動している。
【００３９】
このＣ−Ｖカーブの移動は、ＭＯＳトランジスタのスレショールド電圧の移動と同じ現象であり、ゲート絶縁膜を薄くしたり、半導体基板の不純物濃度を薄くしたりすれば、このような特性の移動は避けられない。
そして、従来のように半導体基板を電源やグランドに接続すると、昇圧回路などを使用しない限り、Ｃ−Ｖカーブのうちゲート電圧がプラス側かマイナス側かのどちらかしか使用できない。
【００４０】
したがって、たとえ物理的な容量変化率を大きくしても、薄膜低濃度のＣ−Ｖカーブ２５のような特性のＭＯＳ型コンデンサでは、実際の使用電圧範囲での容量変化率が小さくなってしまう。
物理的な容量変化率が大きいままで、Ｃ−Ｖカーブを左方向（ゲート電圧の負方向）に移動させるためには、ゲート電極材料を、ｎ形よりももっとｎ形の傾向が強い物質、すなわち仕事関数が小さい物質に変更する必要がある。
【００４１】
しかし、半導体集積回路の電気特性に悪影響を与えることなく、そのような条件を満たす適当な物質は、今のところ見つかっていない。
そこで、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性を改良するのではなく、その使用方法を工夫することによって、使用電圧範囲での容量変化率を大きくしなければならない。
【００４２】
この発明の各実施形態においては、このようなＭＯＳ型コンデンサの使用方法の工夫をしており、図１に示した第１の実施形態でもそのような工夫を行っている。
図１に示すようＭＯＳ型コンデンサ３は、ＡＴカット水晶振動子１および第１の固定容量５によって、増幅器１１などの直流レベルを有する回路から直流的に遮断されている。
したがって、第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４は、電源電圧範囲内で任意の電圧をそれぞれ出力することができる。
【００４３】
そこでたとえば、第２の制御信号発生回路１４が電源電圧の半分程度の電圧を出力し、第１の制御信号発生回路１３の出力がグランドレベルから電源電圧まで変化するならば、図２に示すＣ−Ｖカーブをゲート電圧がマイナスの領域からプラスの領域まで使用することに相当する。
したがって、薄膜低濃度のＣ−Ｖカーブ２５のような特性のＭＯＳ型コンデンサならば、容量変化が最も大きい範囲を使用できることになり、従来の構成に比べて、容量変化率は大幅に向上する。
【００４４】
ＭＯＳ型コンデンサ３の容量変化率が向上することによって、ＡＴカット水晶振動子１の周波数可変幅も拡大するから、図１に示す第１の実施形態により、温度補償範囲が広い温度補償型水晶発振器を実現することができる。
なお、第２の固定容量２１は、負荷容量の調整や周波数可変幅の確保のために設けている。
【００４５】
ところで、この発明による温度補償型水晶発振器では、可変容量としてのＭＯＳ型コンデンサの容量変化率の拡大だけではなく、温度補償用の第１の制御信号と第２の制御信号との信号合成をも実質的に実現している。
【００４６】
すなわち、図１におけるＭＯＳ型コンデンサ３の容量値は、第１の制御信号発生回路１３から出力される第１の制御信号Ｓ１と、第２の制御信号発生回路１４から出力される第２の制御信号Ｓ２との電位差により制御され、その容量値の変化により周波数が変化するから、この第１の実施形態の構成は一種の電位差検出回路となっている。
【００４７】
そして電位差は、一方の制御信号を反転して他方の制御信号と加算すること、例えば、Ｓ１＋（−Ｓ２）と等価であり、加算は信号合成の一種である。
したがって、図１に示す回路構成は、実質的に第１の制御信号Ｓ１と第２の制御信号Ｓ２との信号合成回路になっている。
このような、ＭＯＳ型コンデンサ３による信号合成効果があるために、この発明による温度補償型水晶発振器は、温度補償信号の発生回路を簡略化できる。
【００４８】
ここで、水晶発振回路１０に使用するＡＴカット水晶振動子１が、前述のように温度１５℃から４５℃の室温付近では温度による周波数の変化が殆どない、いわゆるフラット水晶と呼ばれる水晶振動子である場合の温度補償について説明する。
【００４９】
このようなＡＴカット水晶振動子１を用いた水晶発振回路１０では、１５℃より低温側および４５℃より高温側の温度特性を、室温付近の温度特性の延長線上に直線化補正するのみで温度補償を実現できる。
このとき、可変容量素子が１つだけの場合、全温度範囲にわたって温度補償を行うためには、低温側直線化補正信号と高温側直線化補正信号とを合成する必要がある。
【００５０】
しかし、図３の水晶発振回路１０におけるＭＯＳ型コンデンサ３は信号合成回路を兼ねるから、第１の制御信号発生回路１３を低温側直線化補正信号発生回路とし、第２の制御信号発生回路１４を高温側直線化補正信号発生回路とすることにより、低温から高温までの範囲をすべて直線化補正することができる。
したがって、制御信号の発生段階で信号合成回路を１つ省略することができ、温度補償信号発生回路を簡略化できる。
【００５１】
さて、低温側直線化補正信号発生回路あるいは高温側直線化補正信号発生回路としては、ＭＯＳトランジスタを使用して構成する例を、本出願人によって既に出願している（特願平９−１５６７９１号）。
それは、２つのＭＯＳトランジスタがそれぞれ発生する２乗曲線信号を利用して、ＡＴカット水晶振動子の温度特性の３次曲線の低温側と高温側とをそれぞれを近似し、直線化補正を行うものである。
【００５２】
このような直線化補正回路を、図１に示した第１の実施形態に適用する場合の具体的な回路例を図３に示す。
図３は、ＭＯＳトランジスタの２乗則領域の電流電圧特性を利用して２乗曲線信号を発生させ、その２乗曲線信号を直線化補正信号としてＭＯＳ型コンデンサを制御する例を示す回路図である。
【００５３】
図３において、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＭＰ１と抵抗Ｒ１との直列接続と、そのＭＯＳトランジスタＭＰ１に一定のゲート電圧を印加する直流電源ＥＢとによって温度センサ２７を構成している。その温度センサ２７の出力である温度検知信号が、低温側２乗変換回路２９と高温側２乗変換回路３１に入力する。
【００５４】
低温側２乗変換回路２９は、オペアンプによる正転増幅器３３と、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＭＰ２と抵抗Ｒ２との直列接続とからなる。
また、高温側２乗変換回路３１は、オペアンプによる反転増幅器３５と、ｎチャネルのＭＯＳトランジスタＭＰ３と抵抗Ｒ３との直列接続とからなる。
【００５５】
水晶発振回路１０の構成は図１に示したものと同じであり、ＡＴカット水晶振動子１とＭＯＳ型コンデンサ３と第１の固定容量５とが直列に接続され、この直列接続に増幅器１１および第２の固定容量２１が並列に接続されている。
ＭＯＳ型コンデンサ３は、ｎ形半導体基板とｎ形ゲート電極とを有し、低濃度薄膜構造のものとする。
【００５６】
ここで、温度センサ２７と低温側２乗変換回路２９とによって、図１における第１の制御信号発生回路１３に相当する低温側直線化補正信号発生回路を構成し、ＭＯＳトランジスタＭＰ２と抵抗Ｒ２との接続点から低温側直線化補正信号を第１の制御信号Ｓ１として出力し、入力抵抗１７を介してＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に印加する。
【００５７】
また、温度センサ２７と高温側２乗変換回路３１とによって、図１における第２の制御信号発生回路１４に相当する高温側直線化補正信号発生回路を構成し、ＭＯＳトランジスタＭＰ３と抵抗Ｒ３との接続点から高温側直線化補正信号を第２の制御信号Ｓ２として出力し、入力抵抗１８を介してＭＯＳ型コンデンサ３の対向電極に印加する。
【００５８】
温度センサ２７は、ＭＯＳトランジスタＭＰ１のゲート電圧が、スレショールド電圧プラス０．２Ｖ程度で一定のとき、そのドレインからの出力（電圧）は温度変化に対してほぼ直線的に変化する。
そして低温側２乗変換回路２９のＭＯＳトランジスタＭＰ２のゲートには、温度センサ２７の出力を正転増幅器３３によって増幅した電圧が印加される。具体的には、温度が下がるにつれて直線的に増加する電圧である。
【００５９】
正転増幅器３３の増幅率の調整などにより、このゲート電圧が、おおよそ温度１５℃のときにＭＯＳトランジスタＭＰ２のスレショールド電圧になるように設定すれば、１５℃以下の温度では、温度が下がるにつれてスレショールド電圧よりも高いゲート電圧がＭＯＳトランジスタＭＰ２に印加される。
【００６０】
ＭＯＳトランジスタＭＰ２のゲートにスレショールド電圧以上の電圧が印加されるとき、ソース・ドレイン間に流れる電流は、ゲート電圧とスレショールド電圧との差の２乗に比例する。
したがって、１５℃以下では温度が降下するにつれて、低温側２乗変換回路２９は、ＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレインから２乗曲線信号を出力する。
【００６１】
一方、高温側２乗変換回路３１のＭＯＳトランジスタのゲートには、温度センサ２７の出力を反転増幅器３５によって反転増幅した信号（電圧）が印加される。具体的には、温度が上がるにつれて直線的に増加する電圧である。
反転増幅器３５の増幅率の調整などにより、このゲート電圧が、おおよそ温度４５℃のときにＭＯＳトランジスタＭＰ３のスレショールド電圧になるように設定すれば、４５℃以上の温度では、温度が上がるにつれてスレショールド電圧よりも高いゲート電圧が、ＭＯＳトランジスタＭＰ２に印加される。
【００６２】
したがって、４５℃以上では温度が上昇するにつれて、高温側２乗変換回路３１は、ＭＯＳトランジスタＭＰ３のドレインから２乗曲線信号を出力する。
このようなＭＯＳトランジスタの２乗則領域での特性を利用した２乗曲線信号の一例を図４に示す。
【００６３】
図４に示すように、低温側２乗変換回路２９が発生する低温側２乗曲線信号３７は、１５℃から低温側に温度が下がるにつれて、１５℃との温度差の２乗に比例して電圧が下がり、１５℃以上の温度では一定である。
一方、高温側２乗変換回路３１が発生する高温側２乗曲線信号３９は、４５℃から高温側に温度が上がるにつれて、４５℃との温度差の２乗に比例して電圧が下がり、４５℃以下の温度では一定である。
【００６４】
そして、図３に示すように、低温側２乗変換回路２９の出力は入力抵抗１７を介してＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に入力し、高温側２乗変換回路３１の出力は入力抵抗１８を介してＭＯＳ型コンデンサ３の対向電極に入力している。
したがって、１５℃以下の低温側では、ＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極の電位が対向電極の電位よりも低くなり、４５℃以上の高温側では、ＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極の電位が対向電極の電位よりも高くなる。
【００６５】
このＭＯＳ型コンデンサ３は、ｎ形半導体基板とｎ形ゲート電極とを有する低濃度薄膜構造であるから、その特性は図２に示したＣ−Ｖカーブ２５のようになっている。
したがって、１５℃以下の低温側では、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値は減少し、４５℃以上の高温側では、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値は増加する。
【００６６】
ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値が減少すれば、水晶発振回路１０の発振周波数は上昇し、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値が増加すれば、水晶発振回路１０の発振周波数は低下する。
そして、低温側２乗変換回路２９および高温側２乗変換回路３１が発生する２乗曲線信号は、ＡＴカット水晶振動子の温度特性の曲線部分を精度良く近似するから、図３に示す構成により、ＡＴカット水晶振動子１としてフラット水晶を使用した水晶発振回路１０の温度補償を実現できる。
【００６７】
なお、図３に示す温度補償型水晶発振器においては、低温側２乗変換回路２９と高温側２乗変換回路３１とで１つの温度センサ２７を共用している。しかし、これは必須の構成ではなく、低温側温度センサと高温側温度センサとを別に設けてもよい。
【００６８】
ところで、ＡＴカット水晶振動子はフラット水晶ばかりではなく、一般的にはフラット水晶の温度特性に、全温度範囲にわたって一定の勾配が付加された温度特性を有している。
そのようなＡＴカット水晶振動子の場合でも、図１によって説明した第１の実施形態において、第１の制御信号発生回路１３あるいは第２の制御信号発生回路１４のいずれかに、勾配補正信号を付加することにより、温度補償を実現することができる。
【００６９】
その場合の温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路との３つの信号発生回路を備える構成とし、このうち任意の２つの信号発生回路とその信号を合成する回路を第１の制御信号発生回路１３とし、残りの１つの信号発生回路を第２の制御信号発生回路１４とすればよい。
ここで、第２の制御信号発生回路１４が任意の２つの信号発生回路とその信号を合成する回路であってもよい。
【００７０】
そして、任意の２つの信号が低温側直線化補正信号および高温側直線化補正信号の場合は、２つの抵抗を使用する内分回路で信号合成を行えばよい。
また、任意の２つの信号のうちのいずれか一方が勾配補正信号の場合は、勾配補正信号を反転ポイントとし、他の信号を入力とする反転増幅器で信号合成を行えばよい。
なお、勾配補正信号発生回路は、温度センサの出力を比例変換する回路とする。あるいは、ＡＴカット水晶振動子によっては低温側と高温側とで勾配が異なる場合があり、その場合の勾配補正信号発生回路は、折れ線信号発生回路とする。
【００７１】
さらに、ＡＴカット水晶振動子は、温度補償だけではなく、全体的な周波数のシフト調整（ｆゼロ調整という）も行わなければならないことが一般的である。
そのような場合でも、図１によって説明した第１の実施形態において、第１の制御信号発生回路１３あるいは第２の制御信号発生回路１４のいずれかに、ｆゼロ調整信号を付加することにより、周波数精度の良い温度補償型水晶発振器を実現することができる。
【００７２】
その場合の温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路の４つの信号発生回路を備える構成とする。
そして、第１の制御信号発生回路１３はこのうちの任意の２つの信号発生回路とその信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの２つの信号発生回路とその信号を合成する回路とすればよい。
【００７３】
あるいは、第１の制御信号発生回路１３は任意の３つの信号発生回路とその信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの信号発生回路としてもよい。
ここで、第２の制御信号発生回路１４が任意の３つの信号発生回路とその信号を合成する回路であってもよい。
【００７４】
任意の３つの信号が、低温側直線化補正信号と高温側直線化補正信号と勾配補正信号とである場合は、合成信号は温度補償信号ということである。
たとえ温度補償信号として合成するのであっても、温度補償信号をいきなり発生させるのではなしに、直線化補正信号と勾配補正信号とに分けて発生させることが、温度補償型水晶発振器の低コスト化のために重要である。
【００７５】
なお、ｆゼロ調整信号発生回路は、不揮発性メモリとＤ／Ａ変換回路とで容易に構成でき、特別な回路ではないので詳細な説明は省略する。
さらに、携帯電話の仕様によっては、外部周波数制御信号によって、基地局からの基準周波数に発振周波数を合わせる機能が必要である。
【００７６】
そのような場合は、図１に示す第１の実施形態において、第１の制御信号発生回路１３あるいは第２の制御信号発生回路１４のいずれかに、外部周波数制御信号を付加すればよい。
ただし、外部周波数制御信号の電圧幅は、電源電圧の半分以上を占めるから、これをそのまま使用する場合は、温度補償などに必要な制御信号の電圧幅が不足してしまう。
【００７７】
そこで、外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための、外部周波数制御比例信号発生回路が必要になる。
つまり、このような仕様の温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路と、外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路を備える構成とする。
【００７８】
そして、第１の制御信号発生回路１３はこのうちの任意の４つの信号発生回路とその信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの信号発生回路とすればよい。
あるいは、第１の制御信号発生回路１３は任意の３つの信号発生回路とその信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの２つの信号発生回路とその信号を合成する回路としてもよい。
【００７９】
もちろん、第２の制御信号発生回路１４が任意の４つの信号発生回路とその信号を合成する回路あるいは任意の３つの信号発生回路とその信号を合成する回路であってもよい。
合成する信号の組み合わせがどのようなものであっても、ＭＯＳ型コンデンサ３の両端子を２つの信号で制御することが、一種の信号合成回路であるから、結局はすべての信号が合成されることになる。
【００８０】
したがって、図１に示した第１の実施形態により、温度補償と外部周波数制御との相互干渉の排除が可能な温度補償型水晶発振器も実現できる。
以上の説明で明らかなように、本発明の第１の実施形態では、２つの制御信号で容量値を制御する１つのＭＯＳ型コンデンサを用いて、温度補償範囲が広い温度補償型水晶発振器を実現することができる。
【００８１】
〔第２乃至第７の実施形態：図５乃至図１１〕
ところで、ＭＯＳ型コンデンサの使い方は第１の実施形態に限定されるものではない。１つのＭＯＳ型コンデンサを用いて、温度補償範囲が広い温度補償型水晶発振器を実現するための、いくつかの他の実施形態を以下に示す。
その各実施形態の構成を示す図５乃至図１１において、図１と同じ部分には同一符号を付してあり、それらの説明は省略する。
【００８２】
図５は、この発明による温度補償型水晶発振器の第２の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
図１に示した第１の実施形態においては第２の固定容量２１が増幅器１１に並列に接続されていたのに対し、この第２の実施形態においては、増幅器１１の出力端子及び入力端子と任意の定電圧源（この例ではグランド）との間に、それぞれ第２の固定容量２１と第３の固定容量２２とが接続されている点が異なっている。
【００８３】
交流回路としては、第１の実施形態とは全く同等である。しかし、この第２の実施形態の場合には、電源投入時に増幅器１１の両端子が一瞬グランドレベルになるため、第１の実施形態の温度補償型水晶発振器よりも発振起動性が良好である。
【００８４】
図６は、この発明による温度補償型水晶発振器の第３の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この第３の実施形態の温度補償型水晶発振器は、図１に示した第１の実施形態に対して第２の固定容量２１の接続が一部異なるのみであり、その他の構成及び機能は第１の実施形態の温度補償型水晶発振器と同等である。
【００８５】
すなわち、この図６に示す第３の実施形態の温度補償型水晶発振器では、第２の固定容量２１が、ＡＴカット水晶振動子１とＭＯＳ型コンデンサ３との直列接続に並列に接続されている。
【００８６】
図７は、この発明の第４の実施の形態である温度補償型水晶発振器の構成を示すブロック回路図である。
この第４の実施形態は、図５に示した第２の実施形態の温度補償型水晶発振器に対して、第３の固定容量２２の接続が一部異なるのみである。
すなわち、この図７に示す第４の実施形態では、ＭＯＳ型コンデンサ３と第１の固定容量５との接続点と任意の定電圧源（この例ではグランド）との間に、第３の固定容量２２が接続されている。
【００８７】
図８は、この発明による温度補償型水晶発振器の第５の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この第５の実施形態の温度補償型水晶発振器は、第１の固定容量５とＭＯＳ型コンデンサ３と第２の固定容量２１との直列接続からなる可変容量回路全体が、ＡＴカット水晶振動子１に並列に接続されている。
このような構成は、ＡＴカット水晶振動子１の容量比を直接変化させる働きがあり、可変容量回路の容量変化がわずかであっても、発振周波数を大きく変化させることができる。
【００８８】
図９は、この発明による温度補償型水晶発振器の第６の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
第６の実施形態の温度補償型水晶発振器は、第５の実施形態と同様な第１の固定容量５とＭＯＳ型コンデンサ３と第２の固定容量２１との直列接続からなる可変容量回路を構成しているが、そのＭＯＳ型コンデンサ３とＡＴカット水晶振動子１とを並列に接続している。
このような構成では、ＭＯＳ型コンデンサ３の最大容量値を１０ｐＦ以下に小さく設定することができる。
【００８９】
図１０および図１１は、この発明による温度補償型水晶発振器の第７の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この第７の実施形態の温度補償型水晶発振器では、図１０および図１１に示すように、第１の固定容量５とＭＯＳ型コンデンサ３と第２の固定容量２１との直列接続からなる可変容量回路が、ＡＴカット水晶振動子１と増幅器１１との並列接続の一端と任意の定電圧源（この例ではグランド）との間に接続されている。
【００９０】
上記直列接続は、図１１に示すように増幅器１１の発振インバータ７の出力側に接続するようにしてもよいが、図１０に示すように発振インバータ７の入力側に接続する方が、周波数可変幅が大きくなる。
【００９１】
これらの各実施形態の温度補償型水晶発振器においても、第１の制御信号発生回路１３と第２の制御信号発生回路１４は、第１の実施形態において図３に示した温度センサ２７と低温側２乗変換回路２９および高温側２乗変換回路３１からなる、低温側直線化補正信号発生回路および高温側直線化補正信号発生回路とすることができる。
【００９２】
あるいはさらに、前述した勾配補正信号発生回路、ｆゼロ調整信号発生回路、
外部周波数制御比例信号発生回路等も設けて、第１の制御信号発生回路１３はこのうちの任意の４つあるいは３つの信号を合成する回路とし、第２の制御信号発生回路１４は残りの１つの信号発生回路あるいは残りの２つの信号を合成する回路などとしてもよい。もちろん、第２の制御信号発生回路１４が任意の４つの信号あるいは３つの信号を合成する回路であってもよい。
【００９３】
〔第８乃至第１１の実施形態：図１２乃至図１５〕
つぎに、２つのＭＯＳ型コンデンサを用いるこの発明の実施形態について説明する。
図１２は、この発明による温度補償型水晶発振器の第８の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【００９４】
この第８の実施形態の温度補償型水晶発振器は、図１２に示すように、ＡＴカット水晶振動子１と増幅器１１とを並列に接続し、そのＡＴカット水晶振動子１に並列に、第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４と第２の固定容量２１との直列接続を並列に接続して、水晶発振回路１０を構成している。さらに、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と任意の定電位源（この例ではグランド）との間に第３の固定容量２２を接続している。
【００９５】
増幅器１１は、前述の各実施形態と同様に発振インバータ７と帰還抵抗９との並列接続から成る。
そして、この水晶発振回路１０の第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３との接続点に、第１の入力抵抗１７を介して温度補償用の第１の制御信号発生回路１３の出力端子を接続し、第２の固定容量２１と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と第１の制御信号発生回路１３の出力端子との間に、第２の入力抵抗１８を接続する。
【００９６】
さらに、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点に、第３の入力抵抗１９を介して温度補償用の第２の制御信号発生回路１４の出力端子を接続する。
【００９７】
第１の入力抵抗１７，第２の入力抵抗１８，および第３の入力抵抗１９は、直流信号を通し交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４の出力インピーダンスが充分に高ければ、その各出力である制御信号を、これらの入力抵抗を介さずに直接ＭＯＳ型コンデンサ３，４に印加するようにしてもよい。
【００９８】
ただし、第１の入力抵抗１７と第２の入力抵抗１８とを、両方とも省略することはできない。
第１の制御信号発生回路１３および第２の制御信号発生回路１４は、第１のＭＯＳ型コンデンサ３および第２のＭＯＳ型コンデンサ４の容量値が電源電圧変動の影響を受けないようにするため、同一の電位を基準として制御信号を発生する。たとえば、いずれもグランドを基準とするなどである。
【００９９】
第１の実施形態の説明においても述べたように、一般的なＡＴカット水晶振動子を使用する温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路との４つの信号発生回路を備える構成とすることが、低コスト化のために重要である。
【０１００】
あるいは、外部周波数制御信号によって基地局からの基準周波数に発振周波数を合わせる機能が必要な仕様の場合は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路と、外部周波数制御比例信号発生回路との５つの信号発生回路を備える構成とする。
【０１０１】
これら４つあるいは５つの信号発生回路を、第１の制御信号発生回路１３あるいは第２の制御信号発生回路１４にどのように振り分けるかについては、重複しないこと以外はとくに制限はない。
重複しない限りは、どのように振り分けたとしても、最終的にはすべての信号が合成されるからである。
【０１０２】
この図１２に示した第８の実施形態では、ＡＴカット水晶振動子１の両端子の容量値を同時に変化させる構成であるため、容量のバランスを最適に保ちながら温度補償ができるという効果がある。
【０１０３】
図１３は、この発明による温度補償型水晶発振器の第９の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この温度補償型水晶発振器では、図１３に示すように、第１の固定容量５とＡＴカット水晶振動子１と第２の固定容量２１とを直列に接続し、その直列接続と増幅器１１とを並列に接続している。
【０１０４】
さらに、そのＡＴカット水晶振動子１と並列に、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との直列接続を接続し、その第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と任意の定電位源（この例ではグランド）との間に、第３の固定容量２２を接続して、水晶発振回路１０を構成している。
【０１０５】
そして、第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３との接続点に、直接あるいは第１の入力抵抗１７を介して温度補償用の第１の制御信号発生回路１３の出力端子を接続する。また、第２の固定容量２１と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と第１の制御信号発生回路１３の出力端子との間に、第２の入力抵抗１８を接続する。
【０１０６】
また、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点に、直接あるいは第３の入力抵抗１９を介して温度補償用の第２の制御信号発生回路１４の出力端子を接続する。
この第９の実施形態によっても、図１２に示した第８の実施形態と同様な作用効果が得られる。
【０１０７】
図１４は、この発明による温度補償型水晶発振器の第１０の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この、温度補償型水晶発振器は、ＡＴカット水晶振動子１に発振インバータ７と帰還抵抗９との並列接続から成る増幅器１１が並列に接続している。
【０１０８】
そして、第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４と第２の固定容量２１との直列接続が、ＡＴカット水晶振動子１に並列に接続し、その第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点と任意の定電圧源（この例ではグランド）との間に第３の固定容量２２を接続して、水晶発振回路１０を構成している。
【０１０９】
この水晶発振回路１０の第１の固定容量５と第１のＭＯＳ型コンデンサ３との接続点に、直接あるいは第１の入力抵抗１７を介して第１の制御信号発生回路１３の出力端子を接続する。
また、第２の固定容量２１と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点に、直接あるいは第２の入力抵抗１８を介して第２の制御信号発生回路１４の出力端子を接続する。
【０１１０】
さらに、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との接続点に、直接あるいは第３の入力抵抗１９を介して第３の制御信号発生回路１５の出力端子を接続する。
【０１１１】
第１，第２，第３の制御信号発生回路１３，１４，１５は、第１のＭＯＳ型コンデンサ３および第２のＭＯＳ型コンデンサ４の容量値が電源電圧変動の影響を受けないようにするため、同一の電位を基準として制御信号を発生する。たとえば、いずれもグランドを基準とするなどである。
そして、これらの各制御信号発生回路１３，１４，１５は、電源電圧範囲内の任意の電圧を出力できる。
【０１１２】
このため、第１のＭＯＳ型コンデンサ３および第２のＭＯＳ型コンデンサ４の物理的な容量変化幅のすべてを有効に利用することができる。
前述のように、第１のＭＯＳ型コンデンサ３は、第１の制御信号Ｓ１と第３の制御信号Ｓ３との実質的な信号合成回路になっている。
そして、第１の制御信号Ｓ１と第２の制御信号Ｓ２とは同格であるから、第２のＭＯＳ型コンデンサ４は、第２の制御信号Ｓ２と第３の制御信号Ｓ３との実質的な信号合成回路になっている。
【０１１３】
したがって、この図１４に示す第１０の実施形態における第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との組は、第１の制御信号Ｓ１と第２の制御信号Ｓ２と第３の制御信号Ｓ３との、３つの信号の合成回路になっている。
【０１１４】
第１の実施形態の説明でも述べたように、一般的なＡＴカット水晶振動子を使用する温度補償型水晶発振器は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路との４つの信号発生回路を備える構成とすることが、低コスト化のために重要である。
【０１１５】
あるいは、外部周波数制御信号によって基地局からの基準周波数に発振周波数を合わせる機能が必要な仕様の場合は、低温側直線化補正信号発生回路と、高温側直線化補正信号発生回路と、勾配補正信号発生回路と、ｆゼロ調整信号発生回路と、外部周波数制御比例信号発生回路との５つの信号発生回路を備える構成とする。
【０１１６】
これら４つあるいは５つの信号発生回路を、第１の制御信号発生回路１３、第２の制御信号発生回路１４、あるいは第３の制御信号発生回路１５にどのように振り分けるかについては、重複しないこと以外はとくに制限はない。
重複しない限りは、どのように振り分けたとしても、最終的にはすべての信号が合成されるからである。
【０１１７】
したがって、この図１４に示す第１０の実施形態は、図１２および図１３に示した第８，第９の実施形態よりも制御信号発生回路が１つ多いため、最終的に１つの信号に合成されるという結果は同じであっても、制御信号発生段階における信号合成回路を１つ少なくすることができるという効果がある。
【０１１８】
図１５は、この発明による温度補償型水晶発振器の第１１の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
この第１１の実施形態は、その水晶発振回路１０の構成を図１３に示した第９の実施形態における水晶発振器１０と同じ構成にして、それに図１４に示した第１０の実施形態と同様に、第１，第２，第３の制御信号発生回路１３，１４，１５の各出力端子を直接あるいは各入力抵抗１７，１８，１９を介して接続して、その各制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３をＭＯＳ型コンデンサ３，４に印加するようにしたものである。
【０１１９】
この第１１の実施形態によっても、前述の第１０の実施形態の温度補償型水晶発振器と同様な作用効果が得られる。
さて、上述のようにこの発明においては、いずれの実施形態においてもＭＯＳ型コンデンサの両端子に制御信号を印加する構成としている。
したがって、この発明に使用するＭＯＳ型コンデンサは、ゲート電極のみでなく、対向電極も周囲から電気的に分離する構造でなければならない。
【０１２０】
ＭＯＳ型コンデンサの対向電極を電気的に分離する公知の技術は、ｐｎ接合を用いる手段である。
しかしこの手段は、ｐｎ接合による浮遊容量の問題の他に、電圧印加後の周波数のドリフトという致命的な欠点があるため、この発明には採用できない。
【０１２１】
そこで、この発明において使用するＭＯＳ型コンデンサの対向電極は、周囲から絶縁分離する構造とする。
この絶縁分離の手段として最も容易なものは、制御信号発生回路などを形成する半導体基板と、ＭＯＳ型コンデンサを形成する半導体基板とを分離することである。
【０１２２】
このように半導体基板を分離することは、ＭＯＳ型コンデンサのゲート絶縁膜の種類や厚さを、制御信号発生回路などとは無関係に自由に設定できるため、物理的な容量変化率が大きいＭＯＳ型コンデンサを作りやすいという効果がある。
【０１２３】
また、シリコンオンインシュレータによる絶縁分離という手段を採用してもよい。ただし、この場合、活性層の厚さが薄すぎて空乏層が活性層の下面に達してしまうと、容量値が激変するため、活性層はある程度以上の厚さが必要である。
温度補償型水晶発振器の電源電圧は通常３Ｖ以下であるから、活性層の厚さは１００ｎｍ以上あればよい。
【０１２４】
以上、この発明の各種の実施形態にについて説明したが、この発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
【０１２５】
たとえば、上述の各実施形態においては、ｎ形半導体基板とｎ形ゲート電極とを有するＭＯＳ型コンデンサを例にして説明しているが、ｐ形半導体基板とｐ形ゲート電極とを有するＭＯＳ型コンデンサでもよいし、半導体基板とゲート電極とが反対導電形でもよい。
【０１２６】
さらに、図５，図７，図１０，図１１，図１２，図１３，図１４，および図１５に示した各実施形態においては、第２の固定容量２１又は第３の固定容量２２の接続先をグランドとしているが、接続先の直流レベルは任意である。したがって、たとえば高電位側の電源（Ｖｃｃ）でもよい。
【０１２７】
また、図１２から図１５に示した実施形態において、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ４との対向電極同士を接続しているが、別チップで構成するなどの手段により半導体基板を分離するならば、第２のＭＯＳ型コンデンサ４のゲート電極を第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対向電極に接続してもよい。
【０１２８】
【発明の効果】
以上説明してきたように、この発明による温度補償型水晶発振器においては、ＭＯＳ型コンデンサの両端子に制御信号を印加する構成とすることにより、温度補償範囲の拡大が可能で、温度補償と外部周波数制御との相互干渉の排除が可能な温度補償型水晶発振器を提供することができる。
したがって、特にＣＤＭＡ仕様が要求される携帯電話機搭載用の温度補償型水晶発振器に適用すれば、その効果は極めて大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明による温度補償型水晶発振器の第１の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図２】 この発明による温度補償型水晶発振器で使用するＭＯＳ型コンデンサのＣ−Ｖカーブの特性例を示す線図である。
【図３】 図１の実施形態において第１，第２の制御信号発生回路の具体例を示した回路図である。
【図４】 この発明による温度補償型水晶発振器で使用する２乗曲線信号の一例を示す線図である。
【図５】 この発明による温度補償型水晶発振器の第２の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図６】 この発明による温度補償型水晶発振器の第３の実施の形態の構成を示すブロック回路図である。
【図７】 この発明による温度補償型水晶発振器の第４の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図８】 この発明による温度補償型水晶発振器の第５の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図９】 この発明による温度補償型水晶発振器の第６の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１０】 この発明による温度補償型水晶発振器の第７の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１１】 同じくその変形例を示すブロック回路図である。
【図１２】 この発明による温度補償型水晶発振器の第８の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１３】 この発明による温度補償型水晶発振器の第９の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１４】 この発明による温度補償型水晶発振器の第１０の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１５】 この発明による温度補償型水晶発振器の第１１の実施形態の構成を示すブロック回路図である。
【図１６】 従来の温度補償型水晶発振器に使用されている可変容量回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１：ＡＴカット水晶振動子
３，４：ＭＯＳ型コンデンサ
５，２１，２２：固定容量 ７：発振インバータ
８：出力端子 ９：帰還抵抗 １１：増幅器
１３：第１の制御信号発生回路
１４：第２の制御信号発生回路
１５：第３の制御信号発生回路
１７：第１の入力抵抗 １８：第２の入力抵抗
１９：第３の入力抵抗
２７：温度センサ ２９：低温側２乗変換回路
３１：高温側２乗変換回路
３３：正転増幅器 ３５：反転増幅器
Claims (14)
- ＡＴカット水晶振動子と発振周波数調整用の可変容量としてのＭＯＳ型コンデンサとを有する水晶発振回路と、
前記ＭＯＳ型コンデンサの一方の端子に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、
前記ＭＯＳ型コンデンサの他方の端子に直接あるいは第２の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路と、
を備えた温度補償型水晶発振器であり、
前記第１の制御信号発生回路は、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための勾配補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなり、
前記前記第２の制御信号発生回路は、前記５つの信号発生回路のうち前記第１の制御信号発生回路に含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる、
ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記水晶発振回路が、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、該直列接続に並列に接続する増幅器と、該増幅器に並列に接続する第２の固定容量とからなることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記水晶発振回路が、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、該直列接続に並列に接続する増幅器と、該増幅器の入力端子および出力端子と任意の定電位源との間にそれぞれ接続される第２の固定容量および第３の固定容量とからなることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記水晶発振回路が、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、該直列接続に並列に接続する増幅器と、前記ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサとの直列接続に並列に接続される第２の固定容量とからなることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記水晶発振回路が、ＡＴカット水晶振動子とＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との直列接続と、該直列接続に並列に接続する増幅器と、該増幅器と前記ＡＴカット水晶振動子との接続点と任意の定電位源との間に接続される第２の固定容量と、前記ＭＯＳ型コンデンサと第１の固定容量との接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量とからなることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記水晶発振回路が、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、該直列接続に並列に接続する増幅器と、該増幅器に並列に接続するＡＴカット水晶振動子とからなることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記水晶発振回路が、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、該直列接続に並列に接続する増幅器と、前記ＭＯＳ型コンデンサに並列に接続されるＡＴカット水晶振動子とからなることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 請求項１記載の温度補償型水晶発振器において、
前記水晶発振回路が、ＡＴカット水晶振動子と増幅器との並列接続と、前記ＡＴカット水晶振動子の一方の端子と任意の定電位源との間に接続される、第１の固定容量とＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続とからなることを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - ＡＴカット水晶振動子と増幅器との並列接続と、
前記ＡＴカット水晶振動子に並列に接続される、第１の固定容量と第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、
前記第１のＭＯＳ型コンデンサと前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量と、
前記第１の固定容量と前記第１のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、
前記第２の固定容量と前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と前記第１の制御信号発生回路との間に接続される第２の入力抵抗と、
前記第１のＭＯＳ型コンデンサと前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第３の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路と、
からなる温度補償型水晶発振器であり、
前記第１の制御信号発生回路は、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための勾配補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路、あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなり、
前記前記第２の制御信号発生回路は、前記５つの信号発生回路のうち前記第１の制御信号発生回路に含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる、
ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 第１の固定容量とＡＴカット水晶振動子と第２の固定容量との直列接続と、
該直列接続に並列に接続する増幅器と、
前記ＡＴカット水晶振動子に並列に接続される、第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの直列接続と、
その第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量と、
前記第１の固定容量と前記第１のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、
前記第２の固定容量と前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と前記第１の制御信号発生回路との間に接続される第２の入力抵抗と、
前記第１のＭＯＳ型コンデンサと前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第３の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路と、
からなる温度補償型水晶発振器であり、
前記第１の制御信号発生回路は、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための勾配補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路、あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなり、
前記前記第２の制御信号発生回路は、前記５つの信号発生回路のうち前記第１の制御信号発生回路に含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる、
ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - ＡＴカット水晶振動子と増幅器との並列接続と、
前記ＡＴカット水晶振動子に並列に接続される、第１の固定容量と第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサと第２の固定容量との直列接続と、
前記第１のＭＯＳ型コンデンサと前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量と、
前記第１の固定容量と前記第１のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、
前記第２の固定容量と前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第２の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路と、
前記第１のＭＯＳ型コンデンサと前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第３の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第３の制御信号発生回路と、
からなり、
前記第１の制御信号発生回路は、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための勾配補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路、あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなり、
前記第２の制御信号発生回路は、前記５つの信号発生回路のうち、前記第１の制御信号発生回路に含まれない一つの信号発生回路、あるいは前記第１の制御信号発生回路に含まれない複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなり、
前記第３の制御信号発生回路は、前記５つの信号発生回路のうち、前記第１の制御信号発生回路および前記第２の制御信号発生回路のいずれにも含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる、
ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 第１の固定容量とＡＴカット水晶振動子と第２の固定容量との直列接続と、
この直列接続に並列に接続する増幅器と、
前記ＡＴカット水晶振動子に並列に接続される、第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの直列接続と、
その第１のＭＯＳ型コンデンサと第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点と任意の定電位源との間に接続される第３の固定容量と、
前記第１の固定容量と前記第１のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、
前記第２の固定容量と前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第２の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路と、
前記第１のＭＯＳ型コンデンサと前記第２のＭＯＳ型コンデンサとの接続点に直接あるいは第３の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第３の制御信号発生回路と、
からなり、
前記第１の制御信号発生回路は、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線の勾配を補正するための 勾配補正信号発生回路、前記ＡＴカット水晶振動子の周波数のシフと調整をするためのｆゼロ調整信号発生回路、および外部周波数制御信号を比例変換して電圧幅を圧縮するための外部周波数制御比例信号発生回路の５つの信号発生回路のうちの、一つの信号発生回路、あるいは複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなり、
前記第２の制御信号発生回路は、前記５つの信号発生回路のうち、前記第１の制御信号発生回路に含まれない一つの信号発生回路、あるいは前記第１の制御信号発生回路に含まれない複数の信号発生回路とその各信号を合成する回路とからなり、
前記第３の制御信号発生回路は、前記５つの信号発生回路のうち、前記第１の制御信号発生回路および前記第２の制御信号発生回路のいずれにも含まれないすべての信号発生回路と、該信号発生回路が複数の場合はその各信号を合成する回路とからなる、
ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - ＡＴカット水晶振動子と発振周波数調整用の可変容量としてのＭＯＳ型コンデンサとを有する水晶発振回路と、
前記ＭＯＳ型コンデンサの一方の端子に直接あるいは第１の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第１の制御信号発生回路と、
前記ＭＯＳ型コンデンサの他方の端子に直接あるいは第２の入力抵抗を介して接続する温度補償用の第２の制御信号発生回路と、
を備えた温度補償型水晶発振器において、
前記第１の制御信号発生回路は、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、該温度センサの出力を低温側にて２乗曲線信号に変換する低温側２乗変換回路とからなり、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を低温側にて直線化補正するための信号を発生する低温側直線化補正信号発生回路であり、
前記第２の制御信号発生回路は、出力の温度特性がほぼ直線である温度センサと、該温度センサの出力を高温側にて２乗曲線信号に変換する高温側２乗変換回路とからなるり、前記ＡＴカット水晶振動子の温度特性曲線を高温側にて直線化補正するための信号を発生する高温側直線化補正信号発生回路である、
ことを特徴とする温度補償型水晶発振器。 - 前記ＭＯＳ型コンデンサは、シリコンオンインシュレータによる絶縁分離によって構成され、活性層の厚さが１００ｎｍ以上であることを特徴とする請求項１から１３のいずれか一項に記載の温度補償型水晶発振器。
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