JP6123983B2 - 発振回路、半導体集積回路装置、振動デバイス、電子機器、および移動体 - Google Patents

Description

本発明は、発振回路、半導体集積回路装置、振動デバイス、電子機器、および移動体等に関する。

発振回路の周波数を可変にするために、発振回路内に配置した可変容量素子に電圧を印加して、容量を変化させる方法が知られている。電圧で周波数を制御する発振器は一般にＶＣＸＯ（Voltage Controlled X'tal Oscillator、電圧制御水晶発振器）と呼ばれている。この原理を使って温度に対して周波数偏差を抑えた発振器にＴＣＸＯ（Temperature Compensated X'tal Oscillator）がある。

ディスクリートタイプの発振器では、容量変化の大きい可変容量素子を選定して回路を構成できるが、発振回路を集積回路化する際には使用できる可変容量素子の特性は限られる。つまり、集積回路化すると、ディスクリートタイプの可変容量素子に比べて容量変化が小さな可変容量素子になるのが一般的である。大きな容量変化を得るためには専用のプロセスが必要であるためである。

近年、水晶発振器も小型化が求められ、発振回路の集積回路化が進んでいる。しかし、集積回路を用いる場合、使用できる可変容量素子の可変量が限られるため、必要な周波数可変幅や直線性（リニアリティ）が得られないという問題があった。換言すると、可変容量素子の感度特性を適切にとることができないという問題があった。

特許文献１の発明は、２つの可変容量素子に印加する１つの制御電圧を、２つのレベルシフト回路によって途中で分けて、電位差を与えた上で可変容量素子に印加する。このとき、制御電圧の中心電圧よりも低い領域で一方の可変容量素子のＣ−Ｖ特性が直線となるように、かつ、制御電圧の中心電圧よりも高い領域で他方の可変容量素子のＣ−Ｖ特性が直線となるようにする。そのため、直線性を確保しながら従来よりも広い範囲で制御電圧を変動させることができ、必要な周波数可変幅を得ることができる。

特開２００７−１９５６５号広報

しかし、特許文献１の発明は、制御電圧毎に複数のレベルシフト回路を必要とする。例えば、ＴＣＸＯでは周波数を制御するために複数種類の制御電圧が使用される。このとき、その種類の数を乗じた数だけレベルシフト回路が必要になる。従って、ＴＣＸＯに特許文献１で開示された手法を適用した場合、回路規模および消費電力が大きくなる可能性がある。

本発明は、以上の事を鑑みてなされたものであり、本発明のいくつかの態様によれば、回路規模および消費電力の増加を抑えつつ可変容量素子の可変幅を広げながら、適切な可変容量素子の感度特性を得られる発振回路、半導体集積回路装置、振動デバイス、電子機器、および移動体等を提供することができる。

本発明は前述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の態様又は適用例として実現することが可能である。

［適用例１］
本適用例は、増幅回路、発振素子と接続されて、前記発振素子を発振させて発振信号を出力する発振回路であって、
接続される前記発振素子に対して前記発振信号を出力する側を出力側、反対側を入力側として、
第１の制御電圧と、第１の基準電圧との電位差に基づいて容量を変更できる第１の可変容量素子を含んでおり、前記入力側に接続される第１の可変容量部と、
前記第１の制御電圧と、前記第１の基準電圧とは異なる第２の基準電圧との電位差に基づいて容量を変更できる第２の可変容量素子を含んでおり、前記出力側に接続される第２の可変容量部と、を含み、
前記第１の可変容量素子を除いた前記第１の可変容量部における合成容量を第１の合成容量、前記第２の可変容量素子を除いた前記第２の可変容量部における合成容量を第２の合成容量として、
前記第１の合成容量よりも前記第２の合成容量が大きい場合、基準電位差に基づく容量で比較して、前記第１の可変容量素子よりも大きい容量の前記第２の可変容量素子が用いられ、
前記第２の合成容量以上に前記第１の合成容量が大きい場合、前記基準電位差に基づく容量で比較して、前記第２の可変容量素子以上に大きい容量の前記第１の可変容量素子が用いられる。

本適用例に係る発振回路は、増幅回路、発振素子と電気的に接続されて、発振素子を発振させて発振信号を出力する。このとき、増幅回路としては、バイポーラトランジスター、電界効果トランジスター（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）、金属酸化膜型電界効果トランジスター（ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等を用いることができる。発振素子としては、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子、ＡＴカット水晶振動子、ＳＣカット水晶振動子、音叉型水晶振動子、その他の圧電振動子やＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子などを用いることができる。

本適用例に係る発振回路は、容量を変更できる第１の可変容量部と、第２の可変容量部とを含む。第１の可変容量部は、第１の制御電圧と第１の基準電圧との電位差に基づいて容量を変更できる第１の可変容量素子を少なくとも含む。そして、第２の可変容量部は、第１の制御電圧と第２の基準電圧との電位差に基づいて容量を変更できる第２の可変容量素子を少なくとも含む。

第１の可変容量部、第２の可変容量部は、それぞれ発振素子の入力側、出力側に接続される。つまり、第１の可変容量部、第２の可変容量部は、発振ループに接続されており、容量が変化することで発振信号の周波数が変化する。なお、入力側、出力側というのは、発振素子の２つの端子（発振回路との接続部）がそれぞれ異なる側に属するように区分して、発振信号が出力される側を出力側、その反対側を入力側としたものである。

このとき、第１の可変容量素子と第２の可変容量素子について、第１の制御電圧は共通であるが、第１の基準電圧と第２の基準電圧は異なる。つまり、本適用例に係る発振回路が使用される場面においては、第１の可変容量素子、第２の可変容量素子にそれぞれ異なる電位差が与えられる。このため、第１の可変容量素子、第２の可変容量素子の合成後の可変幅を広げることができる。このとき、レベルシフト回路は不要であるため回路規模お
よび消費電力の増加を抑えることができる。

そして、本適用例に係る発振回路には、広い可変幅だけでなく直線性（リニアリティ）が求められる。つまり、第１の制御電圧の可変範囲において、できるだけ一定の感度特性を示すことが求められる。そのために、第１の可変容量素子と第２の可変容量素子を、基準電位差での容量に基づいて、適切に選択する必要がある。

ここで、基準電位差とは、可変容量素子の所定の端子（例えばバックゲート端子、バラクターの極性が反転の場合はゲート端子）を所定の電圧（例えば接地電位）とした上で与えられる所定の電位差（例えば０Ｖ）を意味する。すなわち、変動する第１の可変容量素子と第２の可変容量素子の容量を、同じ条件の下で比較するために与えられる電位差である。

本適用例に係る発振回路では、第１の合成容量よりも第２の合成容量が大きい場合、基準電位差に基づく容量で比較して、第１の可変容量素子よりも大きい容量の第２の可変容量素子が用いられる。逆に、第２の合成容量以上に第１の合成容量が大きい場合、基準電位差に基づく容量で比較して、第２の可変容量素子以上に大きい容量の第１の可変容量素子が用いられる。

ここで、第１の合成容量は、第１の可変容量素子を除いた第１の可変容量部における合成容量である。そして、第２の合成容量は、第２の可変容量素子を除いた第２の可変容量部における合成容量である。つまり、第１の可変容量素子、第２の可変容量素子の基準電位差での容量の大小を、第１の合成容量、第２の合成容量の大小に合わせる。これにより、第１の制御電圧の変化に対する第１の可変容量部の変化量と、第２の可変容量部の変化量を合わせることができるため、可変範囲全体としての直線性（リニアリティ）が良くなり、適切な感度特性を得られる。このように、本適用例に係る発振回路は、回路規模および消費電力の増加を抑えつつ可変容量素子の可変幅を広げながら、適切な可変容量素子の感度特性を得られる。

なお、本適用例に係る発振回路の可変容量素子は、例えばＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）型可変容量素子である。ＭＯＳ型可変容量素子は、金属酸化膜半導体の構造を持った可変容量素子（以下、バラクターとする）である。

［適用例２］
上記適用例に係る発振回路は、前記第１の合成容量よりも前記第２の合成容量が大きい場合、前記基準電位差に基づく容量で比較して、前記第１の可変容量素子の１．５倍以下の容量の前記第２の可変容量素子が用いられ、
前記第２の合成容量以上に前記第１の合成容量が大きい場合、前記基準電位差に基づく容量で比較して、前記第２の可変容量素子の１．５倍以下の容量の前記第１の可変容量素子が用いられてもよい。

本適用例に係る発振回路によれば、第１の可変容量素子と第２の可変容量素子の一方の容量の下限および上限を、他方の容量を用いて定めることができる。そのため、より容易かつ適切に第１の可変容量素子と第２の可変容量素子を選択できる。なお、ここでの容量は基準電位差に基づく容量を意味する。

前記のように、第１の可変容量素子、第２の可変容量素子の基準電位差での容量の大小を、第１の合成容量、第２の合成容量の大小に合わせる。このとき、第１の制御電圧に対する第１の可変容量部の変化量と、第２の可変容量部の変化量を合わせることができるため、直線性（リニアリティ）が良くなり、適切な感度特性を得られる。

ここで、発振回路において、第１の合成容量と第２の合成容量が大きく異なることはない。一般的に、一方は他方の１．５倍以下であると言える。このことを考慮すると、第１の可変容量素子、第２の可変容量素子の基準電位差での容量の選択においても、他方の１．５倍以下としてもよい。そして、このような上限を設けることで、効率的な設計が可能となり、より短時間で適切な感度特性を得られることが期待できる。

［適用例３］
上記適用例に係る発振回路において、前記第１の可変容量部および前記第２の可変容量部の少なくとも一方は、
前記第１の制御電圧とは異なる制御電圧によって容量を変更できる可変容量素子を含んでいてもよい。

本適用例に係る発振回路によれば、第１の可変容量部および第２の可変容量部の少なくとも一方は、第１の可変容量素子、第２の可変容量素子から独立した可変容量素子を含む。つまり、第１の制御電圧とは異なる制御電圧によって容量を変更できる可変容量素子が、第１の可変容量部および第２の可変容量部の少なくとも一方に含まれている。

第１の可変容量素子、第２の可変容量素子が例えば温度補償用の第１の制御電圧を用いる場合に、第１の可変容量部および第２の可変容量部の少なくとも一方が、例えば外部制御用の別の制御電圧を用いる可変容量素子を含んでいてもよい。

このように、発振回路が複数種類の可変容量素子を含む構成の場合、特に直線性（リニアリティ）が悪くなる傾向があった。また、従来は第１の可変容量素子、第２の可変容量素子の容量を揃えようとする傾向があったため、可変容量素子の感度特性を適切にとることができない問題が生じていた。本適用例に係る発振回路によれば、第１の可変容量素子、第２の可変容量素子の基準電位差での容量の大小を、第１の合成容量、第２の合成容量の大小に合わせることで、直線性（リニアリティ）が良くなり、適切な感度特性を得られる。

［適用例４］
本適用例に係る半導体集積回路装置は、前記適用例に係る発振回路を含む。

［適用例５］
上記適用例に係る半導体集積回路装置において、前記増幅回路を含んでいてもよい。

これらの適用例に係る半導体集積回路装置によれば、前記の発振回路を含んでＩＣ化されており、回路規模および消費電力の増加を抑えつつ可変容量素子の可変幅を広げながら、適切な可変容量素子の感度特性を得られる。そして、前記の発振回路が１チップ化された電子部品となっているため、例えば基板上で他の電子部品と組み合わせて用いることができ、設計の自由度が高くなり、使用者にとって使い勝手がよい。

この半導体集積回路装置は、さらに増幅回路を含んでＩＣ化されていてもよい。このとき、例えば発振素子と接続するだけで振動デバイスを構成でき、使用者にとってさらに使い勝手がよい。

［適用例６］
本適用例に係る振動デバイスは、前記適用例に係る発振回路と、
前記増幅回路と、
前記発振素子を含む。

本適用例に係る振動デバイスによれば、前記の発振回路を含んでおり、回路規模および消費電力の増加を抑えつつ可変容量素子の可変幅を広げながら、適切な可変容量素子の感度特性を得られる。そして、増幅回路、発振素子も含んでいるため、振動デバイスとして直ちに使用することができ、使用者にとって使い勝手がよい。

振動デバイスとは、例えば前記の発振回路からの発振信号を出力する発振器であってもよい。また、振動デバイスは、与えられる物理量（例えば加速度、角速度等）によって変動する発振信号の周波数等を検出する回路も備えており、与えられる物理量に応じて変化する検出信号を出力するセンサー（例えば加速度センサー、角速度センサー等）であってもよい。

［適用例７］
本適用例に係る電子機器は、前記適用例に係る発振回路を含む。

［適用例８］
上記適用例に係る移動体は、前記適用例に係る発振回路を含む。

これらの適用例に係る電子機器、移動体によれば、前記の発振回路を含んでおり、回路規模および消費電力の増加を抑えつつ可変容量素子の可変幅を広げながら、適切な可変容量素子の感度特性を得られる。そのため、必要な周波数可変幅を得ることができ、使用者にとって使い勝手の良い電子機器、移動体を実現できる。

本実施形態の発振回路を含む振動デバイスのブロック図。 本実施形態の発振回路を含む振動デバイスの回路構成例を示す図。 ＭＯＳ型可変容量素子の制御電圧に対する容量変化を示す図。 制御電圧に対する複数のＭＯＳ型可変容量素子の合成容量変化を示す図（バイアス電圧の印加がない場合）。 制御電圧に対する複数のＭＯＳ型可変容量素子の合成容量変化を示す図（バイアス電圧を印加して調整した場合）。 比較例の発振回路の構成例を示す図。 図７（Ａ）〜図７（Ｂ）は、制御電圧と周波数偏差、感度との関係を説明するための図。 温度補償に必要な制御電圧範囲について説明するための図。 図９（Ａ）〜図９（Ｂ）は、バラクターの感度設計による制御電圧範囲の変動について説明するための図。 感度と位相雑音の関係を説明するための図。 本実施形態の発振回路のバラクターのサイズを選定するのに用いる、基本サイズ（１倍）のバラクターの特性を示す図。 本実施形態の発振回路における基本サイズのバラクターの配置について説明する図。 図１３（Ａ）〜図１３（Ｂ）は、入力側と出力側の可変容量素子のサイズを同じにした場合のシミュレーション結果を説明する図。 図１４（Ａ）〜図１４（Ｂ）は、入力側よりも出力側の可変容量素子のサイズを大きくした場合のシミュレーション結果を説明する図。 図１５（Ａ）〜図１５（Ｂ）は、出力側よりも入力側の可変容量素子のサイズを大きくした場合のシミュレーション結果を説明する図。 図１６（Ａ）〜図１６（Ｂ）は、振動デバイスの構成例を示す図。 電子機器の機能ブロック図。 電子機器の外観の一例を示す図。 移動体の一例を示す図。

以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１．発振回路
１．１．全体ブロック図
図１は、本実施形態の発振回路１３の構成例を示す図である。発振回路１３は、ＴＣＸＯ（Temperature Compensated X'tal Oscillator、温度補償水晶発振器）の一部を構成する。なお、発振回路１３は、以下に説明する要素の一部を省略又は変更してもよいし、他の要素を追加した構成であってもよい。

発振回路１３は、発振素子２２６、増幅回路２２４と接続されて振動デバイス２００を形成する。すなわち、振動デバイス２００から発振素子２２６、増幅回路２２４を除いた部分が発振回路１３に該当する。そこで、以下では特に断ることなく、振動デバイス２００についての説明をもって、発振回路１３の説明とすることがある。

発振回路１３は、容量を変更できる第１の可変容量部２０１と、第２の可変容量部２０２とを含む。第１の可変容量部２０１は、制御電圧Ｖ_Cの１つである第１の制御電圧Ｖ_C1（図２参照）と第１の基準電圧Ｖ_r1との電位差に基づいて容量を変更できるバラクター２１Ａ（図２参照、本発明の第１の可変容量素子に対応）を少なくとも含む。そして、第２の可変容量部２０２は、第１の制御電圧Ｖ_C1（図２参照）と第２の基準電圧Ｖ_r2との電位差に基づいて容量を変更できるバラクター２２Ａ（図２参照、本発明の第２の可変容量素子に対応）を少なくとも含む。従って、発振回路１３は、第１の制御電圧Ｖ_C1によって、第１の可変容量部２０１、第２の可変容量部２０２の容量を変化させることができる。

発振回路１３は、図１のように振動デバイス２００を形成して発振信号１２４を出力する。図１に示すように、発振素子２２６と発振回路１３との２つの接続部がそれぞれ異なる側に属するように区分して、発振信号１２４が出力される側を出力側、その反対側を入力側とよぶ。すると、第１の可変容量部２０１、第２の可変容量部２０２は、それぞれ発振素子２２６の入力側、出力側に接続されている。つまり、第１の可変容量部２０１、第２の可変容量部２０２は発振ループに接続されており、第１の制御電圧Ｖ_C1によってこれらの合成容量が変化することで、発振信号１２４の周波数が変化する。

第１の可変容量部２０１、第２の可変容量部２０２は、それぞれバラクター２１Ａ、バラクター２２Ａのみを含んでいてもよいが、後述するように固定容量のコンデンサーや第１の制御電圧Ｖ_C1とは異なる制御電圧によって容量を変更できる可変容量素子を含んでいる。よって、発振回路１３の制御電圧Ｖ_Cは、第１の制御電圧Ｖ_C1だけでなく、複数の制御電圧から成る。

発振素子２２６としては、例えば、ＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）共振子、ＡＴカット水晶振動子、ＳＣカット水晶振動子、音叉型水晶振動子、その他の圧電振動子やＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）振動子などを用いることができる。本実施形態の発振回路１３はＡＴカットの水晶振動子２６（図２参照）と接続されている。

発振素子２２６の基板材料としては、水晶、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム等の圧電単結晶や、ジルコン酸チタン酸鉛等の圧電セラミックス等の圧電材料、又はシリコ
ン半導体材料等を用いることができる。発振素子２２６の励振手段としては、圧電効果によるものを用いてもよいし、クーロン力による静電駆動を用いてもよい。

増幅回路２２４としては、バイポーラトランジスター、電界効果トランジスター（ＦＥＴ：Field Effect Transistor）、金属酸化膜型電界効果トランジスター（ＭＯＳＦＥＴ：Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等を用いることができる。本実施形態の発振回路１３は、ＭＯＳＦＥＴで構成され、帰還抵抗２８を備えたインバーター２４（図２参照）と接続されている。

ここで、発振回路１３は電子部品を用いて基板上に構成されてもよいが、ＩＣ（Integrated Circuit）化されて、半導体集積回路装置として提供されてもよい。発振回路１３が１チップ化された電子部品となっているため使用者にとって使い勝手がよい。ここで、増幅回路２２４を含んだ形態、すなわち図１の発振回路１２がＩＣ化されてもよい。このとき、発振素子２２６と接続するだけで振動デバイス２００（例えば、発振器）を構成でき、使用者にとってさらに使い勝手がよい。

なお、図１の第１の基準電圧Ｖ_r1、第２の基準電圧Ｖ_r2、制御電圧Ｖ_Cの全て又は一部は、発振回路１３の内部で生成されてもよいし、発振回路１３の外部から供給されてもよい。例えば、発振回路１３が電圧生成部（不図示）を含み、発振回路１３の外部からアクセス可能なレジスター（不図示）の設定値に従って、電圧生成部がこれらの電圧の全て又は一部を生成してもよい。このとき、電圧生成部も含めてＩＣ化されてもよい。

１．２．回路構成
図２は、本実施形態の発振回路１３を含む振動デバイス２００の回路構成例を示す図である。図１のように、発振回路１３は発振素子２２６、増幅回路２２４と接続されて振動デバイス２００を構成するが、この例では発振素子２２６は水晶振動子２６である。また、増幅回路２２４は帰還抵抗２８を備えたインバーター２４である。インバーター２４は、入力された信号を増幅する性質を有し、図２に示すように、水晶振動子２６を含んで、インバーター２４の出力から入力に至る発振ループを形成する。

ここで、水晶振動子２６を発振させるためには、デジタル信号を出力するインバーター２４を単に接続するだけでは足りず、自己バイアスによって動作点を調整する帰還抵抗２８が必要になる。すなわち、帰還抵抗２８を備えることでインバーター２４はアナログ反転増幅器として機能する。

以下、発振回路１３を構成する要素について説明する。発振回路１３のうち、第１の可変容量部２０１、第２の可変容量部２０２は、それぞれバラクター２１Ａ、バラクター２２Ａを含む。第１の可変容量部２０１は、さらにバラクター２１Ｂと固定容量のコンデンサー２７を含む。また、第２の可変容量部２０２は、さらにバラクター２２Ｂと固定容量のコンデンサー２９を含む。

バラクター２１Ａ、バラクター２２Ａ、バラクター２１Ｂ、バラクター２２Ｂの容量が制御電圧Ｖ_C1、Ｖ_C2によって変化するため、発振回路１３の合成容量も変動し、発振信号１２４の周波数が変化することになる。バラクター２１Ａ、バラクター２２Ａ、バラクター２１Ｂ、バラクター２２ＢはＭＯＳ型可変容量素子である。ここで、可変容量素子としてはＰＮ接合型もあるが、集積回路化（ＩＣ化）、低電圧化を目的としてＭＯＳ型可変容量素子が多く使用される。なお、制御電圧Ｖ_C1、Ｖ_C2は、図１の制御電圧Ｖ_Cを構成する制御電圧を個別に表したものである。

ここで、バラクター２１Ａとバラクター２２Ａのバックゲート（バラクターの極性が反
転の場合はゲート）は、固定容量のコンデンサー４１Ａを介して接地されている。また、バラクター２１Ｂとバラクター２２Ｂのバックゲート（バラクターの極性が反転の場合はゲート）は、固定容量のコンデンサー４１Ｂを介して接地されている。この例では、コンデンサー４１Ａ、コンデンサー４１Ｂを第１の可変容量部２０１、第２の可変容量部２０２から除外しているが、第１の可変容量部２０１および第２の可変容量部２０２に含まれるものと扱ってもよい。

発振回路１３は、発振ループ内にＤＣカット容量４３、４４を設けているが、一方又は両方を省略することも可能である。ただし、ＤＣカット容量４３、４４を省略した場合には、ノード１１０、１１１は、帰還抵抗２８を備えたインバーター２４に起因する自己バイアス電圧となるので、第１の基準電圧Ｖ_r1、第２の基準電圧Ｖ_r2は不要となる。

第１の可変容量部２０１側のノード１１０には、すなわち、バラクター２１Ａおよびバラクター２１Ｂのゲート（バラクターの極性が反転の場合はバックゲート）とコンデンサー２７の接地されていない方の端子には、入力抵抗５０を介して第１の基準電圧Ｖ_r1が印加される。第２の可変容量部２０２側のノード１１１には、すなわち、バラクター２２Ａおよびバラクター２２Ｂのゲート（バラクターの極性が反転の場合はバックゲート）とコンデンサー２９の接地されていない方の端子には、入力抵抗５１を介して基準電圧Ｖ_r2が印加される。

そして、バラクター２１Ａとバラクター２２Ａのバックゲート（バラクターの極性が反転の場合はゲート）には、入力抵抗５２Ａを介して制御電圧Ｖ_C1が印加される。バラクター２１Ｂとバラクター２２Ｂのバックゲート（バラクターの極性が反転の場合はゲート）には、入力抵抗５２Ｂを介して制御電圧Ｖ_C2が印加される。

発振回路１３は、第１の基準電圧Ｖ_r1と基準電圧Ｖ_r2とを異なる電位に設定し（例えばＶ_r1＜Ｖ_r2）、制御電圧の中心電圧よりも低い領域で例えばバラクター２１ＡのＣ−Ｖ特性が直線となるように、かつ、制御電圧の中心電圧よりも高い領域で例えばバラクター２２ＡのＣ−Ｖ特性が直線となるように調整する。そのため、従来よりも広い範囲で制御電圧を変動させることができる。このことについて以下、詳細に説明する。

１．３．制御電圧と容量の関係
発振回路１３では、バラクター２１Ａとバラクター２２Ａ（又は、バラクター２１Ｂとバラクター２２Ｂ）で共通の制御電圧を用いる一方で、第１の基準電圧Ｖ_r1と基準電圧Ｖ_r2とをバイアス電圧によって互いに異なる電位に設定する。つまり、バラクター２１Ａとバラクター２２Ａに（又は、バラクター２１Ｂとバラクター２２Ｂに）互いに異なる電位差が与えられる。以下に、図３〜図５を参照して、制御電圧と容量の関係、およびバイアス電圧の影響について説明する。

図３は、１つのＭＯＳ型可変容量素子（図２のバラクター２１Ａ、バラクター２２Ａ、バラクター２１Ｂ、バラクター２２Ｂに対応）の制御電圧に対する容量変化を示す図である。ここで、可変容量素子としてはＰＮ接合型もあるが、集積回路化（ＩＣ化）、低電圧化を目的として、本実施形態のようにＭＯＳ型可変容量素子が多く使用される。

ＭＯＳ型可変容量素子は、ＰＮ接合型に比べて、狭い電圧範囲で急峻に容量が変化するのが特徴である。このため、容量の変化を示すカーブ（以下、容量特性）の直線領域は狭い。一般に、ＭＯＳ型可変容量素子を用いる発振回路において、容量の変化の大きさが同じであれば、発振信号の周波数の変化量も同じである必要がある。容量の変化が同じであるのに周波数の変化量に偏りがある場合、発振回路は適切に周波数を調整することが困難になるからである。

従って、仮に発振回路が１つのＭＯＳ型可変容量素子だけを有するならば、周波数調整には直線性の良い電圧範囲、すなわち図３におけるＶ_LRしか使えないことになる。このとき、周波数可変幅は小さくならざるを得ず、発振回路として必要な周波数可変幅を実現できないという問題がある。仮にＭＯＳ型可変容量素子のサイズを大きくすれば、容量変化幅を大きくすることが可能であるが、その際、Ｖ_LRという狭い電圧範囲で大きな容量変化（＝大きな周波数変化）となる。これは電圧に対する周波数の可変感度が高いことになり、その結果、位相雑音という電気的特性の劣化を招くことになり得策ではない。

ここで、ＭＯＳ型可変容量素子の一方の端子（基準電圧側でも制御電圧側でもよいが、この例では基準電圧側とする）にバイアス電圧を与えることで、制御する絶対電圧に対し容量特性をシフトさせることができる。図３は、ＭＯＳ型可変容量素子の基準電圧側にバイアス電圧を与えると、実線の容量特性が、点線で示される容量特性へとシフトする様子を示している。

以下では、このような性質を踏まえて、発振回路が複数のＭＯＳ型可変容量素子を有する場合に、直線性の良い電圧範囲を広げられることを説明する。図４は、発振回路が２つのＭＯＳ型可変容量素子を有している場合であって、それぞれの容量特性Ｃａ、Ｃｂと合成容量の変化を示すカーブ（以下、合成容量特性Ｃｍ）を示すものである。

このとき、２つのＭＯＳ型可変容量素子の一方の端子に同じ基準電圧を印加し、他方の端子に同じ制御電圧を印加して図４のように変化させても、合成容量特性Ｃｍの変化が急峻になるだけで直線性の良い電圧範囲（図４のＶ_LR）は、１つのＭＯＳ型可変容量素子だけを有する場合（図３のＶ_LR参照）と変わらない。

しかし、２つのＭＯＳ型可変容量素子の一方の端子に異なる基準電圧を印加した場合、すなわちバイアス電圧を設けた場合、合成容量特性Ｃｍの直線性の良い電圧範囲（図５のＶ_LR）を広げることができる。このとき、制御電圧の中心電圧（Ｖｄｄ＝１．８Ｖの場合、例えば０．９Ｖ）よりも低い領域で容量特性Ｃａが直線となるように、かつ、制御電圧の中心電圧よりも高い領域で容量特性Ｃｂが直線となるように印加する基準電圧を調整する。基準電圧のシフト量を最適な値にすると、２つの可変容量特性のカーブが合成され、広い電圧範囲で連続的な大きな容量変化を得ることができる。

図５のような合成容量特性Ｃｍを示す２つのＭＯＳ型可変容量素子を含む発振回路は、直線性を確保しながら従来よりも広い範囲（図５のＶ_LRの範囲）で制御電圧を変動させることができ、必要な周波数可変幅を得ることができ、かつ可変感度も高くならないため位相雑音特性との両立を図ることができる。発振回路１３も、第１の基準電圧Ｖ_r1と基準電圧Ｖ_r2とを異なる電位に設定（Ｖ_r1＜Ｖ_r2）することで、従来よりも広い範囲で制御電圧を変動させることができる。

１．４．比較例
図６は、本実施形態の発振回路１３との比較に用いる比較例の発振回路１１３を示す図である。比較例の発振回路１１３は、合成容量特性Ｃｍ（図５参照）について直線性の良い電圧範囲を広げるために、特許文献１が開示する制御電圧Ｖ_C側にレベルシフト回路５８を設ける手法を用いる。なお、図１〜図２と同じ要素には同じ符号を付しており説明を省略する。

比較例の発振回路１１３では、第１の可変容量部２０１側のノード１１０にも、第２の可変容量部２０２側のノード１１１にも、入力抵抗５０を介して第１の基準電圧Ｖ_r1が印加される。そして、例えばバラクター２１Ａとバラクター２２Ａのバックゲート（バラク
ターの極性が反転の場合はゲート）端子に異なる制御電圧を印加することで、合成容量特性Ｃｍ（図５参照）の制御電圧範囲を広げることができる。

ここで、異なる制御電圧を生成するのに、レベルシフト回路５８が用いられる。例えば、制御電圧Ｖ_C1とバラクター２１Ａの間に設けられたレベルシフト回路５８と、制御電圧Ｖ_C1とバラクター２２Ａの間に設けられたレベルシフト回路５８は、バラクター２１Ａ、バラクター２２Ａのバックゲート（バラクターの極性が反転の場合はゲート）に適切なオフセットが設けられるように調整する。バラクター２１Ｂとバラクター２２Ｂのバックゲート（バラクターの極性が反転の場合はゲート）についても、レベルシフト回路５８によって同様の調整が行われる。

しかし、比較例の発振回路１１３ではレベルシフト回路５８が必要になる。特に、ＴＣＸＯでは補償精度を高めるために複数種類の制御電圧が使用されるため、制御電圧の種類の数に比例してレベルシフト回路５８が増加する（この例では４つ）。そのため、回路規模および消費電力が大きくなる可能性がある。従って、比較例の発振回路１１３と比べると、本実施形態の発振回路１３は、回路規模および消費電力の増加を抑えることができる。

なお、図６において入力抵抗５２は図２の入力抵抗５２Ａ、５２Ｂに対応するものであり、固定容量のコンデンサー４２Ａ、４２Ｂは、図２および図６のコンデンサー４１Ａ、４１Ｂに対応するものであるため詳細な説明を省略する。

１．５．可変容量素子のサイズの選択について
以上のように、例えば図２に示したような回路構成をとることで、発振回路１３は回路規模および消費電力の増加を抑えつつ可変容量素子の可変幅を広げることが可能である。しかし、入力側と出力側のバラクターのサイズの比が、制御電圧の可変範囲全体としての直線性、制御電圧と感度の関係（以下、感度特性）に大きく関わるとの結論がシミュレーション結果よりを得られた。以下に、これを説明する。

なお、シミュレーションは図２に示した発振回路１３を前提とするが、制御電圧の用途が決まっており、温度補償用の制御電圧Ｖ_C1、外部制御用の制御電圧Ｖ_C2であるとする。外部制御用の制御電圧Ｖ_C2は、例えばリフロー工程の熱衝撃で生じた歪みに伴う周波数のずれを補正するといった固定的、静的な容量変化に用いられる。一方、温度補償用の制御電圧Ｖ_C1は、温度センサーが検出する周囲温度に応じて、流動的、動的な容量変化に用いられる。

１．５．１．制御電圧と周波数偏差、感度との関係
図７（Ａ）、図７（Ｂ）は、制御電圧と周波数偏差、感度との関係を説明するための図である。これらの関係をわかりやすく説明するため、図７（Ａ）、図７（Ｂ）の横軸では、制御電圧の中心電圧（図５を参照した例では、Ｖｄｄ＝１．８Ｖの場合に０．９Ｖとした）が０Ｖであるとしている。後述する図９（Ａ）、図９（Ｂ）、図１１、図１３（Ａ）〜図１５（Ｂ）においても同じである。以後の説明において、例えば「制御電圧が＋Ｖ_a［Ｖ］である」とは、「制御電圧が中心電圧＋Ｖ_a［Ｖ］である」ことを意味する。

図７（Ａ）の縦軸である周波数偏差は、発振信号１２４の周波数について、制御電圧を変動させたときの周波数と、制御電圧が０Ｖのときの基準となる周波数（以下、基準周波数ｆ）とのずれｄｆを基準周波数ｆで割ってｐｐｍ単位で表したものである。

図７（Ａ）は、発振回路１３に含まれる、良好な直線性の合成容量特性Ｃｍ（図５参照）を示す２つのＭＯＳ型可変容量素子（バラクター２１Ａ、２２Ａ）についての、制御電
圧と周波数偏差の関係（以下、周波数偏差特性）である。このとき、周波数偏差特性はほぼ直線状であって、制御電圧の中心電圧である０Ｖの左右で傾きも同じである。

このとき、図７（Ｂ）の実線ＳＣ₀は、図７（Ａ）の周波数偏差特性を感度に換算した感度特性を表す。感度は１Ｖ当たりの周波数偏差であり、図７（Ａ）の傾きに対応する。図７（Ｂ）の実線ＳＣ₀はほぼ平坦であり、制御電圧によらず合成容量の直線性が良いこと、すなわち優れた感度特性を有することがわかる。

ここで、仮に図７（Ｂ）の点線ＳＣ₁のような感度特性が得られた場合、制御電圧によって感度が大きく変化する。そのため、感度特性が良好であるとは言えず、制御電圧に対する周波数のリニアリティも良くないことから発振回路１３の感度設計の変更が生じる場合がある。

すなわち、まず感度特性が図７（Ｂ）の実線ＳＣ₀のように平坦になっているように、発振回路１３は設計されなければならない。なお、図７（Ａ）、図７（Ｂ）の軸に示されたＶ_a、Ｖ_b、Ｑ_a、Ｑ_bについては後述する。

ここで、制御電圧の必要な変動範囲について説明する。制御電圧の変動範囲は、発振素子２２６、増幅回路２２４の個体差を考慮して、周波数のばらつきを補償できるように設定する必要がある。

図８は、動作可能温度範囲である温度Ｔ_aから温度Ｔ_bにおける、複数の発振回路１３を含む振動デバイス２００の発振信号１２４について、周波数偏差の変化を示すものである。ここで、図８の縦軸の周波数偏差は、周囲温度が２５℃のときの規定周波数Ｆと実際の周波数とのずれΔＦを規定周波数Ｆで割ってｐｐｍ単位で表したものである。

図８において、１つの周波数偏差の変化を示す曲線ＣＣ₀は、動作可能温度範囲において周波数偏差の極小値が−ｆ_aより大きく、極大値も＋ｆ_aに達しない。しかし、別の振動デバイス２００の周波数偏差の変化を示す曲線ＣＣ₁は、温度Ｔ_aにおいて周波数偏差が−ｆ_aであり、温度Ｔ_bにおいて周波数偏差が＋ｆ_aである。つまり、振動デバイス２００の個体差を考慮すると、−ｆ_aから＋ｆ_aの範囲で周波数のばらつきを補償する必要がある。そして、発振回路１３はＴＣＸＯの一部を構成するものであり、−ｆ_aから＋ｆ_aの周波数のばらつきを補償できる第１の制御電圧Ｖ_C1の変動範囲が必要である。このことを前提として、発振回路１３における温度補償用の制御電圧Ｖ_C1と、バラクター２１Ａ、２２Ａの感度設計について説明する。

図９（Ａ）は、発振回路１３の温度補償用の制御電圧Ｖ_C1の変動範囲について説明する図である。図９（Ａ）において−Ｖ_b、＋Ｖ_bは、発振回路１３の設計上当然に存在する変動範囲の限界値である。例えばＶ_bはＶｄｄ／２であってもよい。なお、図９（Ａ）において、図７（Ａ）と同じ要素には同じ符号を付しており説明を省略する。図９（Ｂ）についても同じである。

ここで、バラクター２１Ａ、２２Ａの合成容量について、図９（Ａ）の曲線ＦＣ₀のような周波数偏差特性が得られるとする。このとき、温度補償用の制御電圧Ｖ_C1の変動範囲は−Ｖ_a〜＋Ｖ_aであればよい。つまり、制御電圧Ｖ_C1の変動範囲が−Ｖ_a〜＋Ｖ_aであれば、発振回路１３は周波数偏差−ｆ_a〜＋ｆ_aの周波数偏差に対して温度補償が可能になる。また、Ｖ_a＜Ｖ_bであるため設計可能である。

図９（Ｂ）は、バラクター２１Ａ、２２Ａの合成容量の感度設計による、周波数偏差特性の変化、具体的には傾きの変化を示す図である。バラクター２１Ａ、２２Ａのサイズを
変更すること、又は可変容量部の値を変えることで、図９（Ｂ）の点線で示された曲線ＦＣ₀は、実線の曲線ＦＣ₁、ＦＣ₂のように変化し得る。なお、図９（Ｂ）の点線の曲線ＦＣ₀は、図９（Ａ）の曲線ＦＣ₀に対応する。

バラクター２１Ａ、２２Ａのサイズを変更して、図９（Ｂ）の実線の曲線ＦＣ₁のような周波数偏差特性になったとする。このとき、制御電圧Ｖ_C1の変動範囲が−Ｖ_z〜＋Ｖ_zであれば、発振回路１３は周波数偏差−ｆ_a〜＋ｆ_aの周波数偏差に対して温度補償が可能になる。ここで、Ｖ_z＜Ｖ_a（図９（Ａ）参照）であり、曲線ＦＣ₁の直線部分の傾きは曲線ＦＣ₀の対応部分に比べて大きく、感度が高くなっている。

逆に、バラクター２１Ａ、２２Ａのサイズを変更して、図９（Ｂ）の実線の曲線ＦＣ₂のような周波数偏差特性になったとする。このとき、制御電圧Ｖ_C1の変動範囲を−Ｖ_b〜＋Ｖ_bとしなければ、発振回路１３は周波数偏差−ｆ_a〜＋ｆ_aの周波数偏差に対して温度補償できない。ここで、Ｖ_b＞Ｖ_a（図９（Ａ）参照）であり、曲線ＦＣ₂の直線部分の傾きは曲線ＦＣ₀の対応部分に比べて小さく、感度が低くなっている。

ここで、感度を高くした方が、より狭い制御電圧Ｖ_C1の変動範囲で−ｆ_a〜＋ｆ_aの周波数偏差に対して温度補償が可能になるため、良い設計のように思える。しかし、感度を高くした場合には位相雑音が大きくなるとの問題が生じる。

図１０は、感度と位相雑音の関係を説明するための図である。図１０の横軸は、相対的な比較による感度の上昇比率を表す。そして、図１０の縦軸は、位相雑音のキャリアに対する１ＫＨｚ離調の劣化量をｄＢ単位で表したものであり、値が大きくなるほど位相雑音が大きくなって発振信号１２４の品質が劣化することを示している。

図１０によると、感度の上昇比率が２倍になると位相雑音は６ｄＢも悪化する。そのため、感度特性（図７（Ｂ）参照）については、その極大値が、許容できる位相雑音を示す上限感度Ｑ_b（図７（Ｂ）参照）以下であって、かつ、下限感度Ｑ_a（図７（Ｂ）参照）以上であることが必要になる。下限感度Ｑ_aは、例えば制御電圧Ｖ_C1の変動範囲が設計上の限界値−Ｖ_b〜＋Ｖ_bに収まるように定められてもよい。

例えば、図９（Ｂ）の例では、曲線ＦＣ₂の周波数偏差特性の場合でも感度の極大値が下限感度Ｑ_a以上であるならば、曲線ＦＣ₁よりも曲線ＦＣ₂となるようにバラクター２１Ａ、２２Ａのサイズを選択する方がよい。感度を抑えた方が、位相雑音が小さくなるからである。

以上のように、発振回路１３では、−ｆ_aから＋ｆ_aの範囲で周波数のばらつきを補償し、感度特性を示す曲線が平坦であって、かつ極大値が下限感度Ｑ_a以上、上限感度Ｑ_b以下であるように、温度補償用の可変容量素子（バラクター２１Ａ、２２Ａ）の感度設計を行う必要がある。以下に、発振回路１３の全体の合成負荷容量が４〜７[ｐＦ]であることを想定したシミュレーションの結果に基づいて、バラクター２１Ａ、２２Ａの感度設計（具体的には適切なサイズの選択）について検討する。このとき、感度特性を示す曲線の平坦性についても検討する。

１．５．２．バラクターのサイズについて
図１１は、発振回路１３のバラクター２１Ａ、２２Ａのサイズを選択するのに用いる、基本サイズ（１倍）のバラクターの特性を示す図である。バラクター２１Ａ、２２Ａは、この基本サイズのバラクターの整数倍のサイズとなるように構成される。そのため、図１１の基本サイズのバラクターは十分に小さいもの（例えば図１１のＣ_minが０．１ｐＦ以下）であるとする。この例では、図１１の縦軸の容量について、Ｃ_max／Ｃ_minが５〜６の
容量比であるとする。なお、横軸の制御電圧について＋２Ｖ、−２Ｖを越えるところで容量が飽和しているが、１つの例であって固定的なものではない。

以下では、バラクター２１Ａ、２２Ａのサイズを表すのに、基本サイズのＰ倍（Ｐは自然数）との表現を用いる。例えば、基本サイズの４倍のバラクターであれば、図１１のＣ_max、Ｃ_minに代わって４×Ｃ_max、４×Ｃ_minとなるような容量の特性を示す。

図１２は、発振回路１３における基本サイズのバラクターの第１の可変容量部２０１、第２の可変容量部２０２における配置について説明する図である。なお、図１２の発振回路１３は図２に対応するものであり一部を省略している。また、同じ要素には同じ符号を付しておりその説明を省略する。

図１２のように、バラクター２１Ａ、２２Ａは、いくつかの基本サイズのバラクターを並列に配置して構成される。例えばバラクター２１Ａが、基本サイズのバラクターを１０個並べて構成される場合には、バラクター２１Ａは基本サイズの１０倍のバラクターである。また、例えばバラクター２２Ａが、基本サイズのバラクターを１２個並べて構成される場合には、バラクター２２Ａは基本サイズの１２倍のバラクターである。

シミュレーションは、バラクター２１Ａ、２２Ａが基本サイズの何倍であるかを変更しながら、発振回路１３が、−ｆ_aから＋ｆ_aの範囲で周波数のばらつきを補償し、感度特性を示す曲線が平坦であって、かつ極大値が下限感度Ｑ_a以上、上限感度Ｑ_b以下であるかを確認するためのものである。ここで、このときのシミュレーション条件について述べる。

基準電圧Ｖ_r1と基準電圧Ｖ_r2にはＶ_r1＜Ｖ_rm＜Ｖ_r2の関係がある。ここで、Ｖ_rmは制御電圧の中心電圧であって、Ｖ_rm＝（（Ｖ_r1＋Ｖ_r2）／２）で与えられる。なお、前記のように図１３（Ａ）〜図１５（Ｂ）のシミュレーション結果の表示においては、わかりやすく説明するために制御電圧の中心電圧を０Ｖとしている。

ここで、第１の可変容量部２０１においてバラクター２１Ａ（本発明の第１の可変容量素子に対応）を除いた容量（その他の容量２１１）の合成容量を第１の合成容量という。また、第２の可変容量部２０２においてバラクター２２Ａ（本発明の第２の可変容量素子に対応）を除いた容量（その他の容量２１３）の合成容量を第２の合成容量という。

シミュレーションでは、第１の合成容量＜第２の合成容量という関係があるとする。ここで、バラクター２１Ｂ、バラクター２２Ｂは容量が変動するが、最大値、最小値を用いて固定容量のように扱って計算した結果、第１の合成容量＜第２の合成容量を満たしている。

なお、図７（Ａ）〜図７（Ｂ）の例では、制御電圧の中心電圧の左右（負側と正側）で傾きが同じである周波数偏差特性を示した。しかし、ＴＣＸＯの一部を構成する発振回路１３は、温度補償用のバラクター２１Ａ、バラクター２２Ａ以外に、外部制御用のバラクター２１Ｂ、バラクター２２Ｂを含む。そのため、異なる基準電圧で制御される複数のバラクターがあるので、一般に周波数制御特性の線形性は悪くなる。

そして、図５を参照して説明したように、バラクター２１Ａのサイズは制御電圧の負側の傾きに大きく影響し、バラクター２２Ａのサイズは制御電圧の正側の傾きに大きく影響する。シミュレーションでは、制御電圧の中心電圧の左右で周波数制御特性の傾きが揃っているか、すなわち、感度が平坦であるかについても検討する必要がある。

１．５．３．シミュレーション結果
図１３（Ａ）〜図１５（Ｂ）は発振回路１３のバラクター２１Ａ、２２Ａのサイズを選択するためのシミュレーション結果を示す。なお、図１３（Ａ）〜図１５（Ｂ）において、図７（Ａ）〜図７（Ｂ）と同じ要素には同じ符号を付しており説明を省略する。

図１３（Ａ）〜図１３（Ｂ）は、バラクター２１Ａとバラクター２２Ａのサイズを同じにした場合のシミュレーション結果を説明する図である。例えば、図１３（Ａ）の曲線Ｌ８Ｒ８は、図１２の紙面左側にあるバラクター２１Ａが基本サイズの８倍のバラクターであり、同右側にあるバラクター２２Ａが基本サイズの８倍である場合の周波数偏差特性を示す。同様に曲線Ｌ９Ｒ９、曲線Ｌ１０Ｒ１０は、それぞれバラクター２１Ａおよびバラクター２２Ａが基本サイズの９倍、１０倍のバラクターである場合の周波数偏差特性を示す。

これらの曲線を感度に変換し、感度の極大値が下限感度Ｑ_a以上であって、かつ許容できる位相雑音を示す上限感度Ｑ_b以下であるかを確認した。すると、図１３（Ｂ）のように、曲線Ｌ８Ｒ８、曲線Ｌ９Ｒ９、曲線Ｌ１０Ｒ１０の極大値は、下限感度Ｑ_a以上で、かつ上限感度Ｑ_b以下であった。しかし、これらの感度特性を示す曲線は、平坦であるとは言えない。

これは、シミュレーション条件のうち、第１の合成容量＜第２の合成容量であることが大きく影響していると考えられる。制御電圧が同じだけ変化しても、バラクター２１Ａが第１の可変容量部２０１に与える影響の大きさと、バラクター２２Ａが第２の可変容量部２０２に与える影響の大きさとは異なる。つまり、バラクター２１Ａとバラクター２２Ａのサイズを同じにした場合、バラクター２２Ａが発振回路１３の出力側全体の合成容量に与える影響は、バラクター２１Ａが入力側全体の合成容量に与える影響に比べて小さい。

そのため、感度特性を示す曲線を平坦にするために、バラクター２１Ａとバラクター２２Ａのサイズの比率を変更して検討する必要がある。

図１４（Ａ）〜図１４（Ｂ）は、バラクター２１Ａのサイズをバラクター２２Ａのサイズよりも小さくした場合のシミュレーション結果を説明する図である。例えば、図１４（Ａ）の曲線Ｌ８Ｒ１０は、バラクター２１Ａが基本サイズの８倍のバラクターであり、バラクター２２Ａが基本サイズの１０倍である場合の周波数偏差特性を示す。同様に曲線Ｌ１０Ｒ１２は、バラクター２１Ａが基本サイズの１０倍、バラクター２２Ａが１２倍のバラクターである場合の周波数偏差特性を示す。

これらの曲線を感度に変換し、感度の極大値が下限感度Ｑ_a以上であって、かつ許容できる位相雑音を示す上限感度Ｑ_b以下であるかを確認した。すると、図１４（Ｂ）のように、曲線Ｌ８Ｒ１０、曲線Ｌ１０Ｒ１２の極大値は、下限感度Ｑ_a以上で、かつ上限感度Ｑ_b以下であった。しかも、これらの感度特性を示す曲線は、図１３（Ｂ）と比較して、平坦であると言える。

これは、第１の合成容量＜第２の合成容量であることに対応して、バラクター２１Ａのサイズをバラクター２２Ａのサイズよりも小さくしたため、バラクター２２Ａが発振回路１３の出力側全体の合成容量に与える影響と、バラクター２１Ａが入力側全体の合成容量に与える影響とがほぼ同じになり、感度が一定になったためと考えられる。

図１５（Ａ）〜図１５（Ｂ）は、バラクター２１Ａのサイズをバラクター２２Ａのサイズよりも大きくした場合について、確認的に行ったシミュレーションの結果を示す図である。曲線Ｌ１２Ｒ１０は、バラクター２１Ａが基本サイズの１２倍、バラクター２２Ａが１０倍のバラクターである場合の周波数偏差特性を示す。また、曲線Ｌ１４Ｒ１２は、バ
ラクター２１Ａが基本サイズの１４倍、バラクター２２Ａが１２倍のバラクターである場合の周波数偏差特性を示す。

このとき、図１３（Ａ）や図１４（Ａ）と比較しても、周波数偏差特性の傾きが大きい。感度に換算して確認すると、図１５（Ｂ）のように、どちらの曲線も上限感度Ｑ_bを越えてしまっている。従って、第１の合成容量＜第２の合成容量である場合に、バラクター２１Ａのサイズをバラクター２２Ａのサイズよりも大きくすることは適切ではないと言える。

１．５．４．バラクターのサイズの選択についての考察
図１３（Ａ）〜図１５（Ｂ）のシミュレーション結果から考察すると、発振回路１３のバラクター２１Ａ、２２Ａのサイズを以下のように選択するとよい。もし、第１の合成容量（その他の容量２１１の合成容量）よりも第２の合成容量（その他の容量２１３の合成容量）が大きい場合、バラクター２１Ａのサイズよりもバラクター２２Ａのサイズを大きくする。逆に、第２の合成容量以上に第１の合成容量が大きい場合、バラクター２２Ａのサイズ以上にバラクター２１Ａのサイズを大きくする。

すなわち、バラクター２１Ａ、２２Ａのサイズの大小を、第１の合成容量、第２の合成容量の大小に合わせるとよい。

ここで、バラクター２１Ａ、２２Ａについて、基本サイズ（１倍）のバラクターの存在を前提にしていたが、基本サイズを定めずに容量で大小を比較してもよい。このとき、バラクター２１Ａ、２２Ａの容量は第１の制御電圧Ｖ_C1で変動するため、基準電位差を与えたときの容量で大小を比較してもよい。基準電位差とは、バラクター２１Ａ、２２Ａの所定の端子（例えばバックゲート端子、バラクターの極性が反転の場合はゲート端子）を所定の電圧（例えば接地電位）とした上で与えられる所定の電位差（例えば０Ｖ）を意味する。

ここで、図１４（Ｂ）を参照して、第１の合成容量＜第２の合成容量の場合のバラクター２２Ａの上限値について考察する。なお、下限値はバラクター２１Ａのサイズである。図１４（Ｂ）に示すように、感度に変換して極大値が下限感度Ｑ_a以上、かつ上限感度Ｑ_b以下となる組合せの中からバラクター２１Ａ、２２Ａを選択することで適切な感度設計を行うことができる。しかし、バラクター２２Ａの上限値が無いと、候補となる組み合わせが多すぎて効率的な設計を行うことができない。

ここで、図１４（Ｂ）に図示されていない他のシミュレーション結果も用いて検討したところ、バラクター２１Ａとバラクター２２Ａのサイズの比が、第１の合成容量と第２の合成容量の比とほぼ等しい場合に、良好な結果が得られることがわかった。このシミュレーションにおいては、バラクター２２Ａの容量が、バラクター２１Ａの約１．２倍の場合に図１４（Ｂ）に示すように良好な結果が得られている。

一般的に、発振回路１３の設計において入力側の合成容量と出力側の合成容量とが、大きく偏るような設計は行われない。そのため、ほとんどの設計において第２の合成容量は第１の合成容量の１．５倍以内になると考えられる。

すると、バラクター２２Ａのサイズがバラクター２１Ａのサイズの１．５倍以上になる場合を考慮する必要性はないと言える。つまり、バラクター２２Ａの上限値をバラクター２１Ａの１．５倍のサイズとすることが設計の効率性の面からも好ましい。

以上より、効率的な設計のために発振回路１３のバラクター２１Ａ、２２Ａのサイズの
範囲を次のように狭めてもよい。第１の合成容量（その他の容量２１１の合成容量）よりも第２の合成容量（その他の容量２１３の合成容量）が大きい場合、バラクター２２Ａのサイズをバラクター２１Ａのサイズの１．５倍以下とする。逆に、第２の合成容量以上に第１の合成容量が大きい場合、バラクター２１Ａのサイズをバラクター２２Ａのサイズの１．５倍以下とする。

なお、この場合も、基本サイズを定めずに基準電位差に基づくバラクター２１Ａ、２２Ａの容量で大小を比較してもよい。

以上に説明したように、発振回路１３は、バラクター２１Ａ、２２Ａにそれぞれ異なる電位差を与えて合成後の可変幅を広げることができる。このとき、レベルシフト回路は不要であるため回路規模および消費電力の増加を抑えることができる。そして、バラクター２１Ａ、２２Ａのサイズの大小を、第１の合成容量、第２の合成容量の大小に合わせる。これにより、第１の制御電圧Ｖ_C1に対する第１の可変容量部２０１の変化量と、第２の可変容量部２０２の変化量を合わせることができるため、直線性（リニアリティ）が良くなり、適切な感度特性を得られる。

２．振動デバイス
本実施形態の振動デバイスは、電圧制御型の発振回路と、当該発振回路により発振する発振素子（振動体）とを含むものである。本実施形態の振動デバイスの説明において、電圧制御型の発振回路は、増幅回路２２４を含む発振回路１３（図１の発振回路１２）が対応する。振動デバイスとしては、例えば、発振素子として振動子を備えた発振器や発振素子として振動型のセンシング素子を備えた物理量センサー等が挙げられる。

図１６（Ａ）に、振動デバイスの一例である発振器の構成例を示す。図１６（Ａ）に示す振動デバイス２００（発振器）は、温度補償型発振器であり、発振回路２１０と、温度センサー２２０と、水晶振動子等の発振素子２３０とを含む。

発振回路２１０は、温度センサー２２０の出力信号に応じた周波数制御電圧Ｖｃを内部で生成することで、温度変化に応じて可変容量素子の容量値を変化させ、発振素子２３０（図１の発振素子２２６が対応）の周波数温度特性を補償しながら一定の周波数で発振させる。この発振回路２１０として、増幅回路２２４を含む発振回路１３（図１の発振回路１２が対応）を適用することができる。

本実施形態の振動デバイスである発振器としては、温度補償型発振器の他にも、電圧制御型発振器（ＶＣＸＯやＶＣＳＯ等）、電圧制御温度補償型発振器（ＶＣ−ＴＣＸＯ）、恒温型発振器（ＯＣＸＯ等）等が挙げられる。また、このような発振器は、発振素子の材質や励振手段によらず、圧電発振器（水晶発振器等）、ＳＡＷ発振器、シリコン発振器、原子発振器等であってもよい。

図１６（Ｂ）に、振動デバイスの一例である物理量センサーの構成例を示す。図１６（Ｂ）に示す振動デバイス２００（物理量センサー）は、発振回路２１０と、温度センサー２２０と、水晶等を材料とするセンサー素子２４０と、検出回路２５０とを含む。

発振回路２１０は、温度センサー２２０の出力信号に応じた周波数制御電圧Ｖｃを内部で生成することで、温度変化に応じて可変容量素子の容量値を変化させ、センサー素子２４０の周波数温度特性を補償しながら一定の周波数で発振させる。この発振回路２１０として、増幅回路２２４を含む発振回路１３（図１の発振回路１２が対応）を適用することができる。

センサー素子２４０は、一定の周波数で振動しながら、加わった物理量（例えば、角速度や加速度等）の大きさに応じた検出信号を出力する。

検出回路２５０は、センサー素子２４０の検出信号の検波や直流化を行い、センサー素子２４０に加わった物理量の大きさに応じた信号レベルの物理量信号を生成して出力する。なお、検出回路２５０は、温度センサー２２０の出力信号に応じて、回路素子の温度特性やセンサー素子２４０の温度特性を補償し、物理量信号の振動レベルを調整するようにしてもよい。

本実施形態の振動デバイスである物理量センサーとしては、角速度センサー（ジャイロセンサー）や加速度センサー等が挙げられる。

本実施形態によれば、発振回路２１０により回路規模および消費電力の増加を抑えつつ可変容量素子の可変幅を広げながら、適切な可変容量素子の感度特性を得られ、使い勝手がよい振動デバイス２００を提供することができる
３．電子機器
本実施形態の電子機器３００について、図１７〜図１８を用いて説明する。なお、図１〜図１６と同じ要素については同じ番号、符号を付しており説明を省略する。

図１７は、電子機器３００の機能ブロック図である。電子機器３００は、発振回路１２と水晶振動子２６とを含む振動デバイス２００、ＣＰＵ（Central Processing Unit）３２０、操作部３３０、ＲＯＭ（Read Only Memory）３４０、ＲＡＭ（Random Access Memory）３５０、通信部３６０、表示部３７０、音出力部３８０を含んで構成されている。なお、電子機器３００は、図１７の構成要素（各部）の一部を省略又は変更してもよいし、他の構成要素を付加した構成としてもよい。

振動デバイス２００は、クロックパルスをＣＰＵ３２０だけでなく各部に供給する（図示は省略）。なお、振動デバイス２００は、発振回路１２と水晶振動子２６とが一体化されてパッケージングされた発振器であってもよい。

ＣＰＵ３２０は、ＲＯＭ３４０等に記憶されているプログラムに従い、発振回路１３が出力するクロックパルスを用いて各種の計算処理や制御処理を行う。具体的には、ＣＰＵ３２０は、操作部３３０からの操作信号に応じた各種の処理、外部とデータ通信を行うために通信部３６０を制御する処理、表示部３７０に各種の情報を表示させるための表示信号を送信する処理、音出力部３８０に各種の音を出力させる処理等を行う。

操作部３３０は、操作キーやボタンスイッチ等により構成される入力装置であり、ユーザーによる操作に応じた操作信号をＣＰＵ３２０に出力する。

ＲＯＭ３４０は、ＣＰＵ３２０が各種の計算処理や制御処理を行うためのプログラムやデータ等を記憶している。

ＲＡＭ３５０は、ＣＰＵ３２０の作業領域として用いられ、ＲＯＭ３４０から読み出されたプログラムやデータ、操作部３３０から入力されたデータ、ＣＰＵ３２０が各種プログラムに従って実行した演算結果等を一時的に記憶する。

通信部３６０は、ＣＰＵ３２０と外部装置との間のデータ通信を成立させるための各種制御を行う。

表示部３７０は、ＬＣＤ（Liquid Crystal Display）等により構成される表示装置であ
り、ＣＰＵ３２０から入力される表示信号に基づいて各種の情報を表示する。

そして、音出力部３８０は、スピーカー等の音を出力する装置である。

前記の通り、振動デバイス２００が含む発振回路１２は直線性を確保しながら可変容量素子の可変幅を広げることができ、かつ回路規模および消費電力の増加を抑えることができる。そのため、電子機器３００は必要な周波数可変幅を持つクロックパルスを得ることができる。また、小型で低消費電力な電子機器３００が実現可能である。

電子機器３００としては種々の電子機器が考えられる。例えば、パーソナルコンピューター（例えば、モバイル型パーソナルコンピューター、ラップトップ型パーソナルコンピューター、タブレット型パーソナルコンピューター）、携帯電話機などの移動体端末、ディジタルスチールカメラ、インクジェット式吐出装置（例えば、インクジェットプリンター）、ルーターやスイッチなどのストレージエリアネットワーク機器、ローカルエリアネットワーク機器、テレビ、ビデオカメラ、ビデオテープレコーダー、カーナビゲーション装置、ページャー、電子手帳（通信機能付も含む）、電子辞書、電卓、電子ゲーム機器、ゲーム用コントローラー、ワードプロセッサー、ワークステーション、テレビ電話、防犯用テレビモニター、電子双眼鏡、ＰＯＳ端末、医療機器（例えば電子体温計、血圧計、血糖計、心電図計測装置、超音波診断装置、電子内視鏡）、魚群探知機、各種測定機器、計器類（例えば、車両、航空機、船舶の計器類）、フライトシュミレーター、ヘッドマウントディスプレイ、モーショントレース、モーショントラッキング、モーションコントローラー、ＰＤＲ（歩行者位置方位計測）等が挙げられる。

図１８は、電子機器３００の一例であるスマートフォンの外観の一例を示す図である。電子機器３００であるスマートフォンは、操作部３３０としてボタンを、表示部３７０としてＬＣＤを備えている。そして、電子機器３００であるスマートフォンは、発振回路１２を含む振動デバイス２００を用いることで、小型であり消費電力を抑えることができる。

４．移動体
本実施形態の移動体４００について、図１９を用いて説明する。

図１９は、本実施形態の移動体の一例を示す図（上面図）である。図１９に示す移動体４００は、発振回路４１０、エンジンシステム、ブレーキシステム、キーレスエントリーシステム等の各種の制御を行うコントローラー４２０、４３０、４４０、バッテリー４５０、バックアップ用バッテリー４６０を含んで構成されている。なお、本実施形態の移動体は、図１９の構成要素（各部）の一部を省略又は変更してもよいし、他の構成要素を付加した構成としてもよい。

発振回路４１０は、例えば発振回路１３、発振回路１２であってもよいし、振動デバイス２００（発振器）に置き換えてもよい。その他の構成要素の詳細な説明は省略するが、移動体の移動に必要な制御を行うため高い信頼性が要求される。例えば、バッテリー４５０の他に、バックアップ用バッテリー４６０を備えることで信頼性を高めている。

発振回路４１０が出力するクロックパルスについても、温度等の環境の変化によらずに所定の周波数であることが必要とされる。

このとき、発振回路４１０は、直線性を確保しながら可変容量素子の可変幅を広げることができ、かつ回路規模および消費電力の増加を抑えることができる。そのため、移動体４００のシステムは、温度等の環境の変化にも対応できる周波数可変幅を持つクロックパ
ルスを発振回路４１０から得ることができる。このため、信頼性を確保でき、しかも大型化することや消費電力が増加することも回避できる。

このような移動体４００としては種々の移動体が考えられ、例えば、自動車（電気自動車も含む）、ジェット機やヘリコプター等の航空機、船舶、ロケット、人工衛星等が挙げられる。

５．その他
本発明は、前記の実施形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法および結果が同一の構成、あるいは目的および効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。

１２ 発振回路、１３ 発振回路、２１Ａ バラクター、２１Ｂ バラクター、２２Ａ バラクター、２２Ｂ バラクター、２４ インバーター、２６ 水晶振動子、２７ コンデンサー、２８ 帰還抵抗、２９ コンデンサー、４１Ａ コンデンサー、４１Ｂ コンデンサー、４２Ａ コンデンサー、４２Ｂ コンデンサー、４３ ＤＣカット容量、４４
ＤＣカット容量、５０ 入力抵抗、５１ 入力抵抗、５２ 入力抵抗、５２Ａ 入力抵抗、５２Ｂ 入力抵抗、５８ レベルシフト回路、１１０ ノード、１１１ ノード、１１３ 発振回路、１２４ 発振信号、２００ 振動デバイス、２０１ 可変容量部、２０２ 可変容量部、２１０ 発振回路、２１１ その他の容量、２１３ その他の容量、２２０ 温度センサー、２２４ 増幅回路、２２６ 発振素子、２３０ 発振素子、２４０
センサー素子、２５０ 検出回路、３００ 電子機器、３３０ 操作部、３６０ 通信部、３７０ 表示部、３８０ 音出力部、４００ 移動体、４１０ 発振回路、４２０ コントローラー、４５０ バッテリー、４６０ バックアップ用バッテリー

Claims (8)

1. 増幅回路、発振素子と接続されて、前記発振素子を発振させて発振信号を出力する発振回路であって、
   接続される前記増幅回路に対して前記発振信号を出力する側を出力側、反対側を入力側として、
   第１の制御電圧と、第１の基準電圧との電位差に基づいて容量を変更できる第１の可変容量素子を含んでおり、前記入力側に接続される第１の可変容量部と、
   前記第１の制御電圧と、前記第１の基準電圧とは異なる第２の基準電圧との電位差に基づいて容量を変更できる第２の可変容量素子を含んでおり、前記出力側に接続される第２の可変容量部と、を含み、
   前記第１の可変容量素子を除いた前記第１の可変容量部における合成容量を第１の合成容量、前記第２の可変容量素子を除いた前記第２の可変容量部における合成容量を第２の合成容量として、
   前記第１の可変容量素子と前記第１の合成容量は並列に接続されており、
   前記第２の可変容量素子と前記第２の合成容量は並列に接続されており、
   前記第１の合成容量よりも前記第２の合成容量が大きい場合、基準電位差に基づく容量で比較して、前記第１の可変容量素子よりも大きい容量の前記第２の可変容量素子が用いられ、
   前記第２の合成容量以上に前記第１の合成容量が大きい場合、前記基準電位差に基づく容量で比較して、前記第２の可変容量素子以上に大きい容量の前記第１の可変容量素子が用いられる、発振回路。
2. 請求項１に記載の発振回路において、
   前記第１の合成容量よりも前記第２の合成容量が大きい場合、前記基準電位差に基づく容量で比較して、前記第１の可変容量素子の１．５倍以下の容量の前記第２の可変容量素子が用いられ、
   前記第２の合成容量以上に前記第１の合成容量が大きい場合、前記基準電位差に基づく容量で比較して、前記第２の可変容量素子の１．５倍以下の容量の前記第１の可変容量素子が用いられる、発振回路。
3. 請求項１乃至２のいずれか１項に記載の発振回路において、
   前記第１の可変容量部および前記第２の可変容量部の少なくとも一方は、
   前記第１の制御電圧とは異なる制御電圧によって容量を変更できる可変容量素子を含む、発振回路。
4. 請求項１乃至２のいずれか１項に記載の発振回路を含む、半導体集積回路装置。
5. 請求項４に記載の半導体集積回路装置において、
   前記増幅回路を含む、半導体集積回路装置。
6. 請求項１乃至２のいずれか１項に記載の発振回路と、
   前記増幅回路と、
   前記発振素子を含む、振動デバイス。
7. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の発振回路を含む、電子機器。
8. 請求項１乃至３のいずれか１項に記載の発振回路を含む、移動体。

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