JP4440744B2 - 温度補償型水晶発振器 - Google Patents

Description

この発明は、水晶振動子を用いた水晶発振器の温度特性を補償した温度補償型水晶発振器に関する。

水晶発振器は、水晶振動子の高いＱ値のため、周波数安定度は他の発振器に比べ優れているが、近年の移動体無線の基準発振器として使用する場合は、水晶振動子の温度特性に起因する発振周波数の変動が問題となる。この問題を解決するために、水晶振動子の温度特性を補償する、いわゆる温度補償型水晶発振器が広く用いられている。
水晶振動子の温度補償方式には、直接補償方式と間接補償方式とがある。直接補償方式は位相雑音が低い利点があるが、所望周波数調整に労力がかかる。一方、間接補償方式は所望周波数調整や温度補償制御性が高いため広く用いられる。

移動体無線の基準発振器には、一般に温度による周波数変動が小さいＡＴカット水晶振動子が用いられるが、その周波数温度変動特性は近似的に１次成分と３次成分とを有する関数で表せる。この比線形な周波数特性を補償するために、温度補償型水晶発振器は、発振回路のほかに、なんらかの回路を用いるなどして、温度特性を有するデバイスを調整して発振周波数の変動を抑えるための回路と、調整条件を記憶する回路とを備えるものである。

一般に広く用いられる間接補償方式は、電圧制御によって発振回路ループ内の容量成分を可変して共振周波数を調整する周波数電圧制御型発振器が最も多い。近年は多様な半導体製造プロセスにより、半導体集積回路内には、発振回路部と可変容量素子、そして周波数調整条件を記憶する不揮発性の記憶回路を搭載するものが多い。また、携帯電話機などの小型携帯機器に搭載する温度補償型水晶発振器の駆動電圧は、低消費電流化や集積度の高い半導体製造プロセス、水晶発振器の小型化などにより、５Ｖから３Ｖに移行し、さらに低電圧化が要求されてきている。

低電圧化は、温度補償回路においてトランジスタなどの能動素子の多段積みが困難になり、回路の入力信号振幅の電位範囲や、出力信号の振幅が狭くなるため、周波数調整に必要な電圧制御のための信号生成回路も制約が増える。またこうした信号振幅の制約は、周波数調整の可変容量素子の制御範囲も狭くなるほか、半導体集積回路の個体間バラツキ（製造バラツキ）の補正回路にも影響する。一方で小型化への要求は、半導体集積回路面積の縮小化に大きく関わる。

そこで、狭い電圧範囲で容量変化率が大きい可変容量回路、回路規模を小さくした温度補償信号発生回路が必要である。このようなことから、間接補償方式の温度補償型水晶発振器においては、容量可変に関わる回路が特に重要な構成要素となっている。本出願人は、先に、可変容量素子としてＭＩＳ（金属−絶縁体−半導体）型可変容量コンデンサを用いた温度補償型水晶発振器について出願している（例えば、特許文献１、特許文献２参照。）。

図１２は、特許文献１に示した従来技術の温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。３０２は発振回路部、５００は温度センサー、５０３は第1の近似２次関数発生回路、５０４は第２の近似２次関数発生回路、５０５は近似1次関数補正回路、５１０はレギュレータ回路、５２０は周波数調整回路、５３０は加算回路である。Ｓ３６２は周波数調整電圧である。
発振回路部３０２の構成要素は次のとおりである。１２はＣＭＯＳインバータ回路などからなるオシレータ、１４は帰還抵抗、１６は出力バッファ回路、１８は抵抗素子、２０ａは固定コンデンサ、２０ｂは第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ、２２ａは固定コンデンサ、２２ｂは第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ、２４は固定コンデンサ、３１と３２と３３とはバイアス抵抗、５１はＡＴカット水晶振動子である。

図１２に示す温度補償型水晶発振器では、温度センサー５００は、発振回路部３０２の温度を検出して、温度に依存した電圧を出力する。温度に対する温度センサー５００の出力電圧の関係は、１次関数に近似される。以下、１次関数に近似される関係を近似１次関数と呼ぶ。２次関数および３次関数についても同様に、各関数に近似される関係をそれぞれ近似２次関数および近似３次関数と呼ぶ。

温度センサー５００の出力信号は、第１の近似２次関数発生回路５０３および第２の近似２次関数発生回路５０４に供給される。第１の近似２次関数発生回路５０３は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、ＰＭＯＳトランジスタとする）よりなるソース接地アンプで構成されており、そのＰＭＯＳトランジスタのゲート電極に温度センサー５００の出力電圧が印加される。第２の近似２次関数発生回路５０４は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（以下、ＮＭＯＳトランジスタとする）よりなるソース接地アンプで構成されており、そのＮＭＯＳトランジスタのゲート電極に温度センサー５００の出力電圧が印加される。

近似１次関数補正回路５０５は、複数のパターンの温度傾斜を有する近似１次関数を発生し、ＡＴカット水晶振動子５１の温度特性に最も近い近似１次関数に基づく信号を選択する。加算回路５３０は、第１の近似２次関数発生回路５０３、第２の近似２次関数発生回路５０４および近似１次関数補正回路５０５のそれぞれで発生した信号を合成して出力する。温度に対する加算回路５３０の出力電圧の関係は、第１の近似２次関数発生回路５０３で発生した近似２次関数の一部と第２の近似２次関数発生回路５０４で発生した近似２次関数の一部とを合成した近似３次関数と、近似１次関数補正回路５０５で発生した近似１次関数とを合成した関数となる。

レギュレータ回路５１０は、外部から供給される電源電圧の変動を抑制し、第１の近似２次関数発生回路５０３、第２の近似２次関数発生回路５０４および近似１次関数補正回路５０５に基準電圧を供給する。一方、周波数調整回路５２０は、外部から入力された周波数調整電圧Ｓ３６２に基づいて、温度補償型水晶発振器の発振周波数の調整および標準周波数合わせのための直流バイアス信号を発生する。

発振回路部３０２のＡＴカット水晶振動子５１には、固定コンデンサ２０ａと第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂとが直列に接続されてなる直列接続体と、対抗して第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２２ｂと固定コンデンサ２２ａとが直列に接続されてなる直列接続体とが、並列に接続されている。第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂの接続ノードは、固定コンデンサ２４を介して交流的に接地されている。

加算回路５３０の出力信号は、バイアス抵抗３１、３２を介して第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂの各ゲート電極に供給される。また、周波数調整回路５２０の出力信号は、バイアス抵抗３３を介して第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂの各ウエル電極に供給される。それによって、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂの両極に印加される電圧が温度変化に対して近似３次関数的に変化し、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性が打ち消され、温度変化に対して安定した周波数の発信信号が出力バッファ回路１６を介して出力される。

図１３は、特許文献２に示した従来技術の温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。３０２は発振回路部、６００は温度センサー、６０３は第1の近似２次関数発生回路、６０４は第２の近似２次関数発生回路、６０５は近似1次関数補正回路、６１０はレギュレータ回路、６２０は周波数調整回路、６３０は第1の加算回路、６４０は第２の加算回路である。なお、既に説明した同一の構成要素には同一の番号を付与している。

図１３に示す温度補償型水晶発振器では、ＡＴカット水晶振動子５１として、１５〜４５℃付近での温度で周波数の変化が極めて小さい、水晶振動子（以下、フラット水晶と呼ぶ）を用いている。また、第１の近似２次関数発生回路６０３および第２の近似２次関数発生回路６０４は、ともにＮＭＯＳトランジスタよりなるソース接地アンプで構成されている。

そして、第１の近似２次関数発生回路６０３の出力信号は、第１の加算回路６３０において近似１次関数補正回路６０５の出力信号と合成されて、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂの各ゲート電極に供給される。一方、第２の近似２次関数発生回路６０４の出力信号は、第２の加算回路６４０において周波数調整回路６２０の出力信号と合成されて、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂの各ウエル電極に供給される。

第１の加算回路６３０の出力電圧は、１５℃よりも低温側の温度域において温度が下がるにつれて近似２次関数的に下がる。一方、第２の加算回路６４０の出力電圧は、４５℃よりも高温側の温度域において温度が上がるにつれて近似２次関数的に下がる。したがって、低温域では、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂのゲート電極の電位がウエル電極の電位よりも低くなり、高温域ではその逆になる。つまり、１５℃よりも低温域および４５℃よりも高温域において、第１および第２の可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂの両極に印加される電圧が温度変化に対して近似３次関数的に変化し、ＡＴカットのフラット水晶振動子５１の温度特性が打ち消され、温度補償を実現することができるとしている。

国際公開第０２／１９５１４号パンフレット （第１図） 特開平１１−８８０５２号公報 (図３、図１２)

しかしながら、特許文献１に示した従来技術の温度補償型水晶発振器では、近似２次関数発生回路を構成するＰＭＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタとは、キャリア移動度やスレッショルドが異なる異種のトランジスタの組み合わせであり、その電流特性は当然異なる。異種のＭＯＳトランジスタの電流特性を電圧に変換してＭＩＳ型可変容量コンデンサの容量値を制御する方法では、半導体集積回路自体の個体間バラツキを補正した上で、ＡＴカット水晶振動子の温度特性を全温度範囲にわたって完全に周波数調整するには多大な労力と時間を要するという欠点がある。

また、上記特許文献２に示した従来技術の温度補償型水晶発振器では、一般的なＡＴカット水晶振動子を用いる場合、次のような欠点がある。すなわち、水晶振動子の温度特性にフラットな領域はないため、ＭＩＳ型可変容量コンデンサのゲート電極とウエル電極との間に、全温度域にわたって線形領域を含まない３次関数的な温度特性を有する電圧を印加する必要がある。そのためには、ＡＴカット水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点において、高温側および低温側の各近似２次関数発生回路で非線形な信号が発生されて
、ＭＩＳ型可変容量コンデンサに印加される電位差、すなわち信号合成が非線形の連続でなければならない。

上記特許文献１に示した従来技術では、近似２次関数発生回路を構成するＭＯＳトランジスタが異種のＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタの組み合わせであり、ＭＯＳトランジスタの半導体製造プロセスのバラツキや電気特性の相違を補正するために要する回路と調整に負担が大きい。さらに上記特許文献１および特許文献２に示した従来技術では、近似２次関数発生回路を構成するＭＯＳトランジスタが近似２次関数的な温度特性を有する信号を発生する開始点が不明であるため、その開始点が３次関数の偏曲点に一致しているか否かも不明で、一般的なＡＴカット水晶振動子の温度特性に対する補償に不完全な温度域ができることがある。

また、上記特許文献１および特許文献２に示した従来技術では、近似２次関数発生回路を構成するＭＯＳトランジスタや抵抗素子の半導体製造プロセスのバラツキ補正方法については記載がない。補正のための信号振幅を大きくとれば補正は可能であるが、補正範囲の拡大は、調整のための分解能とも関わり、回路数の増大につながる。

この発明は、上述した従来技術による問題点を解消し、ＡＴカット水晶振動子の温度特性を、時間や労力のかからない簡便な調整のみで容易に補償することができる温度補償型水晶発振器を提供することを目的とする。

本発明は上記の目的を達成するため、以下に記載するような技術構成を採用するものである。

温度変化に対して発振周波数が３次関数的に変化する温度特性を有する水晶振動子を含む発振回路部と、温度信号発生回路と、温度３次成分補正信号発生回路と、温度１次成分補正信号発生回路と、を有する温度補償型水晶発振器であって、
温度信号発生回路は、温度変化に対して電位が１次関数的に変化する温度信号を、ＭＯＳトランジスタのスレッショルド電位の温度変動から生成し、
温度３次成分補正信号発生回路は、温度信号と、水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点を中心に符号反転関係にある第１の入力信号と第２の入力信号と、を利用して近似
３次関数電流を発生する回路であり、温度信号と第１の入力信号とに基づいて、温度変化に対して２次関数的に変化する第１の補正電流を流す第１のＭＯＳトランジスタと、第１のＭＯＳトランジスタと構成が同じで、温度信号と第２の入力信号とに基づいて、温度変化に対して２次関数的に変化する電流を流す第２のＭＯＳトランジスタと、第２のＭＯＳトランジスタと異極性であり第２のＭＯＳトランジスタと直列接続して電流を流す第３のＭＯＳトランジスタと、第３のＭＯＳトランジスタとカレントミラー構成であり第１のＭＯＳトランジスタと直列接続して温度変化に対して２次関数的に変化するとともに第２のＭＯＳトランジスタの電流と対称な電流特性の第２の補正電流を流す第４のＭＯＳトランジスタと、を有し、第１の補正電流と第２の補正電流とから近似３次関数電流を発生し、
温度１次成分補正信号発生回路は、近似３次関数電流を電圧変換し、近似３次関数電圧に変換するとともに、近似３次関数電圧と１次補正バイアスとを合成し、温度補償信号を出力し、
温度補償信号で発振回路部の周波数調整を行うことを特徴とする。

温度１次成分補正信号発生回路は、電圧変換用抵抗素子と差動増幅回路とを有し、
電圧変換用抵抗素子は、温度３次成分補正信号発生回路で発生した近似３次関数電流を
近似３次関数電圧に変換し、差動増幅回路は、近似３次関数電圧と１次補正バイアスとを合成し、温度補償信号を出力することを特徴とする。

温度信号発生回路は、第５のＭＯＳトランジスタを有し、第１のＭＯＳトランジスタおよび第２のＭＯＳトランジスタと第５のＭＯＳトランジスタとは、同極性であって、第１のＭＯＳトランジスタおよび第２のＭＯＳトランジスタは、第５のＭＯＳトランジスタのスレッショルド電位で制御されることを特徴とする。

温度信号発生回路は差動増幅器よりなり、帰還回路は、第５のＭＯＳトランジスタと抵抗素子とからなる定電流回路とを直列接続した構成であり、第５のＭＯＳトランジスタのドレイン電極の電位を帰還することを特徴とする。

温度信号発生回路は、第１の入力信号と第２の入力信号との中間電位と、ゲート電極とドレイン電極側とを接続する第５のＭＯＳトランジスタのドレイン電極の電位との差動増幅器であり、
温度信号発生回路の出力は、第５のＭＯＳトランジスタと第１のＭＯＳトランジスタおよび第２のＭＯＳトランジスタとのソース電極およびバックゲート電極に接続することを特徴とする。

第１のＭＯＳトランジスタと第２のＭＯＳトランジスタおよび第５のＭＯＳトランジスタは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、第３のＭＯＳトランジスタおよび第４のＭＯＳトランジスタは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする。

第３のＭＯＳトランジスタのゲート電極およびドレイン電極と第２のＭＯＳトランジスタのドレイン電極と第４のＭＯＳトランジスタのゲート電極とを接続し、第４のＭＯＳトランジスタのドレイン電極と、第１のＭＯＳトランジスタのドレイン電極とを接続することを特徴とする。

バイアス温度係数調整回路を有し、バイアス温度係数調整回路は、第１の勾配基準信号源と第２の勾配基準信号源とから、第１の入力信号と第２の入力信号と１次補正バイアスとを生成することを特徴とする。

本発明にかかる温度補償型水晶発振器によれば、２つの温度補償信号を発生するＭＯＳトランジスタの構成が同じであり、また、それら２つのＭＯＳトランジスタへの入力信号が、水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点を中心にして対称であるので、全温度域にわたって線形領域を含まない３次関数的な温度特性を有する水晶振動子の高温側および低温側の両方の温度特性を完全に補償することができる。また、水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点と、温度補償信号の偏曲点を一致させることが可能で、さらに、半導体製造プロセスのバラツキで生じるＭＯＳトランジスタのスレッショルド変動を自己的に補正することができるので、温度補償の調整にかかる回路規模の縮小と、調整時間を削減することができる。

以下に図面を参照して、この発明にかかる温度補償型水晶発振器の好適な実施の形態を
詳細に説明する。

[水晶発振器の要部の説明：図１]
図１は、本発明の実施の形態の温度補償型水晶発振器の要部の構成を示す回路図である。３０２は発振回路部、３３０は温度信号発生回路、３３４は温度３次成分補正信号発生回路、３４１は温度１次成分補正信号発生回路である。
温度信号発生回路３３０の構成は次のとおりである。２０１と２０２と２９２と２９４とは抵抗素子、２６３は第５のＭＯＳトランジスタ、２８０は温度補償用レギュレータ回路、Ｓ２００はレギュレート電圧、Ｓ２０５は第１の基準信号源、Ｓ２０６は帰還電位である。
温度３次成分補正信号発生回路３３４の構成は次のとおりである。２６１は第２のＭＯＳトランジスタ、２６２は第１のＭＯＳトランジスタ、２６４は第３のＭＯＳトランジスタ、２６５は第４のＭＯＳトランジスタ、Ｓ２１４は低温側補正バイアス、Ｓ２１６は高温側補正バイアス、Ｓ２２０は補正基準バイアス、Ｓ２４０は温度補償用レギュレート電圧である。
温度１次成分補正信号発生回路３４１の構成は次のとおりである。２７０は差動増幅回路、２９３は電圧変換用抵抗素子、Ｓ２１５は１次補正バイアス、Ｓ２５０は温度補償信号である。

図１に示すように、温度補償型水晶発振器の発振回路部３０２は、従来技術の発振回路部変わらない。ＡＴカット水晶振動子５１と、例えばＣＭＯＳインバータ回路よりなるオシレータ１２と、オシレータのバイアス点を決定するための帰還抵抗１４と、安定な発振のための抵抗素子１８と、ＡＴカット水晶振動子５１の両端に、容量素子を接続した回路構成をとる。なお、Ｓ２１８は基準周波数調整信号である。

ＡＴカット水晶振動子５１の一方の端子は、オシレータ１２の入力側に接続し、さらに、固定コンデンサ２０ａと可変容量素子である第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂとを直列に接続してなる直列接続体が付加される。

またＡＴカット水晶振動子５１のもう一方の端子は、オシレータ１２の出力側に接続し、さらに、固定コンデンサ２２ａと可変容量素子である第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２２ｂとを直列に接続してなる直列接続体が付加される。

第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂには容量値を可変するために、温度補償信号Ｓ２５０が入力されるので、第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂのゲート電極側とウエル電極側とは、固定コンデンサ２０ａ、２２ａおよび固定コンデンサ２４により直流成分から切り離されている。

第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂおよび第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２２ｂの各容量は、それぞれのゲート電極に印加する電位Ｖｇとウエル電極に印加する電位Ｖｗとの電位差（Ｖｇ−Ｖｗ）に依存する。第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂのゲート電極と第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２２ｂのゲート電極とは、それぞれバイアス抵抗３１および３２を介して、基準周波数調整信号Ｓ２１８（電位Ｖｇに等しい）で制御される。

第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂおよび第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２２ｂのウエル電極は共通ノードで、このウエル電極はバイアス抵抗３３を介して、温度補償信号Ｓ２５０（電位Ｖｗに等しい）で制御される。

[全体構成の説明：図１、図２、図６]
図２は、本発明の実施の形態の温度補償型水晶発振器の全体構成を示すブロック図である。３２０はレギュレータ回路、３２６は第１の反転回路、３２８は第２の反転回路、３４０はバイアス温度係数調整回路、３６０は基準周波数調整回路である。Ｓ２１０は第１の勾配基準信号源、Ｓ２１１は第２の勾配基準信号源である。すでに説明した同一の構成には同一の番号を付与している。

図２に示すように、本発明の温度補償型水晶発振器は、レギュレータ回路３２０、温度信号発生回路３３０、第１の反転回路３２６、第２の反転回路３２８、温度３次成分補正信号発生回路３３４、温度１次成分補正信号発生回路３４１、バイアス温度係数調整回路３４０、基準周波数調整回路３６０を備えている。

レギュレータ回路３２０は、使用する温度範囲および外部より入力される電源の変動においても一定の電圧を発生するための電源回路である。レギュレータ回路３２０で発生したレギュレート電圧Ｓ２００は、温度信号発生回路３３０、第１の反転回路３２６、第２の反転回路３２８の電源としてではなく、回路入力の基準信号源（図示せず）を生成するために供給される。基準信号源（図示せず）は、レギュレート電圧Ｓ２００から抵抗分割などして生成する調整用の信号である。

温度信号発生回路３３０の回路構成は、図１で示すように、温度補償用レギュレータ回路２８０と抵抗素子とで構成している。第１の基準信号源Ｓ２０５は、レギュレータ回路３２０の出力を、例えば、抵抗分割でレギュレート電圧Ｓ２００の１／２の電位として、温度補償用レギュレータ回路２８０の差動（＋）側端子に入力される。温度補償用レギュレータ回路２８０の出力には、接地ノードとの間に第５のＭＯＳトランジスタ２６３と抵抗素子２９２および２９４とを直列接続している。温度補償用レギュレータ回路２８０の出力は、第５のＭＯＳトランジスタ２６３のソース電極とバックゲート電極とに接続し、ドレイン電極の電位が温度補償用レギュレータ回路２８０の差動（−）側端子に帰還するように接続している。
抵抗素子２９２および２９４は、抵抗値の温度依存性が極めて小さい抵抗素子を用いる。抵抗素子には、例えば、低抵抗のポリシリコンや、温度特性の温度勾配係数が符号反転関係にある抵抗素子の組み合わせで温度依存性を下げる方法でも良い。

温度信号発生回路３３０内の温度補償用レギュレータ回路２８０の差動（＋）側端子と差動（−）側端子とは、イマジナリーショートであるから、差動（−）側端子に帰還される帰還電位Ｓ２０６は、電圧の温度変動極めて小さい第１の基準信号源Ｓ２０５と等しい。抵抗素子２９２および２９４は、抵抗値の温度依存性が極めて小さい抵抗素子を用いているから、抵抗素子２９２および２９４に流れる電流は使用する広い温度範囲において定電流源として働く。

第５のＭＯＳトランジスタ２６３は、ソース電極とバックゲート電極とに温度補償用レギュレータ回路２８０の出力を接続し、ゲート電極には、抵抗素子２９２と２９４との分割電位が接続する、いわゆるダイオード接続として構成している。抵抗素子２９２と２９４とで分割するのは、第５のＭＯＳトランジスタ２６３のソース−ドレイン間電流を調整するためで、前述のごとく、第５のＭＯＳトランジスタ２６３のドレイン電極は、温度補償用レギュレータ回路２８０の差動（−）側端子に接続している。したがって、第５のＭＯＳトランジスタ２６３のソース−ドレイン間電流は、温度依存性の極めて小さい定電流となるのである。

このため、温度補償用レギュレータ回路２８０の出力である温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０は、第５のＭＯＳトランジスタ２６３のバンドギャップ電位に相当する電位と第１の基準信号源Ｓ２０５とを加算した電圧となる。
すなわち、温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０は、第５のＭＯＳトランジスタ２６３のバンドギャップと、その温度変動特性を検出した電圧といえる。

温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０は、温度３次成分補正信号発生回路３３４内の第１のＭＯＳトランジスタ２６２と第２のＭＯＳトランジスタ２６１とのそれぞれのソース電極とバックゲート電極とに接続している。
温度３次成分補正信号発生回路３３４は、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的に変化する温度特性の高温側を補正する第１のＭＯＳトランジスタ２６２と、低温側を補正する第２のＭＯＳトランジスタ２６１とを備える。第１のＭＯＳトランジスタ２６２と第２のＭＯＳトランジスタ２６１とは、温度変化に対して近似２次関数的な電流特性を示すように制御される。この制御方法は後述する。
第３のＭＯＳトランジスタ２６４と第４のＭＯＳトランジスタ２６５とは、第２のＭＯＳトランジスタ２６１と異極性なＭＯＳトランジスタでカレントミラー回路を構成する。したがって、第２のＭＯＳトランジスタ２６１の電流特性と対称な電流特性が第４のＭＯＳトランジスタ２６５から検出される。

温度１次成分補正信号発生回路３４１は、後述するＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的に変化する温度特性を補正するための1次補正バイアスＳ２１５の信号をインピーダンス変換する差動増幅回路２７０と、電圧変換用抵抗素子２９３とで構成している。差動増幅回路２７０の差動（＋）側端子には、後述の１次補正バイアスＳ２１５が入力している。差動増幅回路２７０の差動（−）側端子は、差動増幅回路２７０の補正基準バイアスＳ２２０が入力している。この補正基準バイアスＳ２２０は、温度３次成分補正信号発生回路３３４で発生した近似３次関数の電流特性をもつため、差動増幅回路２７０の出力は、電圧変換用抵抗素子２９３を介して電流を消費することとなる。電圧で見ると、差動増幅回路２７０の持つイマジナリーショート特性により、電圧変換用抵抗素子２９３で発生した電位を補うために差動増幅回路２７０の出力である温度補償信号Ｓ２５０は、電圧変換用抵抗素子２９３の電位と符号反転した電位と、後述の1次補正バイアスＳ２１５の電位とを加算した出力信号を発生する。

第１の反転回路３２６は、温度信号発生回路３３０で発生した温度変動特性を有する温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０を反転増幅する反転増幅器である。反転の基準となる電位は、レギュレータ回路３２０で発生したレギュレート電圧Ｓ２００を選択的に分圧した電位とする。第２の反転回路３２８も第１の反転回路３２６と同回路で構成し、反転の基準となる電位は、第１の基準信号源Ｓ２０５である。反転される信号は、第１の反転回路３２６の出力である負勾配信号の第１の勾配基準信号源Ｓ２１０で、反転された信号は、正勾配信号の第２の勾配基準信号源Ｓ２１１である。

バイアス温度係数調整回路３４０は、第１の反転回路３２６と第２の反転回路３２８とから出力する第１の勾配基準信号源Ｓ２１０と第２の勾配基準信号源Ｓ２１１とを、例えば、図６に示すような抵抗素子１２０ａから１２０ｇで分圧し、選択回路１１０ａから１１０ｄと、選択回路１１２ａから１１２ｄと、選択回路１１４ａから１１４ｄとで選択的に所望の温度特性を有する信号を取り出す。
図６では、４つの選択回路で１つの信号を取り出すように記載しているが、選択回路の数は特に限定するものではない。分圧される信号は、低温側補正バイアスＳ２１４、高温側補正バイアスＳ２１６、１次補正バイアスＳ２１５として、温度３次成分補正信号発生回路３３４と温度１次成分補正信号発生回路３４１とへ供給する。

基準周波数調整回路３６０は、温度補償型水晶発振器の個体間バラツキで生じた所望発振周波数からの離散を修正する電圧（図示せず）と、外部より電圧制御で発振周波数を可変するための周波数調整電圧Ｓ３６２との電圧合成回路であって、温度補償とは関係ない
直流電圧を発生する。その合成された電圧は基準周波数調整信号Ｓ２１８として、第１のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂおよび第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２２ｂのゲート電極の電位として供給する。

[ＭＩＳ型可変容量コンデンサの説明：図３、図４]
図３に、図１および図２に示す第１および第２のＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂ、２２ｂの構造を説明する図を示す。図３は、ＭＩＳ型可変容量コンデンサの断面図を模式的に示したものである。
ＭＩＳ型可変容量コンデンサの構造は、ＭＯＳ（金属−酸化膜−半導体）型可変容量コンデンサ６０であり、Ｐ型半導体基板６１の表面層にＮ型ウエル領域６２を形成し、そのＮ型ウエル領域６２の表面上にゲート酸化膜６３を介してゲート電極６４を形成する。Ｎ型ウエル領域６２の電位は、Ｎ型ウエル領域６２に設ける高濃度不純物領域であるＮ型領域６５より与える。図３では、Ｎ型領域６５はゲート電極６４の左右に設けている。６６は素子分離用のフィールド酸化膜である。

ＭＯＳ型可変容量コンデンサ６０において、ゲート電極６４の電位が正側に変位していく過程で、ゲート酸化膜６３直下のＮ型ウエル領域６２の表面は、蓄積状態から表面反転層が形成されるまでの間、ＭＯＳ型可変容量コンデンサ６０の容量が変化する。その際、ゲート電極６４の電位が高周波で制御されると、発生−再結合プロセスでは、少数キャリアが表面反転層に十分に供給されないため、一定の極小値に保たれ、図４に示すようなＣＶ特性カーブ６７を示す。
本発明の実施の形態では、図４で示すＣＶ特性カーブ６７において、容量が変化する領域を利用する。なお、図４はＣＶ特性を模式的に示したものである。図４において、縦軸は、ＭＯＳ型可変容量コンデンサ６０の容量であり、横軸は、ＭＯＳ型可変容量コンデンサ６０のゲート電極６４の電位である。つまり、ゲート電極６４の電位は、ゲート電極に印加する電位Ｖｇとウエルの電位Ｖｗとの差である。

[温度補償方法の説明：図１、図２、図５〜図１１]
次に、本発明の温度補償型水晶発振器の作用とともに、ＡＴカット水晶振動子の温度補償方法について説明する。
図１の中で、差動増幅器である温度信号発生回路３３０は、第１の基準信号源Ｓ２０５に基づいて、第５のＭＯＳトランジスタ２６３のバンドギャップ電位だけ高い電圧を出力する。ここで得られる温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０は、第５のＭＯＳトランジスタ２６３と、抵抗値の温度依存性が極めて小さい抵抗素子２９２および２９４とによって、補償温度範囲で温度依存性の高い電圧を発生する。ＭＯＳトランジスタのスレッショルドの温度依存性が大きいため、温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０は、大きな温度勾配係数をもった信号となる。温度信号発生回路３３０で得た温度勾配係数の高い温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０は、極めて温度変化に対して線形な信号であるため、温度検出信号の基準源として用いる。

図２で示す第１の反転回路３２６および第２の反転回路３２８の構成の一例を図５に示す。Ｓ２０７は第２の基準信号源Ｓ２０７である。すでに説明した同じ構成には同じ番号を付与している。図５において、左側が第１の反転回路３２６の反転増幅器であり、右側が第２の反転回路３２８の反転増幅器である。
温度信号発生回路３３０で得た温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０を、第1の反転回路３２６の差動（−）側端子に抵抗素子を介して入力するとともに、反転増幅器の出力である第1の勾配基準信号源Ｓ２１０を、差動（−）側端子に抵抗素子を介して入力する一般的な反転増幅器の回路構成をとる。この回路構成と同じくして、第1の勾配基準信号源Ｓ２１０を、第２の反転回路３２８の差動（−）側端子に抵抗素子を介して入力するとともに、反転増幅器の出力である第２の勾配基準信号源Ｓ２１１を、差動（−）側端子に抵
抗素子を介して入力する。
第1の反転回路３２６で、入出力の反転基準となる差動（＋）側端子に第２の基準信号源Ｓ２０７を入力する。第２の基準信号源Ｓ２０７は、温度変化に対し1次関数的に変化する第1の勾配基準信号源Ｓ２１０と、第1の基準信号源Ｓ２０５とが、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性の偏曲点温度で、等しい電位となるための基準電位でなければならない。この基準電位である第２の基準信号源Ｓ２０７は、例えば、レギュレート電圧Ｓ２００を抵抗素子により接地ノードと接続して、抵抗分圧による中間的電位を選択する。

第１の反転回路３２６で得た第１の勾配基準信号源Ｓ２１０は、第２の反転回路３２８で反転増幅器により信号反転されて第２の勾配基準信号源Ｓ２１１を得る。
第２の反転回路３２８の反転増幅器の差動（＋）側端子の基準電位には、第１の基準信号源Ｓ２０５を入力する。したがって、第１の勾配基準信号源Ｓ２１０と第２の勾配基準信号源Ｓ２１１とは、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性の偏曲点で同電位の信号であり、かつ、第１の基準信号源Ｓ２０５と等しい電位となる。

第１の勾配基準信号源Ｓ２１０と第２の勾配基準信号源Ｓ２１１とは、バイアス温度係数調整回路３４０へ供給する。
バイアス温度係数調整回路３４０は、例えば、図６で示すような抵抗素子分割により、２つの温度勾配を有する第１の勾配基準信号源Ｓ２１０と第２の勾配基準信号源Ｓ２１１とから選択的に特定の温度勾配を有する信号を取り出す回路を備えている。図６では、抵抗素子１２０ａから１２０ｃの３つの抵抗素子で分圧される分圧信号を選び、低温側補正バイアスＳ２１４として温度３次成分補正信号発生回路３３４内の第２のＭＯＳトランジスタ２６１のゲート電極へ供給する。同様に、抵抗素子１２０ｅから１２０ｇの３つの抵抗素子で分圧される分圧信号を選び、高温側補正バイアスＳ２１６として温度３次成分補正信号発生回路３３４内の第１のＭＯＳトランジスタ２６２のゲート電極へ供給する。また、抵抗素子１２０ａから１２０ｆの６つの抵抗素子で分圧される分圧信号を選び、１次補正バイアスＳ２１５として温度１次成分補正信号発生回路３４１へ供給する。

図７には、温度信号発生回路３３０で発生した温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０と、第１の反転回路３２６で生成した第１の勾配基準信号源Ｓ２１０と、第２の反転回路で生成した第２の勾配基準信号源Ｓ２１１と、バイアス温度係数調整回路３４０で生成した分圧信号である低温側補正バイアスＳ２１４および１次補正バイアスＳ２１５および高温側補正バイアスＳ２１６と、第１の基準信号源Ｓ２０５との電圧−温度特性を示す。図７の縦軸は電圧、横軸は温度である。
上述した第１の勾配基準信号源Ｓ２１０、第２の勾配基準信号源Ｓ２１１、分圧信号である低温側補正バイアスＳ２１４、１次補正バイアスＳ２１５および高温側補正バイアスＳ２１６、および第１の基準信号源Ｓ２０５は全て交点９０で同電位な信号となる。この交点９０の温度は、第２の基準信号源Ｓ２０７によってＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性の偏曲点温度と一致している。

したがって、図１に示す第１のＭＯＳトランジスタ２６２と第２のＭＯＳトランジスタ２６１とのソース−ゲート間電位は、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性の偏曲点温度で常に等しい。すなわち、偏曲点温度においては、上述した２つのＭＯＳトランジスタは、第５のＭＯＳトランジスタ２６３のカレントミラー回路とみなすことができ、第１のＭＯＳトランジスタ２６２と第２のＭＯＳトランジスタ２６１とには、同じ値の電流が流れる。また、図６で示した回路でそれぞれに選択した低温側補正バイアスＳ２１４と高温側補正バイアスＳ２１６とは、交点９０で常に等しいため、温度補正信号Ｓ２５０は、偏曲点温度で低温側補正バイアスＳ２１４と高温側補正バイアスＳ２１６との可変によらず常に一定の電位に保たれる。

バイアス温度係数調整回路３４０で制御された分圧信号である低温側補正バイアスＳ２１４および高温側補正バイアスＳ２１６は、図１に示す第１のＭＯＳトランジスタ２６２と第２のＭＯＳトランジスタ２６１のゲート電極へ供給する。温度変化に対してＭＯＳトランジスタのソース−ドレイン電流が変化するため、２次関数的な電流が観測できる。第１のＭＯＳトランジスタ２６２と第２のＭＯＳトランジスタ２６１および第４のＭＯＳトランジスタ２６５との電流−温度特性を図８に示す。２６２ｊと２６１ｊと２６５ｊとは、それぞれ第１のＭＯＳトランジスタ２６２と第２のＭＯＳトランジスタ２６１と第４のＭＯＳトランジスタ２６５とのソース−ドレイン電流である。

図８に示すような電流−温度特性によれば、温度３次成分補正信号発生回路３３４内の第１のＭＯＳトランジスタ２６２と第４のＭＯＳトランジスタ２６５、および温度１次成分補正信号発生回路３４１の電圧変換用抵抗素子２９３より生成される温度補償信号Ｓ２５０は、図１０に示すような近似３次関数の信号となる。この近似３次関数である温度補償信号Ｓ２５０が、ＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂおよび２２ｂにより容量値変化に変換され、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性を補償する。図１０についての詳細は後述する。

ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性を補償には上述した分圧信号である低温側補正バイアスＳ２１４および高温側補正バイアスＳ２１６の温度勾配を選択的に可変して、ＡＴカット水晶振動子５１の３次関数的な温度特性に一致するようにＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂおよび２２ｂへ供給することで温度補償する。図１１には、一例として低温側補正バイアスＳ２１４によって生成される多様なスプラインを示す。図１１に示すように、多様なスプライン（温度勾配カーブ）の中からＭＩＳ型可変容量コンデンサ２０ｂおよび２２ｂへ供給するスプラインを選択し、供給することで温度補償する。
また、図１１に示すように、低温側補正バイアスＳ２１４のスプラインによらず、交点９０より高温側のスプラインには干渉していない。

ところで、上述した図１に示す温度信号発生回路３３０内の第５のＭＯＳトランジスタ２６３と抵抗素子２９２および２９４とで増幅された出力である温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０は、第５のＭＯＳトランジスタ２６３の半導体製造プロセスのバラツキによって、スレッショルドが変動する。図９には、そのスレッショルドの変動によって生成された温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０を示し、図１０には、スレッショルドの変動によって生成された温度補償信号Ｓ２５０を示す。
図９に示すＳ２４０−１は、温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０が、半導体製造プロセスにおいて、ＰＭＯＳトランジスタおよびＮＭＯＳトランジスタともスレッショルドが標準値であるときの信号電位を示している。Ｓ２４０−２は、ＰＭＯＳトランジスタのスレッショルドが標準値よりも低く、ＮＭＯＳトランジスタのスレッショルドが標準値よりも低いとき信号電位を示している。Ｓ２４０−３は、ＰＭＯＳトランジスタのスレッショルドが標準値よりも高く、ＮＭＯＳトランジスタのスレッショルドが標準値よりも高いときの信号電位を示している。Ｓ２４０−４は、ＰＭＯＳトランジスタのスレッショルドが標準値よりも低く、ＮＭＯＳトランジスタのスレッショルドが標準値よりも高いときの信号電位を示している。Ｓ２４０−５は、ＰＭＯＳトランジスタのスレッショルドが標準値よりも高く、ＮＭＯＳトランジスタのスレッショルドが標準値よりも低いときの信号電位を示している。

図９で示すように、温度補償用レギュレート電圧Ｓ２４０がＭＯＳトランジスタのスレッショルドによって電圧変化するのに対し、図１０で示すように、温度補償信号Ｓ２５０は、スレッショルドの変動に対し、ほぼ不変であることがわかる。すなわち、半導体製造プロセスのバラツキを自己的に補正したことになる。

以上のように、本発明の温度補償型水晶発振器は、周波数温度特性を精度よく補正することができるため、通信機器に搭載する発振器として適している。特に、携帯電話機などの小型携帯機器に搭載する発振器として好適である。

本発明の温度補償型水晶発振器の要部の構成を示す回路図である。 本発明の温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。 本発明の温度補償型水晶発振器に用いるＭＩＳ型可変容量コンデンサの構造を説明する断面図である。 ＭＩＳ型可変容量コンデンサのＣ−Ｖ特性を示す特性図である。 本発明の温度補償型水晶発振器を構成するゲートバイアス発生回路を示す回路図である。 本発明の温度補償型水晶発振器を構成するゲートバイアス制御回路の一例を示す回路図である。 本発明の温度補償型水晶発振器を構成するゲートバイアス制御回路から出力される信号の温度特性を示す特性図である。 本発明の温度補償型水晶発振器を構成するＭＯＳトランジスタのドレイン電流を模式的に示す特性図である。 本発明の温度補償型水晶発振器を構成する温度信号発生回路から出力される信号の温度特性を示す特性図である。 本発明の温度補償型水晶発振器を構成する温度３次成分補正信号発生回路から出力される信号の温度特性を示す特性図である。 本発明の温度補償型水晶発振器を構成する温度３次成分補正信号発生回路から出力される信号の可変振幅を示す特性図である。 従来の温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。 従来の温度補償型水晶発振器の概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

２６１ 第２のＭＯＳトランジスタ （低温側ＰＭＯＳトランジスタ）
２６２ 第１のＭＯＳトランジスタ （高温側ＰＭＯＳトランジスタ）
２６３ 第５のＭＯＳトランジスタ （ＰＭＯＳトランジスタ）
２６４ 第３のＭＯＳトランジスタ （ＮＭＯＳトランジスタ）
２６５ 第４のＭＯＳトランジスタ （ＮＭＯＳトランジスタ）
２９３ 電圧変換用抵抗素子
３０２ 発振回路部
３３０ 温度信号発生回路
３４１ 温度１次成分補正信号発生回路
３３４ 温度３次成分補正信号発生回路

Claims (8)

1. 温度変化に対して発振周波数が３次関数的に変化する温度特性を有する水晶振動子を含む発振回路部と、温度信号発生回路と、温度３次成分補正信号発生回路と、温度１次成分補正信号発生回路と、を有する温度補償型水晶発振器であって、
   前記温度信号発生回路は、温度変化に対して電位が１次関数的に変化する温度信号を、ＭＯＳトランジスタのスレッショルド電位の温度変動から生成し、
   前記温度３次成分補正信号発生回路は、前記温度信号と、前記水晶振動子の３次関数的な温度特性の偏曲点を中心に符号反転関係にある第１の入力信号と第２の入力信号と、を利用して近似３次関数電流を発生する回路であり、前記温度信号と前記第１の入力信号とに基づいて、温度変化に対して２次関数的に変化する第１の補正電流を流す第１のＭＯＳトランジスタと、前記第１のＭＯＳトランジスタと構成が同じで、前記温度信号と前記第２の入力信号とに基づいて、温度変化に対して２次関数的に変化する電流を流す第２のＭＯＳトランジスタと、前記第２のＭＯＳトランジスタと異極性であり前記第２のＭＯＳトランジスタと直列接続して前記電流を流す第３のＭＯＳトランジスタと、前記第３のＭＯＳトランジスタとカレントミラー構成であり前記第１のＭＯＳトランジスタと直列接続して温度変化に対して２次関数的に変化するとともに前記第２のＭＯＳトランジスタの前記電流と対称な電流特性の第２の補正電流を流す第４のＭＯＳトランジスタと、を有し、前記第１の補正電流と前記第２の補正電流とから前記近似３次関数電流を発生し、
   前記温度１次成分補正信号発生回路は、前記近似３次関数電流を電圧変換し、近似３次関数電圧に変換するとともに、前記近似３次関数電圧と１次補正バイアスとを合成し、温度補償信号を出力し、
   前記温度補償信号で前記発振回路部の周波数調整を行うことを特徴とする温度補償型水晶発振器。
2. 前記温度１次成分補正信号発生回路は、電圧変換用抵抗素子と差動増幅回路とを有し、
   前記電圧変換用抵抗素子は、前記温度３次成分補正信号発生回路で発生した前記近似３次関数電流を前記近似３次関数電圧に変換し、前記差動増幅回路は、前記近似３次関数電圧と前記１次補正バイアスとを合成し、温度補償信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の温度補償型水晶発振器。
3. 前記温度信号発生回路は、第５のＭＯＳトランジスタを有し、前記第１のＭＯＳトランジスタおよび前記第２のＭＯＳトランジスタと前記第５のＭＯＳトランジスタとは、同極
   性であって、前記第１のＭＯＳトランジスタおよび前記第２のＭＯＳトランジスタは、前記第５のＭＯＳトランジスタのスレッショルド電位で制御されることを特徴とする請求項１または２に記載の温度補償型水晶発振器。
4. 前記温度信号発生回路は差動増幅器よりなり、帰還回路は、前記第５のＭＯＳトランジスタと抵抗素子とからなる定電流回路とを直列接続した構成であり、前記第５のＭＯＳトランジスタのドレイン電極の電位を帰還することを特徴とする請求項３に記載の温度補償型水晶発振器。
5. 前記温度信号発生回路は、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号との中間電位と、ゲート電極とドレイン電極側とを接続する前記第５のＭＯＳトランジスタのドレイン電極の電位との差動増幅器であり、
   前記温度信号発生回路の出力は、前記第５のＭＯＳトランジスタと前記第１のＭＯＳトランジスタおよび前記第２のＭＯＳトランジスタとのソース電極およびバックゲート電極に接続することを特徴とする請求項３に記載の温度補償型水晶発振器。
6. 前記第１のＭＯＳトランジスタと前記第２のＭＯＳトランジスタおよび前記第５のＭＯＳトランジスタは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、前記第３のＭＯＳトランジスタおよび前記第４のＭＯＳトランジスタは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする請求項３から５のいずれか１つに記載の温度補償型水晶発振器。
7. 前記第３のＭＯＳトランジスタのゲート電極およびドレイン電極と前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン電極と前記第４のＭＯＳトランジスタのゲート電極とを接続し、前記第４のＭＯＳトランジスタのドレイン電極と、前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン電極とを接続することを特徴とする請求項１から６のいずれか１つに記載の温度補償型水晶発振器。
8. バイアス温度係数調整回路を有し、該バイアス温度係数調整回路は、第１の勾配基準信号源と第２の勾配基準信号源とから、前記第１の入力信号と前記第２の入力信号と前記１次補正バイアスとを生成することを特徴とする請求項１から７のいずれか１つに記載の温度補償型水晶発振器。
   

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