JP3742197B2 - 可変容量回路およびこの回路を用いた水晶発振回路 - Google Patents
可変容量回路およびこの回路を用いた水晶発振回路 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、間接補償方式の温度補償型水晶発振器や、電圧制御型水晶発振器などに搭載される可変容量回路の構成に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
可変容量回路は、すくなくとも１つの可変容量素子を使用して構成され、従来技術の構成の１つの例を図６に示す。
【０００３】
図６に示すように、ＤＣカットコンデンサの役目を果たす固定容量１と、可変容量素子２１とを直列に接続し、可変容量素子２１の他端子をグランドに接続する。
【０００４】
そして、固定容量１と可変容量素子２１との接続点に入力抵抗７を接続する。制御信号は、この入力抵抗７を介して印加される。
【０００５】
入力抵抗７は交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし制御信号を発生する回路の出力インピーダンスが充分高ければ、入力抵抗７を省略する場合もある。
【０００６】
また、可変容量素子２１の接続先は、高電位側の電源（Ｖｃｃ）の場合もある。
【０００７】
図６に示すような可変容量回路を、たとえば水晶発振器に接続すれば電圧可変型水晶発振器となり、さらにその制御信号を温度補償信号とするならば、間接補償方式の温度補償型水晶発振器となる。
【０００８】
ところで可変容量素子２１は、可変容量ダイオードやＭＯＳ型コンデンサなどが体表的なものである。
【０００９】
可変容量ダイオードやＭＯＳ型コンデンサは、いずれも半導体の空乏層幅が電圧によって変化することを利用しており、容量変化率を大きくするために、その製造段階でいくつかの工夫をしている。
【００１０】
可変容量ダイオードはｐｎ接合ダイオードの一種であり、空乏層が伸びる側すなわち低濃度側の不純物濃度分布に傾斜を設けたり、薄くするなどの工夫がみられる。
【００１１】
また、ＭＯＳ型コンデンサの場合は、半導体基板の不純物濃度を薄くしたり、ゲート酸化膜の膜厚を薄くするなどの工夫がみられる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、半導体の不純物濃度を薄くすることには限度があるため、容量の最小値はあまり小さくはできない上に、不純物濃度によって最小容量値を小さくしようとすると、使用電圧範囲での最大容量値も小さくなってしまうという問題点がある。
【００１３】
またさらにＭＯＳ型コンデンサの場合は、ゲート酸化膜の膜厚を薄くして物理的な最大容量値を大きくしても、使用電圧範囲での最大容量値はあまり大きくはならないという問題点がある。
【００１４】
つまり従来技術のように、可変容量素子の製造段階での工夫による方法では、使用電圧範囲での容量変化率を大きくできないという課題がある。
【００１５】
〔発明の目的〕
本発明の目的は、使用電圧範囲での容量変化率が大きい可変容量回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明による可変容量回路の構成は、下記の通りとする。
【００１７】
本発明における可変容量回路の請求項１の構成は、第１の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、第２の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、第３の固定容量の一端が第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、そして、第１の固定容量と第３の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第１の制御信号入力端子を設け、第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第２の制御信号入力端子を設け、第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第３の制御信号入力端子を設けたことを特徴とする。
【００１９】
本発明における可変容量回路の請求項２の構成は、第１の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、第２の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、第３の固定容量の一端が第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、そして、第１の固定容量と第３の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第１の制御信号入力端子を設け、第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第２の制御信号入力端子を設け、第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第３の制御信号入力端子を設けたことを特徴とする。
【００２０】
本発明における可変容量回路の請求項３の構成は、第１の固定容量と第２の固定容量との間に、直列接続した複数のＭＯＳ型コンデンサを接続し、第１の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、各ＭＯＳ型コンデンサの両端電極に容量を制御する信号を入力するための制御信号入力端子を設けたことを特徴とする。
【００２１】
本発明における可変容量回路の請求項４の構成は、請求項１から請求項３において、前記制御信号入力端子に別個の制御信号を入力することを特徴とする。
【００２２】
また本発明における可変容量回路の請求項５の構成は、請求項１から請求項３において、上記入力制御信号は、少なくとも温度補償制御用信号を含むことを特徴とする。
【００２３】
あるいはまた本発明における可変容量回路の請求項６の構成は、請求項１から請求項３において、上記入力制御信号は、少なくとも周波数変更用信号を含むことを特徴とする。
【００２４】
あるいはまた本発明における可変容量回路の請求項７の構成は、請求項１から請求項３において、上記入力制御信号は、少なくとも基本周波数設定用信号を含むことを特徴とする。
【００２５】
あるいはまた本発明における可変容量回路の請求項８の構成は、請求項１から請求項７において、前記制御信号入力端子と前記電極の間に入力抵抗を備えたことを特徴とする。
【００２６】
本発明における請求項９の構成は、前記請求項１から請求項８に記載した可変容量回路を負荷容量として用いた水晶発振回路であることを特徴とする。
【００２７】
なお、本発明においては、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極はゲート絶縁膜上の電極を示し、対抗電極は半導体基板側の電極を示すものとする。
【００２８】
〔作用〕
本発明は、可変容量素子はＭＯＳ型コンデンサとし、その使用方法の工夫で容量変化率の拡大を実現するものである。
【００２９】
従来技術の可変容量回路においては、可変容量素子を電源あるいはグランドに接続するため、可変容量素子が有する物理的な容量値の可変範囲のうちの一部しか使用しない構成になっている。
【００３０】
これに対して本発明の可変容量回路では、ＭＯＳ型コンデンサの接続先を電源電圧内の中間電位としており、使用電圧範囲を電源電圧範囲外にまで実質的にずらすことで、容量変化率の大きい部分を有効に使用するようにしている。
【００３１】
さらにそれのみならず、本発明の可変容量回路においては、可変容量素子の両端子に信号を印加することにより、２つの信号の合成を容易に実現できるという効果もある。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を使用して本発明の可変容量回路における最適な実施形態を説明する。
まずはじめに本発明の第１の実施の形態を説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【００３３】
〔第１の実施の形態の説明：図１、図２〕
図１に示すように、第１の固定容量１がＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の固定容量５がＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続し、第２の固定容量５の他端子がグランドに接続する。
【００３４】
そして、第１の入力抵抗７がＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の入力抵抗９がＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続する。
【００３５】
第１の固定容量１の他端子は、たとえば水晶発振回路などに接続する。
【００３６】
第１の入力抵抗７および第２の入力抵抗９は、直流信号を通し交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし制御信号を発生する回路の出力インピーダンスが充分に高ければ、これらの入力抵抗を介さずに、直接制御信号を印加して差し支えない。
【００３７】
第１の入力抵抗７および第２の入力抵抗９を介してそれぞれ印加される第１の制御信号Ａおよび第２の制御信号Ｂは、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値が電源電圧変動の影響を受けないようにするため、同一の電位を基準として発生する信号とする。たとえばどちらもグランドを基準とするなどである。
【００３８】
さて、図１に示す第１の実施の形態の有効性は、ＭＯＳ型コンデンサ３の電気特性を理解することにより明らかとなる。
【００３９】
そこで、まずはじめにＭＯＳ型コンデンサ３の電気特性について説明する。
図２は、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性の１つの例である。
【００４０】
〔ＭＯＳ型コンデンサの説明：図２〕
図２に示す電気特性は、ｐ形半導体基板とｐ形ゲート電極とを有するＭＯＳ型コンデンサの特性例であり、半導体基板を基準とするゲート電極の電圧と、容量値との関係を表すものである。この電気特性は、一般にＣ−Ｖカーブと呼ばれている。
【００４１】
図２には２本のＣ−Ｖカーブを示しており、それぞれ高濃度のｐ形半導体基板でゲート絶縁膜が厚い場合のＣ−Ｖカーブ１７と、低濃度のｐ形半導体基板でゲート絶縁膜が薄い場合のＣ−Ｖカーブ１９とを表している。
【００４２】
図２から明らかなように、物理的な容量変化率を大きくするためには、Ｃ−Ｖカーブ１７の条件ではなく、Ｃ−Ｖカーブ１９の条件でＭＯＳ型コンデンサを形成する必要がある。
【００４３】
しかしながら、図２に示すように、Ｃ−Ｖカーブ１９はＣ−Ｖカーブ１７に比べて左方向に移動している。
【００４４】
このＣ−Ｖカーブの移動は、ＭＯＳトランジスタのスレショールド電圧の移動と同じ現象であり、ゲート絶縁膜を薄くしたり、半導体基板の不純物濃度を薄くしたりすれば、左方向への移動は避けられない。
【００４５】
そして、従来技術のように半導体基板を電源やグランドに接続するならば、昇圧回路などを使用しない限り、Ｃ−Ｖカーブのうちゲート電圧がプラス側かマイナス側かのどちらかしか使用できない。
【００４６】
したがって、たとえ物理的な容量変化率が大きくても、Ｃ−Ｖカーブ１９のような特性のＭＯＳ型コンデンサでは、実際の使用電圧範囲での容量変化率が小さくなってしまう。
【００４７】
物理的な容量変化率が大きいままで、Ｃ−Ｖカーブを右方向に移動させるためには、ゲート電極材料を、ｐ形よりももっとｐ形の傾向が強い物質、すなわち仕事関数が大きい物質に変更する必要がある。
【００４８】
しかし、半導体集積回路の電気特性に悪影響を与えることなく、そのような条件を満たす適当な物質は、今のところ見つかっていない。
【００４９】
そこで、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性を改良するのではなく、その使用方法を工夫することによって、使用電圧範囲での容量変化率を大きくしなければならない。
【００５０】
そのような工夫の１つが、図１に示す本発明の第１の実施の形態である。
【００５１】
図１に示すように、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値を決める第１の制御信号Ａおよび第２の制御信号Ｂは、それぞれ第１の固定容量１および第２の固定容量５によって、周囲から直流的に遮断されているから、電源電圧範囲内で任意の電位をとることができる。
【００５２】
そこでたとえば、第２の制御信号Ｂを電源電圧の半分程度にしておき、第１の制御信号Ａをグランドレベルから電源電圧まで変化させるならば、図２に示すＣ−Ｖカーブを、ゲート電圧がマイナスの領域かラプラスの領域まで使用することに相当する。
【００５３】
したがって、Ｃ−Ｖカーブ１９のような特性のＭＯＳ型コンデンサならば、容量変化が最も大きい範囲を使用できることになり、従来の構成に比べて、容量変化率は大幅に向上する。
【００５４】
さらに、本発明の第１の実施の形態では、容量変化率の拡大だけではなく、第１の制御信号Ａと第２の制御信号Ｂとの信号合成という効果もある。
【００５５】
すなわち、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値は、第１の制御信号Ａによって制御されると共に、第２の制御信号Ｂによっても制御されるから、一方の制御信号を反転して他方の制御信号と合成し、この合成信号でＭＯＳ型コンデンサ３を制御することと等価である。
【００５６】
以上の説明で明らかなように、本発明の第１の実施の形態では、２つの固定容量とＭＯＳ型コンデンサとを直列接続し、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極と対抗電極との両方に制御信号を印加することにより、物理的な最大容量変化のほぼすべてを利用できるため、使用電圧範囲での容量変化率を大幅に拡大することができ、さらに信号合成の効果もある。
【００５７】
つぎに、本発明の第２の実施の形態を説明する。図３は、本発明の第２の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【００５８】
〔第２の実施の形態の説明：図３〕
図３の回路図に示すように、第１の固定容量１が第１のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の固定容量５が第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続し、第２の固定容量５の他端子がグランドに接続する。
【００５９】
また、第３の固定容量１１が第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のゲート電極に接続し、第２のＭＯＳ型コンデンサ１３の対抗電極が第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続する。
【００６０】
そして、第１の入力抵抗７が第１のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の入力抵抗９が第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続し、第３の入力抵抗１５が第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のゲート電極に接続する。
【００６１】
ただし、これらの入力抵抗は、制御信号発生回路の出力インピーダンスが充分高い場合は、省略して差し支えない。
【００６２】
第１の実施の形態で説明したように、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極と対抗電極との両方に制御信号を印加することにより、物理的な最大容量変化のほぼすべてを利用できるから、図３に示す構成により、第１のＭＯＳ型コンデンサ３および第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のいずれも、使用電圧範囲で容量変化率を大きくすることができる。
【００６３】
しかもそれぞれ独立に容量値を制御できるから、たとえば第１の固定容量を水晶振動子の一方の端子に接続し、第３の固定容量を水晶振動子の他方の端子に接続して水晶発振回路を構成すれば、補償温度範囲が広い温度補償型水晶発振器などを容易に構成することができる。
【００６４】
また、同様の接続で、第１の入力抵抗７を介して印加する制御信号Ａと、第３の入力抵抗１５を介して印加する制御信号Ｄとを同一の信号とすれば、周波数可変幅が広い電圧制御型水晶発振器を構成することができる。
【００６５】
なおこのように、第１の入力抵抗７を介して印加する制御信号Ａと、第３の入力抵抗１５を介して印加する制御信号Ｄとを同一の信号とする場合には、第１の入力抵抗７あるいは第３の入力抵抗１５のいずれか一方は、省略することができない。
【００６６】
つぎに、本発明の第３の実施の形態を説明する。図４は、本発明の第３の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【００６７】
〔第３の実施の形態の説明：図４〕
図４の回路図に示すように、第１の固定容量１が第１のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極が第２のＭＯＳ型コンデンサ１３の対抗電極に接続し、第２の固定容量５が第２のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の固定容量５の他端子がグランドに接続する。
【００６８】
そして、第１の入力抵抗７が第１のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の入力抵抗９が第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続し、第３の入力抵抗１５が第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のゲート電極に接続する。
【００６９】
ただし、これらの入力抵抗は、制御信号発生回路の出力インピーダンスが充分高い場合は、省略して差し支えない。
【００７０】
図４に示す第３の実施の形態は、容量変化率の拡大もさることながら、信号の合成を重視する構成である。
【００７１】
したがって、たとえば温度補償信号と外部周波数制御信号とｆゼロ調整信号とによって周波数を制御する温度補償型水晶発振器のように、周波数を制御する信号の数が多い水晶発振器などへの適用が最適である。
【００７２】
つぎに、本発明の第４の実施の形態を説明する。図５は、本発明の第４の実施の形態における可変容量回路の構成を示すブロック回路図である。
【００７３】
〔第４の実施の形態の説明：図５〕
図５の回路図に示すように、固定容量１がＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、ＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極が、電源電圧範囲内のある一定電圧を出力する定電圧発生回路２３に接続する。
【００７４】
そして、入力抵抗７がＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続する。
【００７５】
ただし、この入力抵抗７は、制御信号発生回路の出力インピーダンスが充分高い場合は、省略して差し支えない。
【００７６】
図５に示す第４の実施の形態は、図１に示す第１の実施の形態を少し変形したものであり、ＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に第２の制御信号を印加する代わりに、定電圧発生回路２３によって一定電圧を供給する構成となっている。
【００７７】
この第４の実施の形態では、信号合成という効果はないが、使用電圧範囲で容量変化率を拡大するという目的は達成できる。
【００７８】
ここでただし、定電圧発生回路２３は一定電圧を供給するのみでなく、交流信号も通す必要があるから、その出力インピーダンスは充分低く設定しなければならない。
【００７９】
以上のように実施の形態に基づき本発明を具体的に説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
【００８０】
たとえば、図１に示す第１の実施の形態、あるいは図３に示す第２の実施の形態あるいは図４に示す第３の実施の形態において、いずれも第２の固定容量の接続先をグランドとしているが、接続先の電位に制限はないから、高電位側の電源（Ｖｃｃ）でもよい。
【００８１】
また、図３に示す第２の実施の形態あるいは図４に示す第３の実施の形態において、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ１３との対抗電極同士を接続しているが、別チップで構成するなどの方法により半導体基板を分離するならば、第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のゲート電極を第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続してもよい。
【００８２】
なお、本発明の可変容量回路は、可変容量素子としてＭＯＳ型コンデンサを使用しているが、直流電流が流れないという条件を満足するならば、どのような可変容量素子でもよい。
【００８３】
可変容量ダイオードの場合は、順方向のとき直流電流が流れるため、２つの制御信号の相互関係に制約を設けなければならず、使用不可能ではないが、本発明にとって好適な可変容量素子とはいえない。
【００８４】
【発明の効果】
以上のように、本発明の可変容量回路においては、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極と対抗電極との両方に、電源電圧とは異なる信号あるいは電位を印加することにより、ＭＯＳ型コンデンサが有する物理的な最大容量変化のほぼすべてを利用できるため、使用電圧範囲での容量変化率が大きい可変容量回路を提供することができる。
【００８５】
また本発明の可変容量回路においては、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極と対抗電極との両方に信号を印加することにより、信号合成という効果もある。
【００８６】
したがって、温度補償型水晶発振器に適用すれば温度補償範囲を拡大することができ、また電圧制御型水晶発振器に適用すれば周波数可変幅を拡大することができ、その効果は非常に大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明において可変容量素子として使用するＭＯＳ型コンデンサのＣ−Ｖカーブを示すグラフである。
【図３】本発明の第２の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図６】従来技術における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 第１の固定容量
３ ＭＯＳ型コンデンサ
５ 第２の固定容量
７ 第１の入力抵抗
９ 第２の入力抵抗
【発明の属する技術分野】
本発明は、間接補償方式の温度補償型水晶発振器や、電圧制御型水晶発振器などに搭載される可変容量回路の構成に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
可変容量回路は、すくなくとも１つの可変容量素子を使用して構成され、従来技術の構成の１つの例を図６に示す。
【０００３】
図６に示すように、ＤＣカットコンデンサの役目を果たす固定容量１と、可変容量素子２１とを直列に接続し、可変容量素子２１の他端子をグランドに接続する。
【０００４】
そして、固定容量１と可変容量素子２１との接続点に入力抵抗７を接続する。制御信号は、この入力抵抗７を介して印加される。
【０００５】
入力抵抗７は交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし制御信号を発生する回路の出力インピーダンスが充分高ければ、入力抵抗７を省略する場合もある。
【０００６】
また、可変容量素子２１の接続先は、高電位側の電源（Ｖｃｃ）の場合もある。
【０００７】
図６に示すような可変容量回路を、たとえば水晶発振器に接続すれば電圧可変型水晶発振器となり、さらにその制御信号を温度補償信号とするならば、間接補償方式の温度補償型水晶発振器となる。
【０００８】
ところで可変容量素子２１は、可変容量ダイオードやＭＯＳ型コンデンサなどが体表的なものである。
【０００９】
可変容量ダイオードやＭＯＳ型コンデンサは、いずれも半導体の空乏層幅が電圧によって変化することを利用しており、容量変化率を大きくするために、その製造段階でいくつかの工夫をしている。
【００１０】
可変容量ダイオードはｐｎ接合ダイオードの一種であり、空乏層が伸びる側すなわち低濃度側の不純物濃度分布に傾斜を設けたり、薄くするなどの工夫がみられる。
【００１１】
また、ＭＯＳ型コンデンサの場合は、半導体基板の不純物濃度を薄くしたり、ゲート酸化膜の膜厚を薄くするなどの工夫がみられる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、半導体の不純物濃度を薄くすることには限度があるため、容量の最小値はあまり小さくはできない上に、不純物濃度によって最小容量値を小さくしようとすると、使用電圧範囲での最大容量値も小さくなってしまうという問題点がある。
【００１３】
またさらにＭＯＳ型コンデンサの場合は、ゲート酸化膜の膜厚を薄くして物理的な最大容量値を大きくしても、使用電圧範囲での最大容量値はあまり大きくはならないという問題点がある。
【００１４】
つまり従来技術のように、可変容量素子の製造段階での工夫による方法では、使用電圧範囲での容量変化率を大きくできないという課題がある。
【００１５】
〔発明の目的〕
本発明の目的は、使用電圧範囲での容量変化率が大きい可変容量回路を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明による可変容量回路の構成は、下記の通りとする。
【００１７】
本発明における可変容量回路の請求項１の構成は、第１の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、第２の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、第３の固定容量の一端が第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、そして、第１の固定容量と第３の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第１の制御信号入力端子を設け、第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第２の制御信号入力端子を設け、第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第３の制御信号入力端子を設けたことを特徴とする。
【００１９】
本発明における可変容量回路の請求項２の構成は、第１の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、第２の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、第３の固定容量の一端が第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、そして、第１の固定容量と第３の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第１の制御信号入力端子を設け、第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第２の制御信号入力端子を設け、第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第３の制御信号入力端子を設けたことを特徴とする。
【００２０】
本発明における可変容量回路の請求項３の構成は、第１の固定容量と第２の固定容量との間に、直列接続した複数のＭＯＳ型コンデンサを接続し、第１の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、各ＭＯＳ型コンデンサの両端電極に容量を制御する信号を入力するための制御信号入力端子を設けたことを特徴とする。
【００２１】
本発明における可変容量回路の請求項４の構成は、請求項１から請求項３において、前記制御信号入力端子に別個の制御信号を入力することを特徴とする。
【００２２】
また本発明における可変容量回路の請求項５の構成は、請求項１から請求項３において、上記入力制御信号は、少なくとも温度補償制御用信号を含むことを特徴とする。
【００２３】
あるいはまた本発明における可変容量回路の請求項６の構成は、請求項１から請求項３において、上記入力制御信号は、少なくとも周波数変更用信号を含むことを特徴とする。
【００２４】
あるいはまた本発明における可変容量回路の請求項７の構成は、請求項１から請求項３において、上記入力制御信号は、少なくとも基本周波数設定用信号を含むことを特徴とする。
【００２５】
あるいはまた本発明における可変容量回路の請求項８の構成は、請求項１から請求項７において、前記制御信号入力端子と前記電極の間に入力抵抗を備えたことを特徴とする。
【００２６】
本発明における請求項９の構成は、前記請求項１から請求項８に記載した可変容量回路を負荷容量として用いた水晶発振回路であることを特徴とする。
【００２７】
なお、本発明においては、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極はゲート絶縁膜上の電極を示し、対抗電極は半導体基板側の電極を示すものとする。
【００２８】
〔作用〕
本発明は、可変容量素子はＭＯＳ型コンデンサとし、その使用方法の工夫で容量変化率の拡大を実現するものである。
【００２９】
従来技術の可変容量回路においては、可変容量素子を電源あるいはグランドに接続するため、可変容量素子が有する物理的な容量値の可変範囲のうちの一部しか使用しない構成になっている。
【００３０】
これに対して本発明の可変容量回路では、ＭＯＳ型コンデンサの接続先を電源電圧内の中間電位としており、使用電圧範囲を電源電圧範囲外にまで実質的にずらすことで、容量変化率の大きい部分を有効に使用するようにしている。
【００３１】
さらにそれのみならず、本発明の可変容量回路においては、可変容量素子の両端子に信号を印加することにより、２つの信号の合成を容易に実現できるという効果もある。
【００３２】
【発明の実施の形態】
以下、図面を使用して本発明の可変容量回路における最適な実施形態を説明する。
まずはじめに本発明の第１の実施の形態を説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【００３３】
〔第１の実施の形態の説明：図１、図２〕
図１に示すように、第１の固定容量１がＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の固定容量５がＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続し、第２の固定容量５の他端子がグランドに接続する。
【００３４】
そして、第１の入力抵抗７がＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の入力抵抗９がＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続する。
【００３５】
第１の固定容量１の他端子は、たとえば水晶発振回路などに接続する。
【００３６】
第１の入力抵抗７および第２の入力抵抗９は、直流信号を通し交流信号を遮断する役目を果たすものであり、もし制御信号を発生する回路の出力インピーダンスが充分に高ければ、これらの入力抵抗を介さずに、直接制御信号を印加して差し支えない。
【００３７】
第１の入力抵抗７および第２の入力抵抗９を介してそれぞれ印加される第１の制御信号Ａおよび第２の制御信号Ｂは、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値が電源電圧変動の影響を受けないようにするため、同一の電位を基準として発生する信号とする。たとえばどちらもグランドを基準とするなどである。
【００３８】
さて、図１に示す第１の実施の形態の有効性は、ＭＯＳ型コンデンサ３の電気特性を理解することにより明らかとなる。
【００３９】
そこで、まずはじめにＭＯＳ型コンデンサ３の電気特性について説明する。
図２は、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性の１つの例である。
【００４０】
〔ＭＯＳ型コンデンサの説明：図２〕
図２に示す電気特性は、ｐ形半導体基板とｐ形ゲート電極とを有するＭＯＳ型コンデンサの特性例であり、半導体基板を基準とするゲート電極の電圧と、容量値との関係を表すものである。この電気特性は、一般にＣ−Ｖカーブと呼ばれている。
【００４１】
図２には２本のＣ−Ｖカーブを示しており、それぞれ高濃度のｐ形半導体基板でゲート絶縁膜が厚い場合のＣ−Ｖカーブ１７と、低濃度のｐ形半導体基板でゲート絶縁膜が薄い場合のＣ−Ｖカーブ１９とを表している。
【００４２】
図２から明らかなように、物理的な容量変化率を大きくするためには、Ｃ−Ｖカーブ１７の条件ではなく、Ｃ−Ｖカーブ１９の条件でＭＯＳ型コンデンサを形成する必要がある。
【００４３】
しかしながら、図２に示すように、Ｃ−Ｖカーブ１９はＣ−Ｖカーブ１７に比べて左方向に移動している。
【００４４】
このＣ−Ｖカーブの移動は、ＭＯＳトランジスタのスレショールド電圧の移動と同じ現象であり、ゲート絶縁膜を薄くしたり、半導体基板の不純物濃度を薄くしたりすれば、左方向への移動は避けられない。
【００４５】
そして、従来技術のように半導体基板を電源やグランドに接続するならば、昇圧回路などを使用しない限り、Ｃ−Ｖカーブのうちゲート電圧がプラス側かマイナス側かのどちらかしか使用できない。
【００４６】
したがって、たとえ物理的な容量変化率が大きくても、Ｃ−Ｖカーブ１９のような特性のＭＯＳ型コンデンサでは、実際の使用電圧範囲での容量変化率が小さくなってしまう。
【００４７】
物理的な容量変化率が大きいままで、Ｃ−Ｖカーブを右方向に移動させるためには、ゲート電極材料を、ｐ形よりももっとｐ形の傾向が強い物質、すなわち仕事関数が大きい物質に変更する必要がある。
【００４８】
しかし、半導体集積回路の電気特性に悪影響を与えることなく、そのような条件を満たす適当な物質は、今のところ見つかっていない。
【００４９】
そこで、ＭＯＳ型コンデンサの電気特性を改良するのではなく、その使用方法を工夫することによって、使用電圧範囲での容量変化率を大きくしなければならない。
【００５０】
そのような工夫の１つが、図１に示す本発明の第１の実施の形態である。
【００５１】
図１に示すように、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値を決める第１の制御信号Ａおよび第２の制御信号Ｂは、それぞれ第１の固定容量１および第２の固定容量５によって、周囲から直流的に遮断されているから、電源電圧範囲内で任意の電位をとることができる。
【００５２】
そこでたとえば、第２の制御信号Ｂを電源電圧の半分程度にしておき、第１の制御信号Ａをグランドレベルから電源電圧まで変化させるならば、図２に示すＣ−Ｖカーブを、ゲート電圧がマイナスの領域かラプラスの領域まで使用することに相当する。
【００５３】
したがって、Ｃ−Ｖカーブ１９のような特性のＭＯＳ型コンデンサならば、容量変化が最も大きい範囲を使用できることになり、従来の構成に比べて、容量変化率は大幅に向上する。
【００５４】
さらに、本発明の第１の実施の形態では、容量変化率の拡大だけではなく、第１の制御信号Ａと第２の制御信号Ｂとの信号合成という効果もある。
【００５５】
すなわち、ＭＯＳ型コンデンサ３の容量値は、第１の制御信号Ａによって制御されると共に、第２の制御信号Ｂによっても制御されるから、一方の制御信号を反転して他方の制御信号と合成し、この合成信号でＭＯＳ型コンデンサ３を制御することと等価である。
【００５６】
以上の説明で明らかなように、本発明の第１の実施の形態では、２つの固定容量とＭＯＳ型コンデンサとを直列接続し、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極と対抗電極との両方に制御信号を印加することにより、物理的な最大容量変化のほぼすべてを利用できるため、使用電圧範囲での容量変化率を大幅に拡大することができ、さらに信号合成の効果もある。
【００５７】
つぎに、本発明の第２の実施の形態を説明する。図３は、本発明の第２の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【００５８】
〔第２の実施の形態の説明：図３〕
図３の回路図に示すように、第１の固定容量１が第１のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の固定容量５が第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続し、第２の固定容量５の他端子がグランドに接続する。
【００５９】
また、第３の固定容量１１が第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のゲート電極に接続し、第２のＭＯＳ型コンデンサ１３の対抗電極が第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続する。
【００６０】
そして、第１の入力抵抗７が第１のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の入力抵抗９が第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続し、第３の入力抵抗１５が第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のゲート電極に接続する。
【００６１】
ただし、これらの入力抵抗は、制御信号発生回路の出力インピーダンスが充分高い場合は、省略して差し支えない。
【００６２】
第１の実施の形態で説明したように、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極と対抗電極との両方に制御信号を印加することにより、物理的な最大容量変化のほぼすべてを利用できるから、図３に示す構成により、第１のＭＯＳ型コンデンサ３および第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のいずれも、使用電圧範囲で容量変化率を大きくすることができる。
【００６３】
しかもそれぞれ独立に容量値を制御できるから、たとえば第１の固定容量を水晶振動子の一方の端子に接続し、第３の固定容量を水晶振動子の他方の端子に接続して水晶発振回路を構成すれば、補償温度範囲が広い温度補償型水晶発振器などを容易に構成することができる。
【００６４】
また、同様の接続で、第１の入力抵抗７を介して印加する制御信号Ａと、第３の入力抵抗１５を介して印加する制御信号Ｄとを同一の信号とすれば、周波数可変幅が広い電圧制御型水晶発振器を構成することができる。
【００６５】
なおこのように、第１の入力抵抗７を介して印加する制御信号Ａと、第３の入力抵抗１５を介して印加する制御信号Ｄとを同一の信号とする場合には、第１の入力抵抗７あるいは第３の入力抵抗１５のいずれか一方は、省略することができない。
【００６６】
つぎに、本発明の第３の実施の形態を説明する。図４は、本発明の第３の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【００６７】
〔第３の実施の形態の説明：図４〕
図４の回路図に示すように、第１の固定容量１が第１のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極が第２のＭＯＳ型コンデンサ１３の対抗電極に接続し、第２の固定容量５が第２のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の固定容量５の他端子がグランドに接続する。
【００６８】
そして、第１の入力抵抗７が第１のＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、第２の入力抵抗９が第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続し、第３の入力抵抗１５が第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のゲート電極に接続する。
【００６９】
ただし、これらの入力抵抗は、制御信号発生回路の出力インピーダンスが充分高い場合は、省略して差し支えない。
【００７０】
図４に示す第３の実施の形態は、容量変化率の拡大もさることながら、信号の合成を重視する構成である。
【００７１】
したがって、たとえば温度補償信号と外部周波数制御信号とｆゼロ調整信号とによって周波数を制御する温度補償型水晶発振器のように、周波数を制御する信号の数が多い水晶発振器などへの適用が最適である。
【００７２】
つぎに、本発明の第４の実施の形態を説明する。図５は、本発明の第４の実施の形態における可変容量回路の構成を示すブロック回路図である。
【００７３】
〔第４の実施の形態の説明：図５〕
図５の回路図に示すように、固定容量１がＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続し、ＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極が、電源電圧範囲内のある一定電圧を出力する定電圧発生回路２３に接続する。
【００７４】
そして、入力抵抗７がＭＯＳ型コンデンサ３のゲート電極に接続する。
【００７５】
ただし、この入力抵抗７は、制御信号発生回路の出力インピーダンスが充分高い場合は、省略して差し支えない。
【００７６】
図５に示す第４の実施の形態は、図１に示す第１の実施の形態を少し変形したものであり、ＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に第２の制御信号を印加する代わりに、定電圧発生回路２３によって一定電圧を供給する構成となっている。
【００７７】
この第４の実施の形態では、信号合成という効果はないが、使用電圧範囲で容量変化率を拡大するという目的は達成できる。
【００７８】
ここでただし、定電圧発生回路２３は一定電圧を供給するのみでなく、交流信号も通す必要があるから、その出力インピーダンスは充分低く設定しなければならない。
【００７９】
以上のように実施の形態に基づき本発明を具体的に説明したが、本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
【００８０】
たとえば、図１に示す第１の実施の形態、あるいは図３に示す第２の実施の形態あるいは図４に示す第３の実施の形態において、いずれも第２の固定容量の接続先をグランドとしているが、接続先の電位に制限はないから、高電位側の電源（Ｖｃｃ）でもよい。
【００８１】
また、図３に示す第２の実施の形態あるいは図４に示す第３の実施の形態において、第１のＭＯＳ型コンデンサ３と第２のＭＯＳ型コンデンサ１３との対抗電極同士を接続しているが、別チップで構成するなどの方法により半導体基板を分離するならば、第２のＭＯＳ型コンデンサ１３のゲート電極を第１のＭＯＳ型コンデンサ３の対抗電極に接続してもよい。
【００８２】
なお、本発明の可変容量回路は、可変容量素子としてＭＯＳ型コンデンサを使用しているが、直流電流が流れないという条件を満足するならば、どのような可変容量素子でもよい。
【００８３】
可変容量ダイオードの場合は、順方向のとき直流電流が流れるため、２つの制御信号の相互関係に制約を設けなければならず、使用不可能ではないが、本発明にとって好適な可変容量素子とはいえない。
【００８４】
【発明の効果】
以上のように、本発明の可変容量回路においては、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極と対抗電極との両方に、電源電圧とは異なる信号あるいは電位を印加することにより、ＭＯＳ型コンデンサが有する物理的な最大容量変化のほぼすべてを利用できるため、使用電圧範囲での容量変化率が大きい可変容量回路を提供することができる。
【００８５】
また本発明の可変容量回路においては、ＭＯＳ型コンデンサのゲート電極と対抗電極との両方に信号を印加することにより、信号合成という効果もある。
【００８６】
したがって、温度補償型水晶発振器に適用すれば温度補償範囲を拡大することができ、また電圧制御型水晶発振器に適用すれば周波数可変幅を拡大することができ、その効果は非常に大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図２】本発明において可変容量素子として使用するＭＯＳ型コンデンサのＣ−Ｖカーブを示すグラフである。
【図３】本発明の第２の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の第３の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第４の実施の形態における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【図６】従来技術における可変容量回路の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１ 第１の固定容量
３ ＭＯＳ型コンデンサ
５ 第２の固定容量
７ 第１の入力抵抗
９ 第２の入力抵抗
Claims (9)
- 第１の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、
第２の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、
第３の固定容量の一端が第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、
第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、
そして、第１の固定容量と第３の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、
第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第１の制御信号入力端子を設け、
第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第２の制御信号入力端子を設け、
第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第３の制御信号入力端子を設けたことを特徴とする可変容量回路。 - 第１の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に接続し、
第２の固定容量の一端が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、
第３の固定容量の一端が第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、
第２のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極が第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に接続し、
そして、第１の固定容量と第３の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、
第１のＭＯＳ型コンデンサのゲート電極に容量を制御する信号を入力するための第１の制御信号入力端子を設け、
第１のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第２の制
御信号入力端子を設け、
第２のＭＯＳ型コンデンサの対抗電極に容量を制御する信号を入力するための第３の制御信号入力端子を設けたことを特徴とする可変容量回路。 - 第１の固定容量と第２の固定容量との間に、直列接続した複数のＭＯＳ型コンデンサを接続し、
第１の固定容量の他端を発振回路に、第２の固定容量の他端を電源に各々接続し、
各ＭＯＳ型コンデンサの両端電極に容量を制御する信号を入力するための制御信号入力端子を設けたことを特徴とする可変容量回路。 - 前記制御信号入力端子に別個の制御信号を入力することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１に記載の可変容量回路。
- 上記入力制御信号は、少なくとも温度補償制御用信号を含むことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１に記載の可変容量回路。
- 上記入力制御信号は、少なくとも周波数変更用信号を含むことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１に記載の可変容量回路。
- 上記入力制御信号は、少なくとも基本周波数設定用信号を含むことを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１に記載の可変容量回路。
- 前記制御信号入力端子と前記電極の間に入力抵抗を備えたことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１に記載の可変容量回路。
- 前記請求項１から請求項８に記載した可変容量回路を負荷容量として用いたことを特徴とする水晶発振回路。
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