JPS5812764B2 - オンドホシヨウケイエミツタケツゴウマルチバイブレ−タカイロ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はマルチバイブレータ回路に関し特にエミツタ電
極、コレクク電極およびベース電極を有する第１および
第２のトランジスタと、前記第１および第２のトランジ
スタの前記エミツタ電極間に接続されたタイミングコン
デンサと、前記第１トランジスタエミツタ電極および定
電位端子の間と、前記第２トランジスタエミツタ電極お
よび前記定電端子の間とに夫々接続された第１および第
２の電流源を有し、前記第１および第２電流源によって
与えられる電流が基準電圧によって調整される温度補償
形エミツタ結合マルチバイブレータ回路に関するもので
ある。

非安定エミツタ結合マルチバイブレータは、矩形波信号
の発振器として長いこと数えきれないほどの応用に利用
されてきた。

そのようなマルチパイブレータ回路では、発振周波数が
エミツク回路に結合しているタイミングコンデンサを第
１のしきい値電圧にまで充電するに要する時間と、この
コンデンサを第２のしきい値電圧にまで放電するに要す
る時間によって決定される。

充電および放電時間は、タイミングコンデンサの値によ
って、２つのしきい値電圧間の電圧差すなわちタイミン
グコンデンサにかかる電圧振幅によって、および充放電
電流値の調整によって制御されうるので、可変周波数発
振器としてそのようなエミツタ結合マルチバイブレータ
をよく利用するようになった。

回路の高周波能力、線形電圧対周波数変換に対する適合
性、およびシリコン集積回路としての実現性等により、
これらの用途の１つとしては、位相ロック方式における
電圧調整発振器が挙げることができる。

例えば最小フィルタリング帯域幅およびＦＭ変調の線形
度の主要方式特性は、通常、電圧調整発振器の安定度お
よび線形度によって制限される。

したがって、電圧調整発振器の自由駆動周波数の温度ド
リフトは、一定の動作制限を与える。

従来の位相ロツクループは、温度効果すなわちドリフト
（変動）を補償する機能のみを持つ付加回路を用いるこ
とによって、温度効果を最小化している。

そのようなアプローチの一例は、１９７１年３月のＩＥ
ＥＥスペクトラムの第３８頁から第４９頁に記載された
「ザ・モノリシツク・フエイズ・ロツクド・ループ・ア
・バーサタイルビルディング・ブロック」と題する論文
に、Ａ．Ｍ．グレベンによって開示されている。

グレベンによって開示された回路では、分離している温
度補償バイアス回路が、マルチバイブレータ段のエミツ
タ電流を変えるために利用され、それによって比較的安
定な自由駆動周波数を保持する。

そのような回路は実質的に動作を改善できるが、この形
の温度補償は固有の不利益性を有する。

付加回路の必要性以外に、そのような技術に関する困難
さの１つは、バイアス補償回路が通常理論平均すなわち
代表的温度周波数特性に対する補償を与えるように設計
されそのような技術は大きな体積をもつものを製造する
ことによって与えられる拘束内においては、正確な温度
補償を通常与えることができない。

前述の問題は、前述のタイミングコンデンサにかかる電
圧が前述の第１および第２電流源に与えられる電流のあ
らかじめ定められた倍数の電流をもたらす半導体接合の
接合電圧に等しい時、前記マルチバイブレータが状態を
切換えるように、前記第１および第２のトランジスタの
コレクタ電流を制御するための手段と、前述の基準電圧
が前記半導体接合部の前記接合電圧に実質的に等しいよ
うに、前記第１および第２電流源の前記基準電圧を発生
するための手段とを設けたことを特徴とする温度補償形
エミツタ結合マルチバイブレータ回路によって解決され
る。

本発明では、タイミングコンデンサ充電および放電電流
が、タイミングコンデンサ電圧振幅（ｓｗｉｎｇ）によ
って示される温度依存性と同一の温度依存性を示すエミ
ツタ結合マルチバイブレータ回路が開示されている。

さらに本発明では、一定のマルチバイブレータ自由駆動
周波数が次の事実によって広い温度範囲にわたって得ら
れる。

（１）タイミングコンデンサにかかる電圧振幅が、タイ
ミングコンデンサ充電電流の所定のスカラー倍である基
準電流をもたらす半導体接合にかかつて降下する電圧に
直接関係するように、マルチバイブレータしきい電圧を
確立すること。

（２）それが、この所定の基準電流をもたらしている導
通している半導体接合の電圧降下によって発生されるよ
うに、マルチバイブレータ充電電流を確立すること。

構造的には、本発明は、各マルチバイブレータスイッチ
ングトランジスタのコレクタ回路における非飽和能動負
荷回路を用い、かつスイッチングトランジスタのコレク
タを逆向きに極性づけられたダイオードと交差結合する
ことによって、タイミングコンデンサにかかる前述の電
圧振幅を確立する。

マルチバイブレータ充電電流は、各マルチバイブレータ
バイアス電流、しいてはコンデンサ充放電電流が前述の
電流をもたらす半導体接合にかかる電圧に直接関係する
ことを保証する温度依存電流源回路によって発生される
。

この温度依存電流源は、そのコレクタ電流が所定の基準
電流レベルに保持されるトランジスタのベース・エミツ
タ接合にかかる電圧を保持する帰還トランジスタ段を含
んでいる。

その電流源は、さらに、タイミング抵抗を介して得られ
る電流によってバイアスされ、かつ必要な温度依存バイ
アス電流をマルチバイブレータエミツタ回路に与える電
流ミラー回路を含んでいる。

第１図は、位相ロツクループ集積回路において電圧調整
発振器として普通に採用されている型の従来のエミツタ
結合マルチバイブレータを示している。

そのマルチバイブレータは、スイッチングトランジスタ
１１および１２と、それぞれトランジスタ１２および１
１に接続されている交差結合レベルシフトトランジスタ
１３および１４とから構成されている。

トランジスタ１１および１２のエミツタ電極は、タイミ
ングコンデンサ１６によって共に結合されている。

タイミングコンデンサ１６は端子１７および１８間に接
続されており、通常は一般にシリコン集積回路である残
部回路網の外側に分離しているコンデンサである。

トランジスタ１９および抵抗２０から構成されている電
流源は、トランジスタ１１のエミツタ電極とバイアス端
子２３との間に接続されている。

トランジスタ２１および抵抗２２から構成されている電
流源は、トランジスタ１２のエミツタ電極とバイアス端
子２３との間に接続されている。

これら電流源は、マルチバイブレータ出力信号の周波数
を決定し、電圧調整発振器の応用では、印加された制御
電圧に応答して、トランジスタ１１および１２のエミツ
タ回路に加えられる電流（しいては、発振周波数）を制
御するために、第１図に示されていない付加回路が用い
られる。

トランジスタ２９および抵抗３０から成る電流源とトラ
ンジスタ３１および抵抗３２から成る電流源は、それぞ
れトランジスタ１４および１３のエミツタ電極からバイ
アス端子２３にかけて接続されている。

これらの電流源は、交差結合トランジスタ１３および１
４のバイアス電流を確立する。

電流源トランジスタ１９，２１．２９および３１のベー
ス電極は、共にダイオード３１の陽極に接続されている
。

ダイオード３４は、バイアス端子２３と接地端子２８間
で、バイアス電流源３３およびダイオード３５に直列接
続されているので、電流源トランジスタ１９，２１．２
９および３１のベース電極は、バイアス端子２３に加え
られている基準電位よりも２個のダイオード電圧降下分
だけ大きい電圧に保持される。

したがって、各電流源を介して流れる電流は、実質的に
、その特定の電流源に使用されている抵抗値によって分
割される単一ダイオードの電圧服下分に等しいことがわ
かる。

次の説明によって確認されるように、トランジスタ１９
および２１を通過する電流を等しくすることによって、
対称マルチバイブレータ出力信号が、端子３６および３
７間に得られる。

トランジスタ１１のコレクタ負荷回路は、並列接続され
たダイオード２４と抵抗２５から成り、トランジスタ１
２のコレクタ負荷回路は、並列接続されたダイオード２
７と抵抗２６から構成される。

接続されたトランジスタ１３および１４と関係している
ダイオード２４および２７は、スイッチングトランジス
タ１１および１２が飽和を起さないように働くとともに
、出力電圧信号の大きさを決定している。

従来回路の動作は、第１Ｂ図の電圧波形図を参照すると
理解しやすい。

その場合、スイッチングトランジスターの一方、例えば
、トランジスタ１１は（時間ｔ０の直後）導通すなわち
オン状態にあると仮定する。

トランジスタ１１がオンであれば、トランジスタ１２は
必ず非導通すなわちオフ状態にある。

というのは、トランジスタ１２のベース電極の電圧は実
質的にＶＣＣ−２ψであり、トランジスタ１２のエミツ
タ電極はＶＣＣ−３ψよりもずっと大きいからである。

ここで、ＶＣＣは端子２８に加えられるバイアス電圧で
あり、ψはダイオードあるいはベース・エミツタ接合の
ダイオード降下である。

例えば、この場合はダイオード２４のダイオード降下お
よびトランジスタ１３のベース・エミツタ降下である。

都合上、トランジスタ１１および１２にそれぞれ接続さ
れた電流源によって確立された等電流は、任意電流■１
として記されている。

したがって、トランジスタ１１のエミツタ電流は２■１
に等しく、■１に等しい電流が、必ずタイミングコンデ
ンサ１６を介して第１Ａ図に示された矢印の方向に流れ
なければならないことがわかる。

この定電流は、第１Ｂ図にＶＣとして示されたコンデン
サ１６にかかる電圧を、直線的に減少せしめ、それによ
って、トランジスタ１２のエミツタ電圧（第１Ｂ図の波
形ＶＢ）を減少させる。

時間ｔ１で電圧ＶＢはＶｃｃ−３ψに達し、その後トラ
ンジスタ１２は、非飽和導通状態に入る。

その状態は、次に、トランジスタ１４のベース電極の電
位をＶＣＣ−ψに減少せしめる。

トランジスタ１１のエミツクおよびベース両電極の電位
は、実質的にＶｃｃ−２ψに等しいので、この動作は同
時にトランジスタ１１をオフ状態に切換える。

この時点で、トランジスタ１２のエミツタ電流は２■１
に等しくなり、コンデンサ１６は電流源トランジスタ１
９を介して直線的に充電し始める。

時間ｔ２で、トランジスタ１１のエミツタ電位はＶｃｃ
−３ψに達し、その回路は、トランジスタ１１が導通し
、トランジスタ１２が導通しない状態に反転する。

第１図の従来回路の発振周波数は、次のように表わされ
る。

あるいは、■１＝ψ／Ｒ２０だから、 しかし、周波数ドリフトを与えるいくつかの温度依存項
は無視されていることが容易にわかる。

例えば、従来技術回路の上記記載のように、このような
表現はそもそも、全てのダイオードおよびベース・エミ
ツタ接合にかかる電圧降下が定電圧ψに等しいという前
提に立っている。

しかし、電流■１をもたらす半導体接合にかかる電圧降
下は、温度に依存しそれは実質的に次式で表わされる。

ここで、ｋはポルツマン定数であり、Ｔはケルヴイン度
の接合温度である。

またｑは電荷の単位で、Ｉｓはダイオード接合部の飽和
電流である。

マルチバイブレータ回路内のそれぞれの半導体接合部は
、スイッチングが起る瞬間に同一電流を与えないので、
接合電圧降下の変動のみが、重大な温度変化を従来のマ
ルチバイブレータ自由駆動周波数に与える。

事実、第（１）式の分母にある項ψは、第１図の回路の
特定の半導体接合による電圧降下ではなく複数個の接合
を含んでいる閉回路についての算術加算結果である。

さらに、トランジスタ１１が導通している期間ダイオー
ドを介して流れる電流は、主に、抵抗２５の値によって
決められる。

集積回路で普通に用いられるシリコン拡散抵抗は、普通
±２０％の大きな初期許容値（ｉｎｉｔｉａｌ ｔｏｌ
−ｅｒａｎｃｅ）および、代表的には１℃当り２０００
パーツ・パー・ミリオン（ｐａｒｔｓ ｐｅｒ ｍｉｌ
ｌｉｏｎ）を越える比較的大きい温度係数を有し、初期
ダイオード電流もそれの温度に関する正確なドリフトも
確かめられない。

同様に、抵抗２０および２２の温度係数および初期許容
値は、バイアス電流■１の予見できない温度依存を与え
る。

したがって、従来回路は実質的かつかなり複雑な温度変
動を示すことが認められる。

第２図は、分離した温度補償回路を必要とせずに、従来
のような温度制限を受けることのない本発明の一実施例
を示している。

次の章で説明されるように、第２図の回路構造における
自由駆動周波数の数式的表現は、第１Ａ図従来回路のそ
れと同一である。

しかし、第２図の回路は、第（１）式の分子電流項およ
び分母ダイオード電圧項において同一の温度特性を確立
し、それによってドリフトのないすなわち温度依存性の
ない動作を保証する。

第２図において、第１Ａ図のものと同一の素子は、同一
符号で示されている。

第１図の場合のように、マルチバイブレータ周波数の電
圧調整用回路手段は示されていない。

適切な回路は当業者にとって周知であり、本発明の実施
に適切な特定の回路は、第３図に示された実施例に含ま
れている。

第２図を参照して、スイッチングトランジスタ１１およ
び１２の並列ダイオード抵抗コレクタ負荷回路は、それ
ぞれ、トランジスタ４１および抵抗４２から成る能動負
荷回路とトランジスタ４３および抵抗４４から成る能動
負荷回路に置換えられた。

これら能動負荷回路は、それぞれＩ１／２に等しい電流
を与える電流源である。

ここで、第１図のように、■１は便宜上の任意バイアス
電流を示している。

逆極性のダイオード４６および４７は、トランジスタ１
１のコレクタおよびトランジスタ１２のコレクタ間に並
列に接続されている。

これらのダイオードは、出力電圧を実質的に１個のダイ
オード降下の行程（ｅｘｃｕｒｓｉｏｎ）に制限し、オ
フ状態にあるスイッチングトランジスタの負荷電流がオ
ン状態にあるスイッチングトランジスタを介して通るよ
うにスイッチングトランジスタ能動負荷回路に対する電
流路を付加的に与える。

ダイオード４８．４９および５２は、トランジスタ１２
のコレクタとバイアス端子２８間に直列接続されており
、ダイオード５１はダイオード４９および５２の結合部
と、トランジスタ１１のコレクタ間に接続されている。

ダイオード４８および４９は、能動負荷回路の適切な動
作のための十分なコレクタ・エミツタバイアスを保証す
る。

ダイオード５１および５２は、トランジスタ１１および
１２のコレクタ電圧振幅を確立し、かつスイッチングト
ランジスタ１１および１２のコレクタ電極への電流路を
与える。

電流源トランジスタ１９，２１．２９および３１のベー
ス電極は、ダイオード接続されたトランジスタ５３の実
効アノードに接続されている。

ダイオード接続されたトランジスタ５３は、パイアス端
子２８および２３間で抵抗５４、トランジスタ５６のコ
レクタ・エミツタ路および抵抗５７と直列に接続されて
いる。

トランジスタ１９，２１、２９および３１、ダイオード
接続されたトランジスタ５３、および関連抵抗２０，２
２，３０．３２および５４の全体結合は、一般に電流ミ
ラーとして知られている多数の電流源を形成する。

電流源エミツタ抵抗、例えば、抵抗２０，２２．３０お
よび３２のそれぞれにかかる電圧降下は、実質的に抵抗
５４にかかる電圧に等しいので、「電流ミラー（ｃｕｒ
ｒｅｎｔ ｍｉｒｒｏｒ）の表現は、電流源の動作を機
能的に示している。

したがってダイオード接続されたトランジスタ５３を通
る電流は、抵抗５４と同じ抵抗値の抵抗を用いているそ
れらの電流源トランジスタによって反射すなわち反復さ
れる。

第２図の回路において、抵抗２０および２２は、通常抵
抗５４に等しく、抵抗３０および３２は互いに等しくか
つ抵抗５４よりも高抵抗である。

第２図を見ると、その回路実施例が２個の電流ミラー、
すなわちマルチバイブレータエミツタ電流を決める前述
のＮＰＮ電流ミラーおよびマルチバイブレータ能動負荷
回路を含んでいるＰＮＰ電流ミラーと、トランジスタ５
６．６４および６６および抵抗５４から成る３個の電流
源とを有することがわかる。

トランジスタ５６および抵抗５７から成る電流源はダイ
オード接続されたトランジスタ５３および抵抗５４と直
列に接続されている。

したがってＰＮＰおよびＮＰＮ電流ミラーは共に効果的
にロックされている。

すなわち、ＰＮＰミラーの電流のいかなる変動もＮＰＮ
電流ミラーにおける比例的電流変化で反射される。

したがって、ダイオード接続されたトランジスタ５８お
よびトランジスタ６１のコレクタ・エミツタ路を通して
流れる電流は、ＮＰＮおよびＰＮＰ電流ミラーの両方の
各電流源を確立する制御電流である。

第２図の回路において、この制御電流は、トランジスタ
６１，６３および６４と、抵抗５９．６２および６５を
含んでいる温度依存電流源によって発生される。

トランジスタ６４および抵抗６５は、前述のＰＮＰ電流
ミラーの一部分である電流源を形成し、バイアス端子２
８およびトランジスタ６３のコレクタの間に接続されて
いる。

トランジスタ６３および６１は、トランジスタ６１のベ
ース電極に接続されたトランジスタ６３のコレクタとシ
ャント帰還構造に接続されている。

トランジスタ６３のベースは、トランジスタ６１のエミ
ツタ電極に接続されている。

トランジスタ６３のエミツタ電極は、バイアス端子２３
に接続されている。

トランジスタ６１のエミツタ電極は、普通、端子３８お
よび３９間の集積回路に接続された分離している抵抗で
ある抵抗６２を介してバイアス端子２３に接続されてい
る。

抵抗６２にかかる電圧は、トランジスタ６３のベース・
エミツタ接合にかかつて降下する電圧に実質的に等しい
。

それ故、ＮＰＮおよびＰＮＰ電流ミラーの両方に対する
制御電流であるトランジスタ６１のコレクタ電流は、ψ
６３／Ｒ６２に等しい。

ここで、ψ６３はトランジスタ６３がαＩ１に等しい電
流をもたらす時にトランジスタ６３のベース・エミツタ
接合にかかつて降下する電圧である。

なお、αはスカラー要素であって、次の回路動作で説明
されるように、ドリフトのないマルチバイブレータ周波
数を保証するように定められる。

トランジスタ６６および６７、ダイオード６８、および
抵抗６０および６９は、電力が始めて発振回路に加えら
れる時トランジスタ６３および６１が適切なバイアス状
態を与えることを保証する始動回路を構成している。

その回路に始めて電力が与えられると、電流が、バイア
ス端子２８と共通に接続されたトランジスタ６１のベー
スおよびトランジスタ６３のコレクタ間に直列に接続さ
れている抵抗６９およびダイオード６８を介してトラン
ジスタ６１のベースに流れる。

トランジスタ６６および抵抗６０から成る電流源は、Ｐ
ＮＰ電流ミラーの一員であり、トランジスタ６７のベー
ス電極に接続されている。

トランジスタ６７のエミツタ電極はバイアス端子２３に
接続され、抵抗６０の値は、結果として得られる電流が
トランジスタ６７を飽和させるように選ばれるので、ダ
イオード６８は急速に逆方向にバイアスされ、始動電流
がバイアス回路中に流れなくなる。

共通に接続されたトランジスタ６１のベースおよびトラ
ンジスタ６３のコレクタに適当な電流を供給する回路は
、いかなるものでも十分であるが、第２図に示された型
の始動回路が、発振回路が始めて電力を与えられた直後
の短い期間のみ電流を供給するということで有利である
。

したがって、温度変動に影響を及ぼす余分な電流が避け
られる。

第２図の回路が従来の温度変動問題を除去している方法
は、第２図を参照しかつその回路の動作を第１図の従来
回路の動作と比較することによつて理解される。

スイッチングトランジスタ１１および１２のエミツタ電
極に接続された電流源は、それぞれ電流■１を確立する
ので、第２図のマルチバイブレータはコンデンサ１６が
Ｉ１に等しい電流によって充電され、直線的に放電され
るという点で従来技術に類似していることが認識される
。

しかし、第２図の回路では、導通しているスイッチング
トランジスタを介して流れる電流が実質的に正確な方法
で制御されることに注目すべきである。

すなわち、トランジスタ１１はオン、トランジスタ１２
はオフであると仮定すると、トランジスタ１１のエミツ
タ電流は、能動負荷回路内を流れる電流と、直列接続さ
れたダイオード４８．４９および５１を介して流れる電
流の和から成っている。

第２図の回路において、抵抗４２および４４の抵抗値は
Ｉ１／２の電流はトランジスタ４１からトランジスタ１
１のコレクタ電極に直接流れ■１／２の電流はトランジ
スタ４３からクランプダイオード４７を介してトランジ
スタ１１のコレクク電極に流れるように決められる。

したがって、全コレクタ電流２■１を得るに必要な残り
の１１の電流は、ダイオード４８．４９および５１を介
して流れる。

■１／２以外の能動負荷電流が、本発明の精神および範
囲から離れることなく得られることが、第２図の回路動
作を数学的に記述している次式を理解することによって
理解される。

さらに、次式から利用される能動負荷電流がタイミング
コンデンサ１６にかかる電圧振幅を決定し、変動のない
動作を回路の自由駆動周波数に与えるのに必要な温度依
存基準電流レベルを確立するということが、次式から理
解される。

第２図に示された■１／２の能動負荷電流レベルを用い
て、トランジスタ１１がオンである状態からトランジス
タ１２がオンである状態に回路が移行する時間間隔中に
、次の関係が存在することが観察される。

ここで、それぞれの下部の添字は、第２図の回路素子を
示す。

例えば、■４７はダイオード４７を通る電流を表わして
いる。

マルチバイブレータループ利得が実質的に１に等しい時
その回路は状態を換えるので、スイッチングの瞬間は次
式が成立つ。

式（４）が成立する理由は以下の通りである。

ここではスイッチング時の回路の電流を計算するため発
振器のループゲインＧはその時１に等しいことを利用し
ている。

ここでスイッチングトランジスタ１１のコレクタ電圧は
一般に固定されているとみなす。

このことは回路の差動特性すなわちスイッチング時にお
ける電圧変化は、スイッチングトランジスタ１２のコレ
クタ電圧がダイオード４７を介しスイッチングトランジ
スタ１１のコレクタ電圧にスレーブされるので、スイッ
チングトランジスタ１１及び１２のエミツタ電圧に同一
の影響を与えることからも明らかである。

又、このループゲインＧは となる。

ここでｒＤ４７はダイオード４７のダイナミックインピ
ーダンスでありｒｅＱ１１及びｒｅＱ１２は夫々スイッ
チングトランジスタ１１及び１２のダイナミックインピ
ーダンスである。

これらのダイナミックインピーダンスは各素子の動作電
流の逆数に関係しているものである。

そしてスイッチング時にはＧ＝１．０であるので 式（４）′は が成り立つ。

第（３）式および第（４）式の電流関係を結合すると、
次の解を持つ二次方程式が与えられる。

したがって、スイッチングの瞬間は、 スイッチングが起る瞬間、タイミングコンデンサ１６に
かかる電圧は次の通りであるから 前に表わされた電流関係および第（２）式に表わされた
ダイオード電圧関係を用いることによって、次のことが
わかる。

これは、０．０３５９Ｉ１の電流を通すダイオードにつ
いて降下する電圧に同一であることがわかる。

したがって、■Ｃ１６は、第（１）式の分母にあるψ項
に等価であることを認識すると、第２図の倍数要素αが
０．０３５９に等しい時、第２図の回路の自由駆動周波
数は、事実上温度に依存しないことがわかる。

すなわち、第２図の回路に対する自由駆動周波数ｆ０は
、 また、もし適当な接合飽和電流が等しければ全ての温度
に対して、 したがって、本発明では、温度変動は主として抵抗６２
および容量１６の温度係数にのみ関係する。

したがって、抵抗およびコンデンサの温度係数は大きさ
が等しくかつ極性が逆になるように、これら外部素子を
選択することが有利である。

それ故、抵抗６２および容量１６は、所望の自由駆動周
波数を正確に確立し、同時に周波数ドリフトを低く保つ
ように選択されることが有利であることがわかる。

第３図は、印加電圧に応答してマルチバイブレータの周
波数を直線的に変えるための電圧制御手段を有し、さら
に温度機能を強める或る回路改善を有する本発明の実施
例を概略的に示している。

第３図において、第１図および第２図の素子と同一の素
子は、第１図および第２図で用いられたと同じ符号によ
って示されている。

基本的には、第３図の回路改善は、温度誘導されるトラ
ンジスタ・ベータ（ｂｅｔａｓ）の変化によつて起る温
度誘導されるベース電流変化を低減させることである。

構造的には、ダーリントン接続されたトランジスタの利
用によるトランジスタベース電流の低減と、実質的に有
害なベース電流に等しい温度依存電流を引きつけるため
の回路を付加することの２つの技術が採用されている。

第３図の回路では、効果的なダーリントン回路が数個の
例で確立されている。

例えば、トランジスタ１０１および１０２は、それぞれ
ＮＰＮおよびＰＮＰ電流ミラーの入力回路に付加され、
効果的なダーリントン接続を形成しており、それによっ
て、各電流ミラー基準すなわちバイアス電流から除去さ
れる電流量を減少させる。

ＮＰＮ電流ミラーの場合には、トランジスタ１０１のエ
ミツタは、電流源トランジスタ、例えばトランジスタ１
９，２１．２９および３１の共通接続されたベース電極
に接続されている。

そのトランジスタ１０１のコレクタ電極は正のバイアス
端子２８に接続され、ベース電極はトランジスタ５３の
コレクタに接続されている。

トランジスタ５３は、もはや第２図の回路のようにダイ
オード接続されておらず、トランジスタ１０１のペース
エミツタ電位に等しいコレクク・ベースバイアスを持つ
トランジスタとして作用する。

トランジスタ５３のエミツタ電流は電流ミラー基準すな
わちバイアス電流として働らくので、上述の接続は電流
ミラーの基本動作を変化させる。

トランジスタ１０２は、トランジスタ５８のコレクタに
接続されたベース電極、共通ベーストランジスタ１０３
およびダーリントン接続されたトランジスタ１０４およ
び１０５のベース・エミツタ接合を介して負のバイアス
端子２３に接続されたコレクタ電極、およびＰＮＰ電流
ミラー電流源トランジスタ５６．６４および１４７の共
通接続されたベース電極に接続されたエミツタ電極を有
し、前と同様の方法でＰＮＰ電流ミラーに接続されてい
る。

トランジスタ１０３は、ＰＮＰトランジスタは従来の垂
直拡散トランジスタよりもずっと低いベータを示す横方
向拡散トランジスタとして集積化されている回路実施例
で特に有効である。

より低いベータに関して、ＰＮＰ電流ミラーは、電流ミ
ラー電流源電流に大きい誤差を引起す比較的大きい全ベ
ース電流を要する。

トランジスタ１０３は、ＰＮＰ電流ミラーの入力誤差電
流に実質的に等しい電流すなわちトランジスタ１０２の
ベース電流をトランジスタ１０１のベースでＰＮＰ電流
ミラーの出力に注入することによって、この大きなベー
ス電流を補償する。

第２図の始動回路のトランジスタ６７は、電流ミラーが
適切な動作電流を確立した後始動回路を飽和に保つため
に要する電流を最小化するためにダーリントン接続され
たトランジスタ１０４および１０５で置換えられた。

トランジスタ１０４および１０５のベース電流は、第２
図の場合そうたったように、ＰＮＰ電流ミラーの分離電
流源から供給されず、共通ベーストランジスタ１０３に
よって与えられる。

第２図の帰還トランジスタ６１は、トランジスタ６３の
コレクタ電流から引きよせられる電流量を最小化するダ
ーリントン接続されたトランジスタ１０６および１０７
で置換えられる。

トランジスタ１０８は、共通ベース構造で接続されてお
り、そのエミツタ電極はトランジスタ６３のコレクタ電
極に、そのベース電極はトランジスタ１０１および１０
３のベース電極に、およびそのコレクタ電極はトランジ
スタ１０６のベース電極にそれぞれ接続されている。

トランジスタ１０８は、ＮＰＮ電流ミラーすなわちトラ
ンジスタ１０１のベースの入力電流からトランジスタ６
３のベース電流に実質的に等しいベース電流を引きつけ
ることによって、トランジスタ６３のベース電流によっ
て導びかれるバイアス電流誤差を補償する。

トランジスタ５６のコレクタ電極とトランジスタ１０１
および１０３の共通接続されたベース電極との間に接続
されたダイオード１０９は、ＰＮＰ電流ミラートランジ
スタ５５および５８とＮＰＮ電流ミラートランジスタ１
９，２１および５３のコレクタ・ベース電圧を等化にす
る傾向がある。

その等しいコレクタ・ベース電圧は、マルチバイブレー
タ自由駆動周波数に直接影響を与える電流を持つトラン
ジスタのそれぞれのベータを実質的に等しく保つことに
よって、電流ミラーの動作を改善する。

第３図の回路においては、マルチバイブレータ能動負荷
トランジスタ４１および４３が第２図の回路でそうであ
ったように、ＰＮＰ電流ミラーの一部分として接続され
ていないことにも注目されたい。

電圧調整回路の理解からわかるように、これは、マルチ
バイブレータ周波数が変調を受けている時に生ずる電流
変化が、マルチバイブレータのコレクタおよびエミツタ
両電流において反射されることを保証する。

第３図において、この第２ＰＮＰ電流ミラーは、トラン
ジスタ１１１および抵抗１１２とから成る電流源をＮＰ
Ｎ電流ミラーに付加することによって実現される。

この電流源は、トランジスタ１１３および１１４と抵抗
１１５から成る能動負荷電流ミラーの入力にバイアス電
流を与える。

能動負荷電流ミラーの入力は、効果的なダーリントン入
力接続を与えているトランジスタ１１３並びに能動負荷
電流源をバイアスする電位を確立しているトランジスタ
１１４および抵抗１１５と、第１ＰＮＰ電流ミラーとし
て同じ方法で接続されている。

本発明の実施に際し、或るトランジスタのエミツタ電流
およびエミツタ領域を拡大させることが有効であること
がわかった。

例えば、第３図の回路では、もしマルチバイブレータ電
流■１が５００マイクロアンペアであれば、トランジス
タ６３のベース・エミツタ接合を通して流れる基準電流
は、高精度でもって容易に発生されない電流レベルであ
る１７．９５マイクロアンペアである。

例えば第３図のトランジスタ６３のような一般トランジ
スタの４倍のエミツタ領域を持つマルチェミツタ装置を
用いることによって、基準電流レベルは、エミツタ拡大
することなく生ずるものと同じ電流密度を保持しながら
、４から７１．８マイクロアンペアだけ増加される。

第３図の回路では、エミツタ拡大もまたＰＮＰおよびＮ
ＰＮ電流ミラー内に採用されている。

ＰＮＰ電流ミラーのトランジスタ５６および５８のエミ
ツタ領域と関連抵抗５９および５７の抵抗値は、トラン
ジスタ６４のエミツタ領域および関連エミツタ抵抗６５
の抵抗値よりも拡大されている。

また、トランジスタ１９および２１のエミツタ領域と関
連エミツタ抵抗２０および２２の抵抗値は、ＮＰＮ電流
ミラーの残りの電流源例えばトランジスタ１１１および
抵抗１１２のエミッタ領域およびエミツタ抵抗よりも大
きくされている。

この拡大（ｓｃａｌｉｎｇ）は、マルチバイブレータ電
流レベルＩ１と、トランジスタ６３のベース・エミツタ
接合を通して流れる基準電流との間の必要な関係を与え
る。

例えば、５００マイクロアンペアのマルチバイブレータ
電流■１と７１．８マイクロアンペアに等しい基準電流
を利用する前述の実施例では、２５０マイクロアンペア
に等しいトランジスタ５６および５８のコレクタ電流を
確立するために、抵抗５７および５９は、抵抗値で約３
．５倍小さくなっていた。

トランジスタ５６および５８のエミツタ領域は、残りの
ＰＮＰ電流ミラーのエミツタ領域の２倍であった。

それは、電流すなわちエミツタ抵抗拡大と同じ拡大率で
はないが、十分満足する機能を与えることがわかった。

エミツタ抵抗２０および２２の抵抗は、残りのＮＰＮ電
流ミラー電流源の抵抗の１／２にされた。

また、トランジスタ１９および２１のエミツタ領域は、
他のＮＰＮ電流ミラー源トランジスタの抵抗の２倍であ
った。

この拡大は、スイッチングトランジスタ１１および１２
のエミツク回路に、所望の５００マイクロアンペア電流
源を与えた。

スイッチングトランジスタエミツタ回路の５００マイク
ロアンペアへの電流倍加に関する２５０マイクロアンペ
アでの電流ミラー動作は、マルチバイブレータ自由駆動
周波数を倍加する。

すなわち、そのような回路の周波数は、第（５）式の周
波数の２倍である。

破線１２０内に含まれた第３図の回路部分は、電圧調整
電流をＮＰＮ電流ミラーに注入することによってマルチ
バイブレータ回路の電圧調整周波数動作を与える微分電
圧電流コンバータである。

この電圧調整信号は、それぞれトランジスタ１２３およ
び１２４のベース電極に接続されている微分入力端子１
２１および１２２に加えられる。

能動コレクタ負荷回路は、トランジスタ１２６，１２７
および１２８の電流ミラー接続によって形成される。

トランジスタ１２３のコレクタ電極は、トランジスタ１
２６のベース電極およびトランジスタ１２７のコレクタ
電極に共通に接続されている。

トランジスタ１２４のコレクタ電極は、トランジスタ１
２８のコレクク電極に接続されている。

トランジスタ１２７および１２８のエミツタ電極はそれ
ぞれ抵抗１２９および１３０によってバイアス端子２３
に接続されている。

トランジスタ１２６のコレクタはバイアス端子２８に接
続されている。

そして、トランジスタ１２６のエミツタ電極は、トラン
ジスタ１２７および１２８の共通に接続されたベースに
接続されている。

コンバータ出力信号電流は、トランジスタ１０１のベー
ス電極位置でマルチバイブレータＮＰＮ電流ミラーに接
続されているトランジスタ１２４のコレクタから得られ
る。

通常、端子１５６および１５７間に接続された分離して
いる抵抗である抵抗１５４は、調整電圧対周波数偏位率
を確立する。

トランジスタ１２３および１２４のエミツタ電流は、ト
ランジスタ１３１，１３２，１３３および１３４から成
るＰＮＰ電流ミラーによって確立される。

トランジスタ１３１と直列接続されたエミツタ抵抗１３
６および１３７を有する電流源は、トランジスタ１２３
のエミツタに接続されている。

トランジスタ１３２と直列接続されたエミツタ抵抗１３
８および１３９を有する電流源は、トランジスタ１２４
のエミツタ電極に接続されている。

端子１４１に接続された抵抗１３６および１３７の結合
部と、端子１４２に接続された抵抗１３８および１３９
の結合部とを有する直列接続されたエミツタ抵抗１３６
，１３７，１３８および１３９を使用することにより、
実施例の集積回路の外部でかつ端子１４１および１４２
とバイアス端子２８間に必要な接続を行なうことができ
、２個のエミツタ電流源の電流レベルを増加させ、それ
によって最大電圧調整周波数偏位を増すことができる。

エミツタ電流源トランジスタ１３１および１３２のベー
ス電極は、共に共通に接続されたトランジスタ１３４の
エミツタおよびトランジスタ１３３のベース電極に接続
されている。

トランジスタ１３３のエミツタは、抵抗１４３によって
バイアス端子２８に接続されている。

トランジスタ１３４のコレクタは、バイアス端子２３に
接続されている。

そして、共通に接続されたトランジスタ１３３のコレク
タおよびトランジスタ１３４のベースは、電圧電流コン
バータのＰＮＰ電流ミラーをマルチバイブレータのＰＮ
Ｐ電流ミラーにつないでいるＮＰＮ電流ミラー回路内の
電流源トランジスタであるトランジスタ１４６のコレク
タに接続されている。

これらの電流ミラーは、トランジスタ５６，５８．６４
および１０２から成るＰＮＰ電流ミラーの一部分として
接続されているトランジスタ１４７および関連エミツタ
抵抗１４８によってつながれている。

トランジスタ１４７のコレクタは、トランジスタ１５１
のコレクタおよび電圧電流コンバータＮＰＮ電流ミラー
の入力であるトランジスタ１４９のベースに接続されて
いる。

トランジスタ１４９のコレクタは、バイアス端子２８に
接続され、トランジスタ１４９のエミツタは、電流源ト
ランジスタ１４６および１５１の共通に接続されたベー
ス電極に接続されている。

抵抗１５２および１５３は、それぞれトランジスタ１４
６および１５１のエミツタ電極からバイアス端子２３に
接続されている。

次に本発明の好適な実施態様について記載する。

１．エミツタ電極、コレクタ電極およびベース電極を有
する第１および第２のトランジスタと、前記第１および
第２のトランジスタの前記エミツタ電極間に接続された
タイミングコンデンサと、それぞれ前記第１トランジス
タエミツタ電極および定電位端子の間、および前記第２
トランジスタエミツタ電極および前記定電位端子の間に
接続され、それによって与えられる電流が基準電圧によ
って調整される第１および第２の電流源と、前記タイミ
ングコンデンサにかかる電圧が前記第１および第２電流
源に与えられる電流のあらかじめ定められた倍数の電流
をもたらす半導体接合の接合電圧に等しい時、前記マル
チバイブレータが状態を切換えるように、前記第１およ
び第２のトランジスタのコレクタ電流を制御するための
手段と、前記基準電圧が前記半導体接合部の前記接合電
圧に実質的に等しいように、前記第１および第２電流源
の前記基準電圧を発生するための手段とから構成された
温度補償形エミツタ結合マルチバイブレータ回路。

２，第１項のマルチバイブレータ回路において、さらに
印加電圧に応答してエミツタ電流を変えて、それによっ
て前記エミツタ結合マルチバイブレータの発振周波数を
変化させるために、前記第１および第２のトランジスタ
の前記エミツタ電極に接続された電圧制御手段を有する
マルチバイブレータ回路。

３．第１および第２のスイッチングトランジスタ前記第
１および第２のスイッチングトランジスタのエミツタ電
極間に接続されたタイミングコンデンサ、および前記第
１′および第２のスイッチングトランジスタの前記エミ
ツタ電極にそれぞれ接続された実質的に等しい大きさの
電流を持つ第１および第２の電流源から成るエミツタ結
合マルチバイブレータ回路において、前記第１および第
２のスイッチングトランジスタのコレクタ電極にそれぞ
れ接続された第１および第２の能動負荷手段と、前記第
１および第２のスイッチングトランジスタのコレクタ電
極間に並列に接続された第１および第２のダイオードと
、前記第１および第２の電流源の前記電流の和と前記第
１および第２の能動負荷手段の前記電流の和間の差に実
質的に等しい電流を供給するため、前記第１および第２
トランジスタのコレクタ電極に接続された回路手段とを
含み、前記タイミングコンデンサが所定の電圧に達する
時前記マルチバイブレータ回路が状態を変化させること
を保証する手段を有し、前記能動負荷回路は、実質的に
所定の大きさの電流をもつ電流源であって、さらに前記
第１および第２の能動負荷回路と前記第１および第２の
電流源との温度誘導電流変動を第２の指定電流をもたら
す半導体接合の温度誘導電圧変動に実質的に比例して保
持するための手段を有して成るエミツタ結合マルチバイ
ブレータ回路。

４．第１および第２のトランジスタ、前記第１および第
２のトランジスタのエミツタ電極間に接続されたタイミ
ングコンデンサ、および前記第１および第２トランジス
タのエミツタ電極にそれぞれ接続された第１および第２
電流源を含み、前記電流源のそれぞれは制御電流に応答
して第１の所定電流を発生するよう構成されたエミツタ
結合マルチバイブレータ回路において、前記第１および
第２電流源の前記第１所定電流の一部に実質的に等しい
電流をもたらす半導体接合を含んでいる前記第１および
第２の電流源の前記制御電流を発生するための手段と、
前記タイミングコンデンサについて発生される電圧振幅
が前記半導体ダイオードについて発生される前記基準電
圧に直接関係するように、前記第１および第２トランジ
スタのスイッチングしきい値を確立する手段を設け、前
記電流発生手段は、さらに前記半導体接合にかかる電圧
に比例する温度依存電流として前記制御電流を発生する
ための手段を含んでいることを特徴としたマルチバイブ
レータ回路。

５．第４項のマルチバイブレータ回路において、前記タ
イミングコンデンサにかかる前記電圧振幅を確立するた
めの手段は、それぞれ前記第１および第２のトランジス
タのコレクタ電極に接続された第１および第２能動負荷
回路を含み、前記能動負荷回路のそれぞれは、前記第１
および第２電流源の前記所定電流の端数部分に等しい電
流を発生し、前記タイミングコンデンサにかかる前記電
圧振幅を確立するための手段は、さらに、前記第１およ
び第２トランジスタのコレクタ電極と第３、第４、第５
および第６ダイオードとの間に極性が逆向きで並列に接
続された第１および第２のダイオードを含み、前記第３
、第４、および第５ダイオードは、それぞれ第１定電位
端子と前記第２トランジスタのコレクタとの間で同じ極
性の向きで直列に接続さね前記第６ダイオードは前記第
１トランジスタのコレクタと前記第４および第５ダイオ
ードの結合部との間に接続されているマルチバイブレー
タ回路。

６．第５項のマルチバイブレータ回路において、前記第
１および第２電流源の前記制御信号を発生するための前
記手段は、第３および第４トランジスタを含み、前記第
３トランジスタのコレクタ電極は前記第４トランジスタ
のベース電極に接続され、前記第３トランジスタのエミ
ッタ電極は第２定電位端子に接続され、前記第３トラン
ジスタのベース電極は前記第４トランジスタのエミツタ
電極に接続され、前記制御信号を発生するための前記手
段は、さらに前記第２定電位端子と前記第４トランジス
タの前記エミツタ電極との間に接続された抵抗と、前記
第１所定電流の一部分に実質的に等しい前記第３トラン
ジスタのコレクタ電流を確立するための手段と、前記制
御信号として前記抵抗を介して流れる電流を利用するた
めの手段とを含んでいるエミツタ結合マルチバイブレー
タ回路。

７．それぞれベース電極、エミツタ電極、およびコレク
タ電極を有する第１、第２、第３および第４のトランジ
スタと、第１、第２、第３および第４の電流源と、前記
第１および第２のトランジスタの前記エミツタ電極間に
接続された第１のコンデンサと、第１定電位端子と前記
第１および第２トランジスタの前記コレクタ電極との間
にそれぞれ接続された第１および第２能動負荷回路と、
前記第１および第２トランジスタの前記コレクタ電極間
で逆に極性ずけられた並列接続の第１および第２ダイオ
ードと、前記第１および第２電流源の所定電流の和との
差に実質的に等しい電流を、前記第１および第２トラン
ジスタのコレクタ電極に供給する手段と、前記第１電流
源の所定電流の所定倍に実質的に等しい電流をもたらす
ダイオードの接合電圧に実質的に等しい基準電圧を発生
するための温度依存電圧源と、第１および第２制御電流
を発生するため、前記温度依存基準電圧に応答する手段
とから構成され、前記第１および第２トランジスタの前
記コレクタ電極はそれぞれ前記第３および第４トランジ
スタの前記ベース電極に接続され、前記第１および第２
トランジスタの前記ベース電極はそれぞれ前記第４およ
び第３トランジスタの前記エミツタ電極に接続され、前
記第３および第４トランジスタの前記コレクタ電極は前
記第１定電位端子に共通に接続されており、前記電流源
のそれぞれは前記第１制御電流に応じて前記所定の電流
を発生し、前記第１、第２、第３および第４の電流源は
第２定電位端子と前記第１、第２、第３および第４電源
にそれぞれ接続され、前記能動回路のそれぞれは、前記
第２制御電流に応じて前記所定の電流を確立することを
特徴とした温度補償形集積回路エミツタ結合マルチバイ
ブレータ。

８．第７項のマルチバイブレータにおいて、前記第１電
流源の前記所定電流の大きさは、前記第２電流源の前記
所定電流の大きさに等しく、前記第１および第２能動負
荷回路の前記所定電流のそれぞれの大きさは、前記第１
電流源電流の前記大きさの１／２であり、前記温度依存
電圧源の前記所定倍率は実質的に０．０３５９であるこ
とを特徴としたマルチバイブレータ。

９．第８項のマルチバイブレータにさらに、前記第１お
よび第２トランジスタのエミッタ電流を、前記第１およ
び第２の電流源によって確立された所定レベルから変化
させて、前記温度補償形マルチバイブレータの周波数を
制御するための電圧対電流コンバータを有することを特
徴とするマルチバイブレータ。

１０．それぞれエミツタ電極、コレクタ電極およびベー
ス電極を有する第１、第２、第３および第４のトランジ
スタと、前記第１および第２トランジスタの前記エミツ
タ端子間のタイミングコンデンサを外部に接続するため
に、前記第１および第２トランジスタエミツタ電極にそ
れぞれ接続された第１および第２の端子と、それぞれベ
ース電極、エミツタ電極およびコレクタ電極を有する第
５、第６、第７、第８、および第９のトランジスタを含
んでいるＮＰＮ電流ミラー回路と、それぞれベース電極
、エミツタ電極およびコレクタ電極を有する第１０およ
び第１１のトランジスタと、前記第１および第２トラン
ジスタの前記コレクタ電極間で互いに並列に接続された
第１および第２の逆向きに極性が向けられたダイオード
と、第１の定電位端子および前記第２トランジスタの前
記コレクタ電極間でそれぞれ直列に接続された第３、第
４および第５の同方向に極性が向けられたダイオードと
、前記第４および第５ダイオードの結合部と前記第１ト
ランジスタの前記コレクタ電極間に接続された第５のダ
イオードと、それぞれベース電極、コレクタ電極および
エミツタ電極を有する第１２、第１３、第１４、第１５
、および第１６のトランジスタを含んでいる温度依存電
流源と、前記第２定電位端子および前記第１３トランジ
スタの前記エミツタ電極間の第１１抵抗を外部に接続す
るために、それぞれ前記第２定電位端子および前記第１
３トランジスタの前記エミツタ電極に接続された第３お
よび第４端子から構成され、前記第１および第２トラン
ジスタの前記コレクタ電極は、それぞれ前記第３および
第４トランジスタの前記ベース電極に接続され、前記第
１および第２トランジスタの前記ベース電極は、それぞ
れ前記第４および第３トランジスタのエミツタ電極に接
続され、前記第３および第４トランジスタの前記コレク
タ電極は前記第１定電位端子に接続されており、前記第
５、第６、第７および第８トランジスタの前記コレクタ
電極は、それぞれ前記第１、第２、第３および第４トラ
ンジスタの前記エミツタ電極に接続され、前記第５、第
６、第７および第８トランジスタの前記ベース電極は、
前記第９トランジスタのベースおよびコレクタ電極に共
通に接続され、前記第５、第６、第７、第８および第９
トランジスタの前記エミツタ電極は、それぞれ第１、第
２、第３、第４、および第５抵抗によって第２の定電位
端子に接続されており、前記第１０および第１１トラン
ジスタの前記コレクタ電極は、それぞれ前記第１および
第２トランジスタのコレクタ電極に接続され、前記第１
０および第１１トランジスタの前記エミツク電極は、そ
れぞれ第６および第７抵抗によって前記第１定電位端子
に接続され、前記第１０および第１１トランジスタの前
記ベース電極は共通に接続されており、前記第１２トラ
ンジスタのベース電極は前記第１３トランジスタのエミ
ツタ電極に接続され、前記第１２トランジスタのコレク
タ電極は、前記第１３トランジスタの前記ベース電極お
よび前記第１４トランジスタの前記コレクタ電極に共通
に接続されており、前記第１２トランジスタのエミツタ
電極は前記第２定電位端子に接続され、前記第１３トラ
ンジスタの前記コレクク電極は前記第１４第１５、およ
び第１６トランジスタのベース電極に共通接続され、前
記第１３トランジスタの前記コレクタ電極はさらに前記
第１６トランザスタのコレクタ電極と前記第１０および
第１１トランジスタの共通接続されたベース電極に接続
され、前記第１５トランジスタの前記コレクタ電極は前
記第９トランジスタのコレクタ電極に接続され、前記温
度依存電流源は、さらに第８、第９、および第１０抵抗
を含み、それらの抵抗はそれぞれ前記第１定電位端子と
前記第１４、第１５、および第１６トランジスタの前記
エミツク電極間に接続されているようなマルチバイブレ
ータ回路。

１１．第１０項のマルチバイブレータ回路に、さらに前
記マルチバイブレータが初めて電力を受ける時前記温度
依存電流源が安定な動作点に達することを保証するため
の始動手段を設け、前記始動手段は、ベース電極、エミ
ツタ電極およびコレクタ電極を有する第１７および第１
８トランジスタを含んでおり、前記第１７トランジスタ
の前記ベース電極は前記第１４トランジスタの前記ベー
ス電極に接続され、前記第１７トランジスタの前記コレ
クタ電極は前記第１８トランジスタの前記ベース電極に
接続され、前記第１８トランジスタの前記エミツタ電極
は前記第２定電位端子に接続されており、前記始動手段
はさらに、それぞれ前記第１定電位端子および前記第１
７トランジスタの前記エミツタ電極間と前記第１定電位
端子および前記第１８トランジスタの前記コレクタ電極
間に接続された第１２および第１３抵抗と、前記第１８
トランジスタのコレクタ電極と前記第１２および第１３
トランジスタの共通接続されたベースおよびコレクタ電
極との間に接続された第７のダイオードを含んでいる構
成のマルチバイブレータ回路１２．第１、第２、第３お
よび第４トランジスタと前記第１定電位端子および前記
第２トランジスタの前記コレクタ電極間に直列に接続さ
れた第１、第２および第３のダイオードと、前記第２お
よび第３ダイオードの結合部と前記第１トランジスタの
前記コレクタとの間に接続された第４のダイオードと、
前記第１および第２トランジスタの前記コレクタ間に逆
極性並列構造で接続された第５および第６のダイオード
と、それぞれ前記第１、第２、第３および第４トランジ
スタのエミツタ電極に接続された第１、第２、第３およ
び第４電流源を含んでいる第１ＮＰＮ電流ミラーと、そ
れぞれ前記第１および第２トランジスタのコレクタ電極
に接続された第５および第６電流源を含んでいる第１Ｐ
ＮＰ電流ミラーと、前記第１および第３制御電流が所定
の電流をもたらす半導体接合に関して発生される電圧に
正比例するように、前記第１および第３制御電流を発生
するための温度依存電流源と、印加された周波数制御電
圧信号に応答して前記第２制御電流を発生するために前
記第１ＮＰＮ電流ミラーに接続された電圧対電流コンバ
ータから構成され、前記第１および第２トランジスタの
コレクタ電極はそれぞれ前記第３および第４トランジス
タのベース電極に接続され、前記第１および第２トラン
ジスタのエミツタ電極に接続され、前記第３および第４
トランジスタのコレクタ電極は第１定電位端子に共通に
接続され、前記第１および第２トランジスタのエミツタ
電極はそれぞれタイミングコンデンサの第１および第２
端子に接続し得、前記第１ＮＰＮ電流源は第１制御電流
および第２制御電流の和に応答するよう構成され集積回
路電圧調整発振器１３．第１２項の電圧調整発振器にお
いて、前記第１ＮＰＮ電流ミラーは第５および第６トラ
ンジスタを有し、前記第５トランジスタのコレクタ電極
は前記第１定電位端子に接続され、前記第５トランジス
タのエミツタ電極は前記第６トランジスタのベース電極
に接続され、前記第５トランジスタのベース電極は前記
第６トランジスタのコレクタ電極に接続され、前記第６
トランジスタのエミツタは、第１抵抗によって前記第２
定電位端子に接続され、前記ＮＰＮ電流ミラーの前記第
１、第２、第３および第４電流源のそれぞれはトランジ
スタおよび抵抗を有し、前記電流源トランジスタのそれ
ぞれのベース電極は前記共通接続された第５トランジス
タのエミツタ電極および第６トランジスタベース電極に
接続され、前記第１、第２、第３および第４電流源はそ
れぞれ前記電流源トランジスタエミツタ電極および第２
定電位端子間に接続されている集積回路電圧調整発振器
。

１４．第１３項の発振器において、前記ＰＮＰ電流ミラ
ーは第７および第８トランジスタを有し、前記第７トラ
ンジスタのコレクタ電極は前記第２定電位端子に接続さ
れ、前記第７トランジスタのベース電極は前記第８トラ
ンジスタのコレクタ電極に接続され、前記第７トランジ
スタのエミツタ電極は前記第８トランジスタのベース電
極に接続され、前記第８トランジスタのエミツタ電極は
第２抵抗によって前記第１定電位端子に接続され、前記
第１ＰＮＰ電流ミラーの前記第５および第６電流源のそ
れぞれはトランジスタおよび抵抗を含んでおり、前記抵
抗は前記電流源抵抗のエミツタ電極および前記第１定電
位間に接続され、前記電流源トランジスタの各ベース電
極は前記第８トランジスタの前記ベース端子に接続され
、前記第５電流源の電流源トランジスタのコレクタ電極
は、前記第１トランジスタのコレクタに接続され、前記
第６電流源の前記電流源トランジスタのコレクタは前記
第２トランジスタのコレクタに接続されている電圧調整
発振器。

１５．第１４項の発振器において、前記温度依存電流源
は第９および第１０トランジスタと第７および第８電流
源を有する第２ＰＮＰ電流ミラーを含み、前記第９トラ
ンジスタのベース電極は前記第１０トランジスタのコレ
クタ電極に、前記第９トランジスタのエミツタ電極は前
記第１０トランジスタベース電極にそれぞれ接続され、
さらに、前記第１０トランジスタのエミツタ電極と前記
第１定電位端子の間に接続された第３の抵抗を含んでお
り、前記第７および第８電流源のそれぞれはトランジス
タおよび抵抗を含み、前記抵抗は前記第１定電位端子お
よび前記電流源トランジスタのエミツタ電極間に接続さ
れ、前記電流源トランジスタのベース電極のそれぞれは
前記第１０トランジスタのベース電極に接続され、前記
温度依存電流源はさらに第１１および第１２トランジス
タを含んでおり、前記第１１トランジスタのエミツタ電
極は前記第１２トランジスタのベース電極に接続され、
前記第１１および第１２トランジスタのコレクタ電極は
前記第９トランジスタのベース電極に共通に接続され、
前記第１１トランジスタのベース電極は前記第８電流源
の前記電流源トランジスタのコレクタ電極に接続されて
おり、さらに第１３、第１４、第１５、第１６および第
１７トランジスタを含み、前記第１３トランジスタのコ
レクタ電極およびベース電極は、それぞれ前記第１１ト
ランジスタのベース電極および前記第５トランジスタの
ベース電極に接続され、第１４トランジスタのコレクタ
電極は第１３トランジスタのエミツタ電極に接続され、
前記第１４トランジスタのエミツタ電極は前記第２定電
位端子に接続され、第１５トランジスタのエミツタ電極
およびベース電極はそれぞれ前記第９トランジスタのコ
レクタ電極および第５トランジスタのベース電極に接続
され、前記第１６トランジスタのエミツタ電極、ベース
電極およびコレクタ電極はそれぞれ前記第１７トランジ
スタのベース電極、前記第１５トランジスタのコレクタ
電極および前記第１７トランジスタのコレクタ電極に接
続され、前記第１７トランジスタのエミツタ電極は前記
第２定電位端子に接続され、さらに前記第１６および第
１７トランジスタの共通接続コレクタと前記第１定電位
端子との間に接続された第４の抵抗と、前記第１２トラ
ンジスタのエミツタ電極および前記第１４トランジスタ
のベース電極間に接続された第５抵抗を含んでおり、前
記第１４トランジスタの前記ベース電極は、第６の抵抗
によつて前記第２定電位端子に接続可能であり、さらに
、前記第１６および第１７トランジスタの共通接続コレ
クタ電極と前記第１１トランジスタのベース電極間に接
続された第７のダイオードと、前記第５トランジスタの
前記ベース電極と前記第７電流源の前記電流源トランジ
スタの前記ベース電極間に接続された第８のダイオード
を含んでいる集積回路電圧調整発振器。

１６．第１５項の電圧調整発振器において、前記第１Ｐ
ＮＰ電流ミラーの前記第２制御電流は、前記第１ＮＰＮ
電流ミラーに接続された第９電流源によって与えられ、
前記第９電流源は、電流源トランジスタおよび抵抗を含
んでおり、前記抵抗は前記第２定電位端子および前記電
流源トランジスタのエミツタ電極間に接続され、前記電
流源トランジスタのコレクタおよびベース電極は、それ
ぞれ前記第７トランジスタのベース電極および前記第６
トランジスタのベース電極に接続されている構成の電圧
調整発振器。

１７．第１６項の発振器において、前記第１４トランジ
スタのエミツタ領域と前記第１、第２、第７および第８
電流源の前記電流源トランジスタのエミツタ領域は、前
記第１および第２トランジスタのエミツタ領域に関して
拡太されており、前記第１４トランジスタの前記エミツ
タ領域は前記第１および第２トランジスタのエミツタ領
域よりも実質的に４倍大きく、前記第１、第２、第７お
よび第８電流源の前記電流源トランジスタの前記エミツ
タ領域は前記第１および第２トランジスタのそれの実質
的に２倍であるような集積回路電圧調整発振器。

１８．第１７項の発振器において、前記電圧対電流コン
バータはそれぞれ能動コレクタ負荷回路を有する第１８
および第１９トランジスタを含み、前記第１８および第
１９トランジスタのベース電極はそれぞれ第１および第
２電圧制御端子に接続されており、前記第１８および第
１９トランジスタのエミツタ電極はそれぞれ前記電圧対
電流コンバータの利得を制御するための抵抗の第１およ
び第２端子に接続可能であり、前記第１９トランジスタ
のコレクタは前記第１５トランジスタのベースに接続さ
れ、前記電圧対電流コンバータはさらに、前記第１８お
よび第１９トランジスタのエミツタ電流を確立するため
の第１０および第１１電流源を含んでいる第３のＰＮＰ
電流ミラーを有している電圧調整発振器。

【図面の簡単な説明】

第１Ａ図および第１Ｂ図は、それぞれ従来のエミツタ結
合マルチバイブレータ回路およびその動作波形を示す概
略図、第２図は本発明の基本構成の概略図、第３図は本
発明の他の実施例を示す図である。 第２図において、１１〜１４，１９，２１，２９，３１
，５３．６１および６３はＮＰＮトランジスタ、４１．
４３，５６，５８．６４および６６はＰＮＰトランジス
タ、１６はコンデンサ、４６〜４９，５Ｌ５２および６
８はダイオードである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ エミツタ電極、コレクタ電極およびベース電極を有
   する第１および第２のトランジスタと、前記第１および
   第２のトランジスタの前記エミツタ電極間に接続された
   タイミングコンデンサとそれぞれ前記第１トランジスタ
   エミツタ電極および定電位端子の間、および前記第２ト
   ランジスタエミツタ電極および前記定電位端子の間にそ
   れぞれ接続された第１および第２の電流源とを有し前記
   第１および第２電流源によって与えられる電流が基準電
   圧によって調整される温度補償形エミツタ結合マルチバ
   イブレータ回路において、前記タイミングコンデンサの
   電圧が前記第１および第２電流源によって与えられる電
   流の所定倍数の電流をもたらす半導体接合の接合電圧に
   等しくなった時、前記マルチバイブレータが状態を反転
   するように、前記第１および第２のトランジスタのコレ
   クタ電流を制御するための手段と、前記基準電圧が前記
   半導体接合部の前記接合電圧に実質的に等しくなるよう
   に、前記第１および第２電流源の前記基準電圧を発生す
   るための手段とを設けたことを特徴とする温度補償形エ
   ミツタ結合マルチバイブレータ回路。