JPH0423505A - 発振回路 - Google Patents
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- JPH0423505A JPH0423505A JP2128055A JP12805590A JPH0423505A JP H0423505 A JPH0423505 A JP H0423505A JP 2128055 A JP2128055 A JP 2128055A JP 12805590 A JP12805590 A JP 12805590A JP H0423505 A JPH0423505 A JP H0423505A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 title claims abstract description 46
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 abstract description 11
- 230000008878 coupling Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 abstract description 4
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION, OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L1/00—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply
- H03L1/02—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only
- H03L1/022—Stabilisation of generator output against variations of physical values, e.g. power supply against variations of temperature only by indirect stabilisation, i.e. by generating an electrical correction signal which is a function of the temperature
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1206—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification
- H03B5/1209—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device using multiple transistors for amplification the amplifier having two current paths operating in a differential manner and a current source or degeneration circuit in common to both paths, e.g. a long-tailed pair.
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
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- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
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- H03B5/1293—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator having means for achieving a desired tuning characteristic, e.g. linearising the frequency characteristic across the tuning voltage range
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- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/02—Details
- H03B5/04—Modifications of generator to compensate for variations in physical values, e.g. power supply, load, temperature
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、トランジスタ回路に関し、特に発振回路に関
する。
する。
従来の発振器は、第2図に示すように、正帰還信号SF
を入力して発振信号S。を出力する差動増幅器1と発振
信号S。を入力する帰還回路2とから構成され、差動増
幅器1はトランジスタQl。
を入力して発振信号S。を出力する差動増幅器1と発振
信号S。を入力する帰還回路2とから構成され、差動増
幅器1はトランジスタQl。
Q2及び負荷ZL、定電流源工、バイアス抵抗R1〜R
2、バイパスコンデンサC3、バイアス電圧源VBから
構成され、帰還回路2は結合コンデンサ01〜C2、共
通回路のコンデンサC8、インダクタンスL。から構成
されている。
2、バイパスコンデンサC3、バイアス電圧源VBから
構成され、帰還回路2は結合コンデンサ01〜C2、共
通回路のコンデンサC8、インダクタンスL。から構成
されている。
次に動作について説明する。回路内で振動電流が生じる
と、インダクタンスL。及びコンデンサcoによって ”” 2Kv’:口、、 °°−(1
)の周波数で共振され、結合コンデンサC2を介してト
ランジスタQ1のベースに入力され、差動増幅器1で増
幅されて、トランジスタQ2のコレクタから発振信号S
。が出力され、結合コンデンサC1を介してトランジス
タQ1のベースに正帰還され、共振周波数と同周波数で
発振が生じ、すなわち図2の従来の発振回路の発振周波
数は(1)の式で示される。しかしなから、高周波の発
振回路においては、差動増幅器1の入力インピーダンス
の影響があるため(1)の式とはならない。高周波の発
振回路の発振周波数を式を用いて説明する。
と、インダクタンスL。及びコンデンサcoによって ”” 2Kv’:口、、 °°−(1
)の周波数で共振され、結合コンデンサC2を介してト
ランジスタQ1のベースに入力され、差動増幅器1で増
幅されて、トランジスタQ2のコレクタから発振信号S
。が出力され、結合コンデンサC1を介してトランジス
タQ1のベースに正帰還され、共振周波数と同周波数で
発振が生じ、すなわち図2の従来の発振回路の発振周波
数は(1)の式で示される。しかしなから、高周波の発
振回路においては、差動増幅器1の入力インピーダンス
の影響があるため(1)の式とはならない。高周波の発
振回路の発振周波数を式を用いて説明する。
トランジスタQ1のベースから見た差動増幅器1の入力
インピーダンスをZ工、として図2の従来例から帰還回
路2を抜き出して書くと図3となる。
インピーダンスをZ工、として図2の従来例から帰還回
路2を抜き出して書くと図3となる。
図3においてv’l/v、すなわち帰還率βを求めると
(s = i m、コイルL。の抵抗分子として、G1
/ rとすると) ・・・・・(3) 差動増幅器のオープンゲインなA。とすると発振条件は Aoβ=1 ・・・・・(4) となる。
(s = i m、コイルL。の抵抗分子として、G1
/ rとすると) ・・・・・(3) 差動増幅器のオープンゲインなA。とすると発振条件は Aoβ=1 ・・・・・(4) となる。
(4)式を(3)の式に適用すると
・・・・・・(5)
βの虚数部が零となれば(5)式は成立し、発振器
件を満す。
S=jmを代入して整理すると
W:″ Lo Co+C++02 十〇−ZIN−0
1f°= 2π L、CO+CI+02+G−Z+、・
C1・・・・・・(7) 発振周波数f。は式(7)にて求められる。ただし差動
増幅器1の入力インピーダンスzINは純抵抗と仮定し
以下の式で示される。
1f°= 2π L、CO+CI+02+G−Z+、・
C1・・・・・・(7) 発振周波数f。は式(7)にて求められる。ただし差動
増幅器1の入力インピーダンスzINは純抵抗と仮定し
以下の式で示される。
ZIN共り、。7g、、、・・・・・・(8)g、nは
差動増幅器1の相互コンダクタンスである。
差動増幅器1の相互コンダクタンスである。
hraは、トランジスタの電流増幅率である。
(8)式を(7)式に代入して
となる。
この従来の発振回路では、式(8)で示されるように、
発振周波数f。が、
となり、発振周波数f。が差動増幅器1の相互コンダク
タンスgmを含んでいる。
タンスgmを含んでいる。
(kはボルツマン定数、Tは絶対温度、qは電子の電荷
量である。) 式(9)よりg、は、温度に対して変化するためgmを
含むf。全体も温度に対して変化する。すなわち発振器
の発振周波数の温度変動が大きくなる。今、(8)式に
定数を入れてf。の温度変動を調べると、G=0.00
1.2hf−=100. gよ=0.2(温度t=−2
5℃のとき) co=01−02とし、■は温度変化で変わらないとす
ると、 t=−25℃時の発振周波数f、は ”=25.6117 ・旧・・(1o)次
にt′ 75℃時のg。′ を求めると ql ql g′″ 4kT’ 4kT T 273+t ’−”g ffi’ T’ 273+t′ g、’− 273+75 ここでg。−0,2よりt′ =75℃時のgm′ は gm’#0.14 従ってt′ 75℃時の発振周波数f2は 今、fに480MHzであるとすると f 2=0.97 X 480=466MHzとなり温
度−25°〜75°の変化で発振周波数の変動が14M
Hzとなり温度変化で発振周波数の変動が大きくなると
いう問題点があった。
量である。) 式(9)よりg、は、温度に対して変化するためgmを
含むf。全体も温度に対して変化する。すなわち発振器
の発振周波数の温度変動が大きくなる。今、(8)式に
定数を入れてf。の温度変動を調べると、G=0.00
1.2hf−=100. gよ=0.2(温度t=−2
5℃のとき) co=01−02とし、■は温度変化で変わらないとす
ると、 t=−25℃時の発振周波数f、は ”=25.6117 ・旧・・(1o)次
にt′ 75℃時のg。′ を求めると ql ql g′″ 4kT’ 4kT T 273+t ’−”g ffi’ T’ 273+t′ g、’− 273+75 ここでg。−0,2よりt′ =75℃時のgm′ は gm’#0.14 従ってt′ 75℃時の発振周波数f2は 今、fに480MHzであるとすると f 2=0.97 X 480=466MHzとなり温
度−25°〜75°の変化で発振周波数の変動が14M
Hzとなり温度変化で発振周波数の変動が大きくなると
いう問題点があった。
本発明の目的は温度変化に対して安定な発振周波数で発
振する発振回路を提供することにある。
振する発振回路を提供することにある。
本発明の発振回路は差動増幅器の出力が帰還回路を介し
て前記差動増幅器の出力と同相の前記差動増幅器の入力
に正帰還され、前記差動増幅器の定電流源はトランジス
タ、抵抗から構成され、バンドギャップレギュレータの
バンドギャップ電圧はオペアンプで直流増幅され、前記
オペアンプの出力は前記トランジスタのベースに与えら
れ、前記トランジスタのエミッタは前記抵抗を介して接
地され、前記差動増幅器の定電流源の電流がトランジス
タのサーマル電圧に正比例している。
て前記差動増幅器の出力と同相の前記差動増幅器の入力
に正帰還され、前記差動増幅器の定電流源はトランジス
タ、抵抗から構成され、バンドギャップレギュレータの
バンドギャップ電圧はオペアンプで直流増幅され、前記
オペアンプの出力は前記トランジスタのベースに与えら
れ、前記トランジスタのエミッタは前記抵抗を介して接
地され、前記差動増幅器の定電流源の電流がトランジス
タのサーマル電圧に正比例している。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第1図は、本発明の一実施例の発振回路であり、発振回
路5.オペアンプ6、バンドギャッフL/ギュレータ7
から構成され、発振回路5は差動増幅器9及び帰還回路
8から構成され、正帰還信号SFIをトランジスタQ3
のベースに入力して、トランジスタQ3.Q4からなる
差動増幅器で増幅サレ、発振信号S。1はトランジスタ
Q4のコレクタから出力され結合コンデンサC6,Cs
を介してトランジスタQ3のベースに正帰還される。C
o + rLotは、共振回路を形成し、RolはLO
Iの抵抗分であり、Cs、Caを含めて発振周波数を決
定する。R,、、R,2はベースバイアス抵抗でvn+
はベースバイアス源、C7はバイパスコンデンサである
。バンドギャップレギュレータ7は、トランジスタC5
〜Q9.トランジスタQ5.C6のエミツタ面積比はN
:1(N>2)であり、抵抗rl+r21RIO%位相
補正コンデンサC8にて構成され、端子20よりバンド
ギャップ電圧が出力され、オペアンプ6にて直流増幅さ
れ、トランジスタQ10のベースに入力される。トラン
ジスタQ10とR7は定電流源を構成し、トランジスタ
Q10のベース電圧により、差動増幅器9の定電流工を
決定する。今、発振回路5の発振周波数f。5を求める
と従来例の式(8)より ・・・・・(13) ただし、’hf。5はトランジスタの電流増幅率、gm
5は差動増幅器9の相互コンダクタンスである。
路5.オペアンプ6、バンドギャッフL/ギュレータ7
から構成され、発振回路5は差動増幅器9及び帰還回路
8から構成され、正帰還信号SFIをトランジスタQ3
のベースに入力して、トランジスタQ3.Q4からなる
差動増幅器で増幅サレ、発振信号S。1はトランジスタ
Q4のコレクタから出力され結合コンデンサC6,Cs
を介してトランジスタQ3のベースに正帰還される。C
o + rLotは、共振回路を形成し、RolはLO
Iの抵抗分であり、Cs、Caを含めて発振周波数を決
定する。R,、、R,2はベースバイアス抵抗でvn+
はベースバイアス源、C7はバイパスコンデンサである
。バンドギャップレギュレータ7は、トランジスタC5
〜Q9.トランジスタQ5.C6のエミツタ面積比はN
:1(N>2)であり、抵抗rl+r21RIO%位相
補正コンデンサC8にて構成され、端子20よりバンド
ギャップ電圧が出力され、オペアンプ6にて直流増幅さ
れ、トランジスタQ10のベースに入力される。トラン
ジスタQ10とR7は定電流源を構成し、トランジスタ
Q10のベース電圧により、差動増幅器9の定電流工を
決定する。今、発振回路5の発振周波数f。5を求める
と従来例の式(8)より ・・・・・(13) ただし、’hf。5はトランジスタの電流増幅率、gm
5は差動増幅器9の相互コンダクタンスである。
式(13)においてgmsが温度において一定となれば
(13)式のf。5は温度に対して変動がなくなる。
(13)式のf。5は温度に対して変動がなくなる。
バンドギャップレギュレータ7のバンドギャップ電圧■
ヨ。を求めると、トランジスタQ5.Q6のコレクタ電
流を各々、Is、I。とすると、トランジスタQ7.Q
8からなるカレントミラー及びトランジスタQ9、抵抗
R]、0による帰還回路によりほぼ等しくなり I 5 = I a = I
・・・・・・(14)次にトランジスタQ5.Q6のベ
ース、エミッタ間電圧差は、エミツタ面積比Nにより決
定され、(VTは、トランジスタのサーマル電圧)VB
E(C6) = VBE(C5) + r 11
−− (15)式(14)を代入して整理して VTI2nN= r 11 −・”(
17)抵抗r2に流れる電流は2工ゆえ、トランジスタ
Q6のエミッタ電圧は、式(17)を用いてVE(C6
)= 2 I r 2:2 vTβnN−・・・・・(
18)従ってバンドギャップ電圧VBGは VBO=VBE(C6) +2 vTJ2 nN・・・
・・・(19) VBGは、 オペアンプ6にて増幅され、 出力電圧は VEとして端子21より出力され、 (VBgtoa:++2v7.CnN )−−(2
0)l となる。■おは、トランジスタQ10のベース電圧ゆえ
、トランジスタQIOのコレクタ電流工。(QIO)は
、・・・・・・(21) ム ″7〜 R8゜ R8が となるように選択されたとすると式(21)は、計算が
複雑となるので I C(QIO) = k + V T・・(24) IC(Ql。)は差動増幅器9の定電流ゆえ(25)式
に(24)式を代入して (26)式を(13)式に代入して ・・・・・・(27) すなわち発振周波数f。5は、 温度Tの項を含まな い為、 温度変化対して一定となる。
ヨ。を求めると、トランジスタQ5.Q6のコレクタ電
流を各々、Is、I。とすると、トランジスタQ7.Q
8からなるカレントミラー及びトランジスタQ9、抵抗
R]、0による帰還回路によりほぼ等しくなり I 5 = I a = I
・・・・・・(14)次にトランジスタQ5.Q6のベ
ース、エミッタ間電圧差は、エミツタ面積比Nにより決
定され、(VTは、トランジスタのサーマル電圧)VB
E(C6) = VBE(C5) + r 11
−− (15)式(14)を代入して整理して VTI2nN= r 11 −・”(
17)抵抗r2に流れる電流は2工ゆえ、トランジスタ
Q6のエミッタ電圧は、式(17)を用いてVE(C6
)= 2 I r 2:2 vTβnN−・・・・・(
18)従ってバンドギャップ電圧VBGは VBO=VBE(C6) +2 vTJ2 nN・・・
・・・(19) VBGは、 オペアンプ6にて増幅され、 出力電圧は VEとして端子21より出力され、 (VBgtoa:++2v7.CnN )−−(2
0)l となる。■おは、トランジスタQ10のベース電圧ゆえ
、トランジスタQIOのコレクタ電流工。(QIO)は
、・・・・・・(21) ム ″7〜 R8゜ R8が となるように選択されたとすると式(21)は、計算が
複雑となるので I C(QIO) = k + V T・・(24) IC(Ql。)は差動増幅器9の定電流ゆえ(25)式
に(24)式を代入して (26)式を(13)式に代入して ・・・・・・(27) すなわち発振周波数f。5は、 温度Tの項を含まな い為、 温度変化対して一定となる。
第4図に本発
明の別の実施例を示すが、
動作は同じなので説明
は省略する。
以上説明したように、
本発明は発振器の構成の
一部である差動増幅器の定電流源の電流をトランジスタ
のサーマル電圧に正比例するように設定したので、式(
27)に示されるように発振周波数f。5の温度に関す
るパラメータがなくなり、温度変動に対して極めて安定
になるという効果を有する。本発明を用いて試作した発
振器の温度対発振周波数の特性を図5に示す。常温にお
ける発振周波数は480MHzであり、温度−25℃〜
75℃の変化において発振周波数の変動を1.14 M
Hzとすることができた。
のサーマル電圧に正比例するように設定したので、式(
27)に示されるように発振周波数f。5の温度に関す
るパラメータがなくなり、温度変動に対して極めて安定
になるという効果を有する。本発明を用いて試作した発
振器の温度対発振周波数の特性を図5に示す。常温にお
ける発振周波数は480MHzであり、温度−25℃〜
75℃の変化において発振周波数の変動を1.14 M
Hzとすることができた。
第1図は本発明の一実施例の回路図、第2図は従来の発
振回路図、第3図は従来の発振回路の帰還回路のみの回
路図、第4図は本発明の第二の実施例の回路図、第5図
は本発明を用いて試作した発振器の発振周波数の温度特
性を示すデータである。 5.63・・・・・・発振回路、1,9.62・・・・
・・差動増幅器、2,8.61・・・・・・帰還回路、
7,65・・・、・・バンドギャップレギュレータ、Q
l、C2,C3、C4,C5,C6,C7,C8,Q9
.Q10、C31,C32,C33,C34,C35,
C36、C37,C38・・・・・・トランジスタ、R
1゜R2,R6,R7,R8,R9,R11,R12゜
rl+ r2+ RI O,R31〜R37−抵抗、
G、Gl、G2・・・・・・コイルの抵抗のコンダクタ
ンス、C1〜C3,C5〜C8,C31〜C34・・・
・・・コンデンサ、L o、 L o 1. L 02
・・・・・・共振回路のインダクタンス、co、Co1
.Co2・・・・・・共振回路のコンデンサ、VB、
VBI、 VB□・・・・・・バイアス電圧源、VCC
+ vo。、 l VCC2・・・・・・電源、■・・
・・・・定電流源、Zc・・・・・・負荷、21.51
・・・・・・オペアンプ出力端子、22,52,12.
・・・・・・発振回路出力端子。 代理人 弁理士 内 原 晋
振回路図、第3図は従来の発振回路の帰還回路のみの回
路図、第4図は本発明の第二の実施例の回路図、第5図
は本発明を用いて試作した発振器の発振周波数の温度特
性を示すデータである。 5.63・・・・・・発振回路、1,9.62・・・・
・・差動増幅器、2,8.61・・・・・・帰還回路、
7,65・・・、・・バンドギャップレギュレータ、Q
l、C2,C3、C4,C5,C6,C7,C8,Q9
.Q10、C31,C32,C33,C34,C35,
C36、C37,C38・・・・・・トランジスタ、R
1゜R2,R6,R7,R8,R9,R11,R12゜
rl+ r2+ RI O,R31〜R37−抵抗、
G、Gl、G2・・・・・・コイルの抵抗のコンダクタ
ンス、C1〜C3,C5〜C8,C31〜C34・・・
・・・コンデンサ、L o、 L o 1. L 02
・・・・・・共振回路のインダクタンス、co、Co1
.Co2・・・・・・共振回路のコンデンサ、VB、
VBI、 VB□・・・・・・バイアス電圧源、VCC
+ vo。、 l VCC2・・・・・・電源、■・・
・・・・定電流源、Zc・・・・・・負荷、21.51
・・・・・・オペアンプ出力端子、22,52,12.
・・・・・・発振回路出力端子。 代理人 弁理士 内 原 晋
Claims (1)
- 差動構成の発振回路において、差動増幅器の出力が帰還
回路を介して前記差動増幅器の出力と同相の前記差動増
幅器の入力に正帰還され、前記差動増幅器の定電流源は
トランジスタ、抵抗から構成され、バンドギャップレギ
ュレータのバンドギャップ電圧はオペアンプで直流増幅
され、前記オペアンプの出力は前記トランジスタのベー
スに与えられ、前記トランジスタのエミッタは前記抵抗
を介して接地され、前記差動増幅器の定電流源の電流が
トランジスタのサーマル電圧に正比例していることを特
徴とする発振回路。
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