JPS6022523B2 - トランジスタ発振回路 - Google Patents
トランジスタ発振回路Info
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- JPS6022523B2 JPS6022523B2 JP51137678A JP13767876A JPS6022523B2 JP S6022523 B2 JPS6022523 B2 JP S6022523B2 JP 51137678 A JP51137678 A JP 51137678A JP 13767876 A JP13767876 A JP 13767876A JP S6022523 B2 JPS6022523 B2 JP S6022523B2
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- Japan
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- oscillation
- current
- change
- power supply
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1203—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier being a single transistor
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B5/00—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input
- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1231—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device the amplifier comprising one or more bipolar transistors
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03B5/08—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance
- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/124—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator the means comprising a voltage dependent capacitance
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- H03B5/12—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device
- H03B5/1237—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator
- H03B5/1293—Generation of oscillations using amplifier with regenerative feedback from output to input with frequency-determining element comprising lumped inductance and capacitance active element in amplifier being semiconductor device comprising means for varying the frequency of the generator having means for achieving a desired tuning characteristic, e.g. linearising the frequency characteristic across the tuning voltage range
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源電圧が一定であることをあまり期待するこ
とができないポータブルラジオ受信機などの受信機の局
部発振器として適したＩＣ回路用トランジスタ発振回路
に関するものであり、発振回路部の電源電圧の変化によ
る発振周波数の変化を極力少なくし、かつＩＣ化を容易
にすることを目的とするものである。
とができないポータブルラジオ受信機などの受信機の局
部発振器として適したＩＣ回路用トランジスタ発振回路
に関するものであり、発振回路部の電源電圧の変化によ
る発振周波数の変化を極力少なくし、かつＩＣ化を容易
にすることを目的とするものである。
従来より電源電圧の変化に対する発振周波数の変化を少
なくするのに通常採用せられている方法は、発振回路部
の電源電圧を電圧安定化回路を通して安定化し、一定の
電圧を上記発振回路部に供給する方法であるが、この場
合、電圧安定化回路がコスト増加の要因になり、また、
電圧安定化回路は通常、その入−出力間でいく分かの電
圧降下が生ずるため、電源電圧の利用効率も低下する。
なくするのに通常採用せられている方法は、発振回路部
の電源電圧を電圧安定化回路を通して安定化し、一定の
電圧を上記発振回路部に供給する方法であるが、この場
合、電圧安定化回路がコスト増加の要因になり、また、
電圧安定化回路は通常、その入−出力間でいく分かの電
圧降下が生ずるため、電源電圧の利用効率も低下する。
そして、この後者の欠点はポータブルラジオ受信機など
のように低電圧で作動することを要求される機器では致
命的な欠点となるという問題があった。本発明は上記の
電圧安定化回路を使用せず、トランジスタ発振回路部の
電源電圧が変化しても、その発振周波数が変化しない簡
単なＩＣ回路用トランジスタ発振回路を提案するもので
ある。
のように低電圧で作動することを要求される機器では致
命的な欠点となるという問題があった。本発明は上記の
電圧安定化回路を使用せず、トランジスタ発振回路部の
電源電圧が変化しても、その発振周波数が変化しない簡
単なＩＣ回路用トランジスタ発振回路を提案するもので
ある。
本発明のトランジスタ発振回路は、ＩＣ発振回路の発振
用トランジスタを直流的にコレクタ、べースを同電位で
使用することにより、コレクタ・ベース間の障壁容量が
電源電圧変動の影響を受けなくすると共に、上記発振用
トランジスタのェミッタと直列に別個の定電流用トラン
ジスタを接続したタンデム構成のトランジスタＬＣ発振
回路において、このＬＣ発振回路の電源電圧の変化と「
上記定電流用トランジス外こよって定められる発振用ト
ランジスタの直流バイアス電流の変化の間の関係が、あ
る特定の値になるように設定することにより、電源電圧
変化により主として上記発振用トランジスタのコレク夕
・半導体基板（以下コレクタ・サブストレートと称す）
間の容量の変化に基づく発振周波数変化を打ち消すこと
を特徴とするものである。以下、本発明につき図面と共
に説明する。
用トランジスタを直流的にコレクタ、べースを同電位で
使用することにより、コレクタ・ベース間の障壁容量が
電源電圧変動の影響を受けなくすると共に、上記発振用
トランジスタのェミッタと直列に別個の定電流用トラン
ジスタを接続したタンデム構成のトランジスタＬＣ発振
回路において、このＬＣ発振回路の電源電圧の変化と「
上記定電流用トランジス外こよって定められる発振用ト
ランジスタの直流バイアス電流の変化の間の関係が、あ
る特定の値になるように設定することにより、電源電圧
変化により主として上記発振用トランジスタのコレク夕
・半導体基板（以下コレクタ・サブストレートと称す）
間の容量の変化に基づく発振周波数変化を打ち消すこと
を特徴とするものである。以下、本発明につき図面と共
に説明する。
第１図は本発明を説明するための発振回路の発振周波数
の変化と、電源電圧、直流バイアス電流の変化との間の
関係を測定するための回路図であり、発振用トランジス
タ５、コイル３、同調用コンデンサ４、および帰還用コ
ンデンサ８，９はコルピッツ型発振回路を構成している
。
の変化と、電源電圧、直流バイアス電流の変化との間の
関係を測定するための回路図であり、発振用トランジス
タ５、コイル３、同調用コンデンサ４、および帰還用コ
ンデンサ８，９はコルピッツ型発振回路を構成している
。
６は上記発振回路におけるトランジスタ５の直流バイア
ス電流を調整する定電流用トランジスタであり、その電
圧が可変できる制御用電線７が制御される。
ス電流を調整する定電流用トランジスタであり、その電
圧が可変できる制御用電線７が制御される。
１は発振回路の電源であり、ここでは第２，３図に示す
特性を測定するために可変にしている。
特性を測定するために可変にしている。
コンデンサ２は高周波的に電源のインピーダンスを下げ
ておくためのものであり、電源１の電圧および発振回路
の直流バイアス電流はそれぞれ、直流電圧計１１および
直流電流計１０で測定できる。ななトランジスタ５，６
はＩＣ化をめざし、Ｐ型サブストレート上に形成された
ものとし、サブストレートはアース端子１２に接続され
ているものとする。第２図は第１図に示す発振回路をＦ
Ｍラジオ受信機の局部発振器として使用することを想定
した場合の発振回路の直流バイアス電流の変化に対する
発振周波数の変化を測定したものであり、電源１を固定
として、制御用電源７の電圧を調整することにより得ら
れた結果である。
ておくためのものであり、電源１の電圧および発振回路
の直流バイアス電流はそれぞれ、直流電圧計１１および
直流電流計１０で測定できる。ななトランジスタ５，６
はＩＣ化をめざし、Ｐ型サブストレート上に形成された
ものとし、サブストレートはアース端子１２に接続され
ているものとする。第２図は第１図に示す発振回路をＦ
Ｍラジオ受信機の局部発振器として使用することを想定
した場合の発振回路の直流バイアス電流の変化に対する
発振周波数の変化を測定したものであり、電源１を固定
として、制御用電源７の電圧を調整することにより得ら
れた結果である。
第２図より明らかなようにこの場合の、電源電圧を一定
にしたときの発振用トランジスタの直流バイアス電流の
変化の発振周波数の変化におよぼす影響はほぼ一４ＭＨ
Ｚ／ｍＡで表わされることがわかる。第３図は第２図と
同じ目的で第１図に示す発振回路を使用した場合におい
て、発振用トランジスタの直流バイアス電流を一定にし
たときの電源電圧の変化に対する発振周波数の変化を測
定したもであり、蟹源１、制御用電源７の電圧を共に調
整することにより得られた結果である。第３図より明ら
かなようにこの場合の、直流バイアス電流を一定にした
ときの電源電圧の変化の発振周波数の変化に及ぼす影響
はほぼ９０ＫＨＺ／Ｖで表わされることがわかる。
にしたときの発振用トランジスタの直流バイアス電流の
変化の発振周波数の変化におよぼす影響はほぼ一４ＭＨ
Ｚ／ｍＡで表わされることがわかる。第３図は第２図と
同じ目的で第１図に示す発振回路を使用した場合におい
て、発振用トランジスタの直流バイアス電流を一定にし
たときの電源電圧の変化に対する発振周波数の変化を測
定したもであり、蟹源１、制御用電源７の電圧を共に調
整することにより得られた結果である。第３図より明ら
かなようにこの場合の、直流バイアス電流を一定にした
ときの電源電圧の変化の発振周波数の変化に及ぼす影響
はほぼ９０ＫＨＺ／Ｖで表わされることがわかる。
第１図に示す発振回路が第２図の様な特性を示す主な原
因は、発振用トランジスタ５のベース、ェミッタ間容量
ＣＢ耳のェミッタ電流依存性であり、第３図の様な特性
を示す主な原因は、発振用トランジスタ５のコレクタ、
サブストレート間容量および定電流用トランジスタ６の
コレクタ、サブストレート間容量、コレクタ、ェミッタ
間容量などの電圧依存性であるが、とりわけ発振用トラ
ンジスタのコレク夕・サプストレート間容量の影響が大
きい。
因は、発振用トランジスタ５のベース、ェミッタ間容量
ＣＢ耳のェミッタ電流依存性であり、第３図の様な特性
を示す主な原因は、発振用トランジスタ５のコレクタ、
サブストレート間容量および定電流用トランジスタ６の
コレクタ、サブストレート間容量、コレクタ、ェミッタ
間容量などの電圧依存性であるが、とりわけ発振用トラ
ンジスタのコレク夕・サプストレート間容量の影響が大
きい。
以上の結果から、発振用トランジスタの直流バイアス電
流を一定にしたときの電源電圧の変化の発振周波数の変
化に及ぼす影響をｋ，（ＨＺわ／Ｖ）、電源電圧を一定
にしたときの直流バイアス電流の変化の発振周波数の変
化に及ぼす影響をｋ２（ＨＺ／Ａｍｐ）とするとき、電
源電圧の変化△Ｖおよび直流バイアス電流の変化△１の
発振周波数の変化△ハこ及ぼす影響は一般的に△〆＝ｋ
ｌ△Ｖ十ｋ２ＡＩ …‐‐‐【１）で表わさ
れる。
流を一定にしたときの電源電圧の変化の発振周波数の変
化に及ぼす影響をｋ，（ＨＺわ／Ｖ）、電源電圧を一定
にしたときの直流バイアス電流の変化の発振周波数の変
化に及ぼす影響をｋ２（ＨＺ／Ａｍｐ）とするとき、電
源電圧の変化△Ｖおよび直流バイアス電流の変化△１の
発振周波数の変化△ハこ及ぼす影響は一般的に△〆＝ｋ
ｌ△Ｖ十ｋ２ＡＩ …‐‐‐【１）で表わさ
れる。
本発明は上記｛１｝式に基づいて、第１図に示す発振回
路が電源電圧に変化があってもその発振周波数をほとん
ど変化させないようにするため、すなわち‘１１式にお
いて△ナを零にするためのＡＶと△１の関係が△１−−
ｋ， ……‘２１△Ｖ− ｋ２で
あることに着目したものであり、第４図はその一構成例
を示すものである。
路が電源電圧に変化があってもその発振周波数をほとん
ど変化させないようにするため、すなわち‘１１式にお
いて△ナを零にするためのＡＶと△１の関係が△１−−
ｋ， ……‘２１△Ｖ− ｋ２で
あることに着目したものであり、第４図はその一構成例
を示すものである。
０ なお、第２，３図に示すデータによれば、■式の具
体的な数値はこの場合、０．０２２８ｈＡ／Ｖとなる。
体的な数値はこの場合、０．０２２８ｈＡ／Ｖとなる。
第４図に示す発振回路の構成は第１図と同じであるため
、同じ機能を有する素子には同じ番号を付している。端
子１３は電源端子であり、アース端子１２との間に（図
示しないが）直流電源が印加される。第４図によって１
４に定電流用トランジスタ６を駆動する駆動回路であり
、電源端子１３と接続されている端子Ａ、アース端子１
２と接続されている端子Ｃおよび出力端子Ｂを有してい
る。
、同じ機能を有する素子には同じ番号を付している。端
子１３は電源端子であり、アース端子１２との間に（図
示しないが）直流電源が印加される。第４図によって１
４に定電流用トランジスタ６を駆動する駆動回路であり
、電源端子１３と接続されている端子Ａ、アース端子１
２と接続されている端子Ｃおよび出力端子Ｂを有してい
る。
駆動回路１４のもつべき機能は電源電圧の変化に応じて
定電流用トランジスタ６を介して｛２｝式に示すような
直流バイアス電流の変化を生ぜしめることであり、第５
図にその具体実施例を示す。第５図において端子Ａ，Ｂ
，Ｃ，は第４図のそれと同じである。また、第５図にお
いて、ダイオード接続されたトランジスタ１９，２０は
トランジスタ１７、抵抗１８に対して定電圧源の役目を
果たし、トランジスタ１７のコレクタ電流は、ほぼトラ
ンジスタ２０のコレクタ、ェミッタ間電圧（ほぼ０．７
Ｖ）を抵抗１８の値で除した値になり、この電流はダイ
オード接続されたトランジスタ１５に供Ｖ給される。
定電流用トランジスタ６を介して｛２｝式に示すような
直流バイアス電流の変化を生ぜしめることであり、第５
図にその具体実施例を示す。第５図において端子Ａ，Ｂ
，Ｃ，は第４図のそれと同じである。また、第５図にお
いて、ダイオード接続されたトランジスタ１９，２０は
トランジスタ１７、抵抗１８に対して定電圧源の役目を
果たし、トランジスタ１７のコレクタ電流は、ほぼトラ
ンジスタ２０のコレクタ、ェミッタ間電圧（ほぼ０．７
Ｖ）を抵抗１８の値で除した値になり、この電流はダイ
オード接続されたトランジスタ１５に供Ｖ給される。
一方、トランジスタ１５のコレクタ、ェミッタ間の電圧
はトランジスタ１６のベース、ェミッタ間に加えられて
いるため、トランジスタ１５と１６がほぼ同じ特性を有
しているものとすれば、トランジスタ１６のコレクタ電
流はトランジスタ１５のそれとほぼ等しくなる。
はトランジスタ１６のベース、ェミッタ間に加えられて
いるため、トランジスタ１５と１６がほぼ同じ特性を有
しているものとすれば、トランジスタ１６のコレクタ電
流はトランジスタ１５のそれとほぼ等しくなる。
このトランジスタ１６のコレクタ電流はダイオード接続
されたトランジスタ１９，２０に供給されるため、ダイ
オード接続されたトランジスタ１９，２０の電流は、端
子Ａ，Ｃ間に加えられる電源電圧の変動に対して安定化
される。
されたトランジスタ１９，２０に供給されるため、ダイ
オード接続されたトランジスタ１９，２０の電流は、端
子Ａ，Ｃ間に加えられる電源電圧の変動に対して安定化
される。
さらに、抵抗２１はその一端が端子Ａに接続されている
が、他端は、端子○として、図示する端子ＥまたはＦに
接続するようになす。
が、他端は、端子○として、図示する端子ＥまたはＦに
接続するようになす。
本実施例においてはこの抵抗２１が重要な役目を果すも
のであり、この抵抗２１に流れる電流はほぼそのまま、
ダイオード接続されたトランジスタ２０１こ流される。
この抵抗２１を通じて流れる電流は電源電圧の変化によ
り変化し、その変化割合し、は抵抗２１の値をＲ（Ｑ）
とすれば１／Ｒ（Ａｍｐ／Ｖｏｌｔ）で表わされる。し
たがって、トランジスタ２０に流れる電流は電源電圧の
変動に対して安定化された電流と、鰭源電圧の変動に対
して、その変化割合し、が１／Ｒで表わされる電流の和
となる。
のであり、この抵抗２１に流れる電流はほぼそのまま、
ダイオード接続されたトランジスタ２０１こ流される。
この抵抗２１を通じて流れる電流は電源電圧の変化によ
り変化し、その変化割合し、は抵抗２１の値をＲ（Ｑ）
とすれば１／Ｒ（Ａｍｐ／Ｖｏｌｔ）で表わされる。し
たがって、トランジスタ２０に流れる電流は電源電圧の
変動に対して安定化された電流と、鰭源電圧の変動に対
して、その変化割合し、が１／Ｒで表わされる電流の和
となる。
そこで、第４図に示す定電流用トランジスタ６の特性と
第５図に示すダイオード接続されたトランジスタ２０の
特性をそろえておけば、トランジスタ２０と定電流用ト
ランジスタ６はカレントミラー回路を構成することにな
り、トランジスタ６の鰭流はほぼトランジスタ２０の電
流と等しくすることができる。
第５図に示すダイオード接続されたトランジスタ２０の
特性をそろえておけば、トランジスタ２０と定電流用ト
ランジスタ６はカレントミラー回路を構成することにな
り、トランジスタ６の鰭流はほぼトランジスタ２０の電
流と等しくすることができる。
したがって、第４図に示した発振回略の発振周波数の変
化が電源電圧の変化に対して少なくなるようにするため
前述の｛２’式を満足させるには第５図では抵抗２１の
値を適正に選定すればよい。このことを第２，３図の場
合について適用すれば電源電圧の変化に対する必要な電
流変化量は０．０２２軌ムノＶであるため抵抗２１の値
は約４巡Ｑとなる。なお、ダイオード接続されたトラン
ジスタ２０は、トランジスタ１５，１６，１７，１９と
共に開ループを構成しているため、抵抗２１を通してト
ランジスタ２０に流れる電流はこの閉ループに対して少
しの影響を与えるが、閉ループのループ利得はこの場合
、十分１より小さい状態で使用するため、大きな問題と
はならない。
化が電源電圧の変化に対して少なくなるようにするため
前述の｛２’式を満足させるには第５図では抵抗２１の
値を適正に選定すればよい。このことを第２，３図の場
合について適用すれば電源電圧の変化に対する必要な電
流変化量は０．０２２軌ムノＶであるため抵抗２１の値
は約４巡Ｑとなる。なお、ダイオード接続されたトラン
ジスタ２０は、トランジスタ１５，１６，１７，１９と
共に開ループを構成しているため、抵抗２１を通してト
ランジスタ２０に流れる電流はこの閉ループに対して少
しの影響を与えるが、閉ループのループ利得はこの場合
、十分１より小さい状態で使用するため、大きな問題と
はならない。
また、第４図の構成例ではトランジスタ６がその定亀流
源としての機能を発揮するためにはコレクタ、ェミッ夕
闇電圧はＩＶもあれば十分であるため、第ｉ図の回路は
電源電圧が２Ｖ以下に低下しても安定な動作が期待でき
、ポータブルラジオ受信機用としての効果は大きい。
源としての機能を発揮するためにはコレクタ、ェミッ夕
闇電圧はＩＶもあれば十分であるため、第ｉ図の回路は
電源電圧が２Ｖ以下に低下しても安定な動作が期待でき
、ポータブルラジオ受信機用としての効果は大きい。
０ 以上に詳述したように本発明によれば、電源電圧の
変化に対してその発振周波数を安定化でき、しかも、か
なりの低電圧でも動作させることができるため、ポータ
ブルラジオ受信機用局部発振回路を含めたＩＣ化に対し
て有用であり、その実用タ的効果は大きいものである。
変化に対してその発振周波数を安定化でき、しかも、か
なりの低電圧でも動作させることができるため、ポータ
ブルラジオ受信機用局部発振回路を含めたＩＣ化に対し
て有用であり、その実用タ的効果は大きいものである。
なお、第４図ではコルピツッ型発振回路につにて示した
が、たとえばハートレー型発振回路に同様の考え方を適
用できるのは云うまでもない。
が、たとえばハートレー型発振回路に同様の考え方を適
用できるのは云うまでもない。
第１図は本発明の発振回路を説明するための回略図、第
２図は第１図における発振回路の通流バイアス電流の変
化に対する発振周波数の変化と示す特性図、第３図は第
１図における発振回路の電源電圧の変化に対する発振周
波数の変化を示す特性図、第４図は本発明の発振回路の
一構成例を示す回路図、第５図は同回路における駆動回
路の一例を示す具体回路図である。 ５・・・・・・発振用トランジスタ、６…・・・定電流
用トランジスタ、１４・…・・駆動回路。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図
２図は第１図における発振回路の通流バイアス電流の変
化に対する発振周波数の変化と示す特性図、第３図は第
１図における発振回路の電源電圧の変化に対する発振周
波数の変化を示す特性図、第４図は本発明の発振回路の
一構成例を示す回路図、第５図は同回路における駆動回
路の一例を示す具体回路図である。 ５・・・・・・発振用トランジスタ、６…・・・定電流
用トランジスタ、１４・…・・駆動回路。 第１図 第２図 第３図 第４図 第５図
Claims (1)
- １ ＬＣ発振回路において、半導体基板上に構成される
発振用トランジスタのコレクタ、ベースを直流的に同電
位で使用すると共に、上記発振用トランジスタのエミツ
タに直列に同じ半導体基板上に構成される別個の定電流
用トランジスタを接続したタンデム構成のトランジスタ
発振回路において、前記発振用トランジスタの直流バイ
アス電流を一定にしたときの電源電圧の変化の発振周波
数の変化に及ぼす影響をＫ＿１（Ｈｚ／Ｖ）、電源電圧
を一定にしたときの前記発振用トランジスタの直流バイ
アス電流の変化の発振周波数の変化に及ぼす影響をＫ＿
２（Ｈｚ／Ａｍｐ）とするとき、前記発振用トランジス
タの直流バイアス電流の変化と電源電圧の変化の関係が
（−Ｋ＿１／Ｋ＿２）となるよう、上記定電流用トラン
ジスタを含めたカレントミラー回路、このカレントミラ
ー回路に含まれるカレントミラー用トランジスタに対し
、電源電圧変化に対して安定化された定電流を供給する
ための定電流回路、および上記カレントミラー回路に含
まれるカレントミラー用トランジスタに対し、電源電圧
変化に比例して変化する補正電流を供給するための抵抗
回路網から構成される定電流用トランジスタ駆動回路を
設けたことを特徴とするトランジスタ発振回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51137678A JPS6022523B2 (ja) | 1976-11-15 | 1976-11-15 | トランジスタ発振回路 |
| US05/849,959 US4194158A (en) | 1976-11-15 | 1977-11-09 | Integrated front end circuit for VHF receiver |
| AU30537/77A AU498767B1 (en) | 1976-11-15 | 1977-11-10 | Front end for vhf receiver |
| FR7734178A FR2371095A1 (fr) | 1976-11-15 | 1977-11-14 | Circuit d'entree pour recepteur vhf |
| CA290,748A CA1095128A (en) | 1976-11-15 | 1977-11-14 | Integrated front end circuit for vhf receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51137678A JPS6022523B2 (ja) | 1976-11-15 | 1976-11-15 | トランジスタ発振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5361954A JPS5361954A (en) | 1978-06-02 |
| JPS6022523B2 true JPS6022523B2 (ja) | 1985-06-03 |
Family
ID=15204248
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51137678A Expired JPS6022523B2 (ja) | 1976-11-15 | 1976-11-15 | トランジスタ発振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6022523B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5618620U (ja) * | 1979-07-23 | 1981-02-18 | ||
| JPS6085604A (ja) * | 1983-10-17 | 1985-05-15 | Toyo Commun Equip Co Ltd | コルピツツ発振回路 |
-
1976
- 1976-11-15 JP JP51137678A patent/JPS6022523B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5361954A (en) | 1978-06-02 |
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