JP2007221627A - 発振回路、物理量トランスデューサ及び振動ジャイロセンサ - Google Patents

Abstract

【課題】 簡素な構成で、発振ループ内の振幅制御を高精度で実現し、発振の起動時間を短縮できる発振回路、物理量トランスデューサ及び振動ジャイロセンサを提供する。
【解決手段】 発振回路１０は、発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプ２０と、発振振幅に応じてゲインコントロールアンプ２０のゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路３０とを含む。制御電圧をＶｃ、ゲインをｋとした場合に、発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Ｖｃ×ｋの値が一定である。
【選択図】 図２

Description

本発明は、発振回路、物理量トランスデューサ及び振動ジャイロセンサに関する。

ロボットや自動走行システム等の自律的動作を行う装置や、カーナビゲーションシステム、ＤＳＣ（Digital Still Camera）、ＤＶＣ（Digital Video Camera）、携帯電話機等の電子機器に、該電子機器の外的な要因で変化する物理量を検出するためのジャイロセンサ（広義には物理量トランスデューサ）が組み込まれている。このようなジャイロセンサは角速度を検出し、いわゆる手振れ補正やＧＰＳ自律航法に用いられる。

近年、ジャイロセンサの軽量小型化と共に高い検出精度も要求され、ジャイロセンサの１つとして圧電振動ジャイロセンサが注目されている。中でも、圧電材料として水晶が用いられる水晶圧電振動ジャイロセンサは、多くの装置への組み込み向けに最適なセンサとして期待が寄せられている。

振動ジャイロセンサは、回転によって発生するコリオリ力に対応した物理量を検出するものである。このような振動ジャイロセンサは、例えば引用文献１に開示されている。

図１４に、引用文献１に開示される振動ジャイロセンサの振動子の構造を模式的に示す。

この振動子は音叉型圧電振動子であり、音叉アーム９００、９０２の先端に該音叉アーム９００、９０２の平面とその平面が直交するように設けられた振動素子９１０、９１２を有する。音叉アーム９００の電極９２０に正弦波の電圧を与えると、逆圧電効果によって音叉アーム９００が振動を開始し、音叉振動により音叉アーム９０２も振動を開始する。このとき、音叉アーム９０２の圧電効果によって素子表面に発生する電荷は音叉アーム９００の印加電圧に比例する。この音叉アーム９０２に発生する電荷を検出し、これが一定振幅になるように音叉アーム９００に印加する正弦波の電圧を制御することで、安定した音叉振動を得ることができる。そのため、図１４に示す振動子は、該振動子と該振動子を駆動する回路とを含む発振ループ内に設けられ、振動子と該振動子を駆動する回路とにより発振回路として構成される。

このとき振動素子９１０、９１２は、図１４に示す方向に速度ｖで振動する。そして、図１４の検出軸９３０を中心に振動子が回転したとき、速度ｖの振動方向と直交する方向にコリオリ力が発生する。

図１５に、図１４の検出軸９３０を上から見た図を模式的に示す。

なお、図１５において図１４と同一部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。図１４において、検出軸９３０を中心に回転したときの角速度をΩ［ｄｐｓ（degree per second）］、振動素子９１０（振動素子９１２）の質量をｍとすると、振動素子９１０（振動素子９１２）に働くコリオリ力Ｆｃは、次式で表される。

Ｆｃ＝−２・ｍ・Ω・ｖ ・・・（１）
ここで、上述のように電極９２０に正弦波の電圧を印加するため、速度ｖは次式で表すことができる。なお次式において、音叉振動の振幅をａ、音叉振動の周期をω_０とする。

ｖ＝ａ・ｓｉｎω_０ｔ ・・・（２）
従って、（１）式に（２）式を代入すれば、コリオリ力Ｆｃは、次式のようになる。

Ｆｃ＝−２・ｍ・Ω・ａ・ｓｉｎω_０ｔ ・・・（３）
（３）式に示されるように、コリオリ力Ｆｃは、質量ｍに比例し、角速度Ωに比例し、速度ｖに比例することがわかる。

図１４の振動子の圧電材料として水晶が用いられた水晶振動子の場合、速度ｖに相当する振動周波数を安定させることができる。そのため、質量ｍにかかわらず角速度Ωを精度良く検出するためには、水晶振動子を駆動する回路が、いかに安定して振動子を振動させることができるかが重要になってくる。
特開平３−２２６６２０号公報

図１６に、発振ループ内のゲインを制御するアンプの一般的な入出力特性を示す。

図１６に示すように、アンプの入出力特性は、主に電源制限の原因により、入力振幅がある程度の大きさになると出力振幅が飽和する非線形性を有する。一般的な圧電振動子発振回路は、前記非線形特性によって発振ループの発振振幅は、いずれ所定の振幅に収束する原理により発振振幅を一定に保っている。

その一方で、発振回路の電源電圧や温度の変動、発振回路を構成する素子の製造バラツキ等の理由で振幅が変動してしまうという問題がある。特に、コリオリ力を安定的に検出するためには発振ループ内の発振振幅を一定に制御する必要がある。そこで、発振回路は、ＡＧＣ（Auto Gain Control）機能を備えるゲインコントロールアンプを含む。

ところで、ジャイロセンサが組み込まれる電子機器の用途を考慮すると、低消費電力化の要求を満足させることが必要となる。そのため、発振回路を適宜停止させたりする必要があり、その一方で発振の起動時間はできるだけ短いことが望ましい。

しかしながら、振動周波数が安定する水晶振動子は、Ｑ値が高い。従って、発振回路の振動子として水晶振動子を用いた場合、発振回路の起動時（発振起動時）に発振ループ内のゲインを十分大きくする必要がある。

一般的に上記ゲインコントロールアンプはゲイン感度特性が線形特性であるため、水晶振動子を用いた発振回路の場合には、起動時（発振起動時）に発振ループ内のゲインが十分得られないため、しばしば発振起動しない、または、発振起動時間が長くなるという課題があった。

また、発振ループ内のゲインコントロールアンプは、一般的に正転出力のものが多い。これは、ゲインコントロールアンプのゲインを調整するための可変抵抗素子をトランジスタに置き換え、該トランジスタのインピーダンスを調整することでゲインコントロールアンプの機能が実現されることが多いからである。この場合、正転出力のゲインコントロールアンプにおいて可変抵抗素子として用いられるトランジスタは基準電源に接続されるため、パラメータを調整して特性を精度良く作り込むことができる。例えば、Ｎ型のＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor)トランジスタを接地電源電圧に接続することで、可変抵抗素子を構成できる。これに対して、反転出力のゲインコントロールアンプでは、基準電源に接続されるようにトランジスタを配置できない。そのため、例えば振動子からの電流を電圧に変換すると、位相がほぼ１８０度シフトするため、正転出力のゲインコントロールアンプを採用すると、発振ループ内の位相条件を満たすために反転バッファを発振ループ内に挿入する必要がある。このように、一般的なゲインコントロールアンプを採用して高精度な発振条件を満足させようとすると、発振ループ内の回路規模が増大する傾向にある。

本発明は、以上のような技術的課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、簡素な構成で、発振ループ内の振幅制御を高精度で実現しながら、発振の起動時間を短縮できる発振回路、これを用いた物理量トランスデューサ及び振動ジャイロセンサを提供することにある。

上記課題を解決するために本発明は、
発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプと、
前記発振振幅に応じて前記ゲインコントロールアンプのゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路とを含み、
前記制御電圧をＶｃ、前記ゲインをｋとした場合に、
前記発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Ｖｃ×ｋの値が一定である発振回路に関係する。

本発明においては、発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプのゲインをｋ、ゲインコントロールアンプのゲインを制御するための制御電圧をＶｃとした場合に、ゲインコントロールアンプは、発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Ｖｃ×ｋの値が一定となるように構成されている。こうすることで、発振の定常状態であっては、発振条件を満たすように発振振幅が制御される上に、発振の起動過程であっても、発振条件を満たすように発振振幅が制御される。

しかも、一般的なゲインコントロールアンプを採用すると発振ループ内に反転バッファが必要になっていたが、本発明によれば反転バッファを不要にする構成を採用することができるようになる。

従って、本発明によれば、簡素な構成で、発振ループ内の振幅制御を高精度で実現しながら、発振の起動時間を短縮できる発振回路を提供できるようになる。

また本発明に係る発振回路では、
前記ゲイン制御回路が、
前記発振ループ内の信号を直流信号に変換するための整流回路を含み、
前記直流信号に応じて前記制御電圧を出力することができる。

本発明によれば、簡素な構成で、高精度で発振ループの振幅制御を行うための制御電圧を生成することができる。

また本発明に係る発振回路では、
前記制御電圧の電位を調整するための制御電圧調整アンプを含み、
前記ゲインコントロールアンプは、
前記制御電圧調整アンプの出力電圧に基づいて前記ゲインが調整されてもよい。

本発明によれば、ゲインコントロールアンプのゲインを、より一層高精度に制御できるようになる。

また本発明に係る発振回路では、
前記ゲインコントロールアンプが、
除算回路により構成されてもよい。

本発明によれば、非常に簡素な構成で、いわゆる１／ｘ特性を有するゲインコントロールアンプを有し、発振回路の構成の簡素化を図ることができる。

また本発明に係る発振回路では、
前記ゲインコントロールアンプは、
そのソースに前記発振ループ内の信号が供給され、そのソース及びゲートの間に第１のバイアス抵抗が接続される第１のＭＯＳトランジスタと、
前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン信号が入力され、その入力及び出力の間に帰還抵抗が接続される第１の演算増幅器と、
そのソースに前記制御電圧が供給され、そのソース及びゲートの間に第２のバイアス抵抗が接続される第２のＭＯＳトランジスタと、
前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン信号が入力され、前記第１及び第２のトランジスタのゲートを駆動する第２の演算増幅器と、
一端が前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、他端に定電圧が供給される電流発生用抵抗とを含み、
前記第２のＭＯＳトランジスタのソース電流が、前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン電流と等しくなるように構成されててもよい。

また本発明に係る発振回路では、
前記第１のＭＯＳトランジスタの静特性が、前記第２のＭＯＳトランジスタの静特性が同じになるように形成されてもよい。

上記のいずれかの発明によれば、簡素な構成で除算回路を実現し、いわゆる１／ｘ特性を有するゲインコントロールアンプを実現できるようになる。この結果、発振回路の構成を簡素化しつつ、発振の起動過程か定常状態かにかかわらず、理想的なゲイン特性を有するゲインコントロールアンプを実現し、簡素な構成で発振ループ内の振幅制御を高精度で実現しながら、発振の起動時間を短縮できる発振回路を提供できるようになる。

また本発明に係る発振回路では、
前記発振ループ内の発振が定常状態のときの前記ゲインコントロールアンプのゲインをｋ_０、前記電流発生用抵抗の抵抗値をＲｉ、前記帰還抵抗の抵抗値をＲｒとした場合に、Ｒｒ／Ｒｉがｋ_０であってもよい。

本発明によれば、電流発生用抵抗及び帰還抵抗の抵抗値を設定するだけで、所望の理想特性を有するゲインコントロールアンプを含む発振回路を提供できる。

また本発明に係る発振回路では、
共振子と、
前記共振子からの電流を電圧に変換し、該電圧を前記ゲインコントロールアンプの入力電圧として出力する電流電圧変換器とを含むことができる。

本発明によれば、簡素な構成で、発振ループ内の振幅制御を高精度で実現しながら、発振の起動時間を短縮できる発振回路を提供できる。

また本発明に係る発振回路では、
前記共振子が、
水晶振動子であってもよい。

本発明によれば、周波数が安定し、簡素な構成で、発振ループ内の振幅制御を高精度で実現しながら、発振の起動時間を短縮できる発振回路を提供できる。

また本発明は、
上記のいずれか記載の発振回路を含む物理量トランスデューサに関係する。

また本発明は、
上記記載の発振回路と、
前記共振子とカップリングさせた状態で、外的作用によって変化する物理量を出力する物理量出力回路とを含む物理量トランスデューサに関係する。

上記のいずれかの発明によれば、簡素な構成で、発振ループ内の振幅制御を高精度で実現しながら、発振の起動時間を短縮できる発振回路が適用された物理量トランスデューサを提供できるようになる。

また本発明は、
上記記載の発振回路と、
前記共振子とカップリングさせた状態で、回転によって変化する電荷量を出力する物理量出力回路とを含む振動ジャイロセンサに関係する。

本発明によれば、簡素な構成で、発振ループ内の振幅制御を高精度で実現しながら、発振の起動時間を短縮できる発振回路が適用された振動ジャイロセンサを提供できるようになる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成のすべてが本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１． 発振回路
図１に、本実施形態の発振回路の原理的な構成を示す。

本実施形態における発振回路１０は、発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプ（Gain Control Amplifier：ＧＣＡ)２０と、発振ループ内の発振振幅に応じてゲインコントロールアンプ２０のゲインを調整するための制御電圧Ｖｃを出力するゲイン制御回路３０とを含む。そして、制御電圧をＶｃ、ゲインコントロールアンプ２０のゲインをｋとした場合に、発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Ｖｃ×ｋの値が一定である。このとき、ゲインコントロールアンプ２０は、制御電圧Ｖｃに対応したゲインでゲインコントロールアンプ２０の入力振幅を増幅する。

より具体的には、発振回路１０は、共振子４０と、電流電圧変換器５０とを含むことができる。共振子４０は、共振（振動）により発生した電荷を出力し、電流電圧変換器５０は、該電荷を電圧に変換して出力電圧Ｖ２として出力する。この場合、ゲインコントロールアンプ２０及びゲイン制御回路３０は、発振駆動回路ということができる。ゲイン制御回路３０は、電流電圧変換器５０の出力電圧Ｖ２に対応した制御電圧Ｖｃを出力する。

図２に、図１の発振回路の構成例の回路図を示す。

図２において、図１と同一部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

図２の発振回路１０の発振ループ内には、ゲインコントロールアンプ２０と、共振子４０と、電流電圧変換器５０と、位相調整回路６０とを含む。共振子４０として水晶振動子が用いられるが、これに限定されるものではない。

図３に、図２の電流電圧変換器５０の構成例の回路図を示す。

電流電圧変換器５０は、演算増幅器５２と、帰還抵抗５４と、キャパシタ５６とを含む。演算増幅器５２の正転入力端子（＋端子）には基準電源電圧ＡＧＮＤ（演算増幅器等のアナログ回路の接地電源電圧）が供給され、演算増幅器５２の反転入力端子（−端子）には、共振子４０からの電流が入力される。帰還抵抗５４は、演算増幅器５２の反転入力端子と出力端子との間に接続される。キャパシタ５６もまた、帰還抵抗５４と並列に、演算増幅器５２の反転入力端子と出力端子との間に接続される。

このような電流電圧変換器５０では、演算増幅器５２に入力される電流は、帰還抵抗５４に流れる。従って、演算増幅器５２の出力は、帰還抵抗５４に流れる電流により定まる電圧となる。キャパシタ５６は、カットオフ周波数を定める。

また図２の発振ループにおいて位相調整回路６０が、電流電圧変換器５０の出力に設けられている。この位相調整回路６０は、公知のＬＰＦ（Low Pass Filter)やＨＰＦ（High Pass Filter）等の入力信号の位相に対して出力信号の位相をずらす回路により構成される。この位相調整回路６０によって、発振回路１０の発振ループ内の発振の位相条件を所望の発振周波数において成立させることができる。

発振回路１０の基準電源電圧ＡＧＮＤを基準とした位相調整回路６０の出力電圧Ｖ２が、ゲインコントロールアンプ２０及びゲイン制御回路３０に供給される。

ゲインコントロールアンプ２０は、上述のように制御電圧をＶｃ、ゲインをｋとした場合に、発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Ｖｃ×ｋの値が一定である。即ち、ゲインコントロールアンプ２０のゲイン感度特性（Ｖｃ−ｋ特性）が、いわゆる１／ｘ特性を有している。本実施形態では、このようなゲインコントロールアンプ２０が、いわゆる除算回路（より具体的には、積算除算回路）により実現される。

図４に、図２のゲインコントロールアンプ２０の構成例の回路図を示す。

図４のゲインコントロールアンプ２０は、発振ループ内の信号が入力される入力端子ＩＮと該信号を増幅した出力信号が出力される出力端子ＯＵＴとの他に、２つの制御信号入力端子Ｚ、Ｙを有する。

そしてゲインコントロールアンプ２０は、第１及び第２のＭＯＳトランジスタＴ１、Ｔ２と、第１及び第２の演算増幅器（オペアンプ）Ｕ１、Ｕ２と、電流発生用抵抗Ｒ５とを含む。

より具体的には、第１のＭＯＳトランジスタＴ１のソースに入力端子ＩＮから発振ループ内の信号が供給され、そのソース及びゲートの間に第１のバイアス抵抗Ｒ１が接続される。第２のＭＯＳトランジスタＴ２のソースに制御信号入力端子Ｚから信号Ｖｚが供給され、そのソース及びゲートの間に第２のバイアス抵抗Ｒ４が接続される。この信号Ｖｚは、図２の制御電圧Ｖｃである。

図４では、第１のＭＯＳトランジスタＴ１としてＮ型のＭＯＳトランジスタを採用しているが、これに限定されるものではなく、Ｐ型のＭＯＳトランジスタであってもよい。また図４では、第２のＭＯＳトランジスタＴ２としてＮ型のＭＯＳトランジスタを採用しているが、これに限定されるものではなく、Ｐ型のＭＯＳトランジスタであってもよい。

第１の演算増幅器Ｕ１には、第１のＭＯＳトランジスタＴ１のドレイン信号が入力される。第１の演算増幅器Ｕ１の入力及び出力の間に帰還抵抗Ｒ６が接続される。第１の演算増幅器Ｕ１の出力は、出力端子ＯＵＴに接続される。より具体的には、第１の演算増幅器Ｕ１の反転入力端子（−端子）に第１のトランジスタＴ１のドレイン信号が入力される。第１の演算増幅器Ｕ１の正転入力端子（＋端子）には、ゲインコントロールアンプ２０の基準電源電圧ＧＮＤ（又は基準電源電圧ＡＧＮＤ）が供給される。そして、帰還抵抗Ｒ６は、第１の演算増幅器Ｕ１の出力端子と反転入力端子との間に接続される。

第２の演算増幅器Ｕ２には、第２のＭＯＳトランジスタＴ２のドレイン信号が入力される。そして第２の演算増幅器Ｕ２は、第１及び第２のトランジスタのゲートを駆動する。より具体的には、第２の演算増幅器Ｕ２の反転入力端子（−端子）に第２のＭＯＳトランジスタのドレイン電流が入力される。第２の演算増幅器Ｕ２の非反転入力端子には、ゲインコントロールアンプ２０の基準電源電圧ＧＮＤが供給される。第２の演算増幅器Ｕ２の出力電圧は、抵抗Ｒ２を介して第１のＭＯＳトランジスタのゲートに供給されると共に、抵抗Ｒ３を介して第２のＭＯＳトランジスタのゲートに供給される。

また電流発生用抵抗Ｒ５の一端は、第２のＭＯＳトランジスタＴ２のドレインに接続され、他端に制御信号入力端子Ｙを介して定電圧Ｖｙが供給される。この定電圧Ｖｙは、図２の定電圧Ｖｒｅｆである。

そして、図４のゲインコントロールアンプ２０では、第２のＭＯＳトランジスタＴ２のソース電流Ｉ１が、第２のトランジスタＴ２のドレイン電流Ｉ２と等しくなるように構成されている。このため、本実施形態において、第１のＭＯＳトランジスタＴ１の静特性が、第２のトランジスタＴ２の静特性が同じになるように形成され、さらに上記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ４、及び抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の抵抗値はそれぞれ等しいことが望ましい。例えば、第１及び第２のトランジスタの構造（チャネル幅Ｗ及びチャネル長Ｌを含むトランジスタ構造）を同一にすることで、両トランジスタの特性をほぼ同一にすることができる。

この場合、図４のゲインコントロールアンプ２０の出力電圧ＶＯＵＴは、次のように求められる。

ここで、第１のトランジスタＴ１のソース・ドレイン間抵抗をｒ_ｄｓ１、第２のトランジスタＴ２のソース・ドレイン間抵抗をｒ_ｄｓ２とする。上述のように、第１及び第２のトランジスタＴ１、Ｔ２の特性が同じであるため、次式の関係を有する。

ｒ_ｄｓ１＝ｒ_ｄｓ２ ・・・（４）
図４において、第２のバイアス抵抗Ｒ４の抵抗値が第２のトランジスタＴ２のソース・ドレイン間抵抗ｒ_ｄｓ２に比べて非常に大きいものとする。即ち、第２のバイアス抵抗Ｒ４の抵抗値をそのままＲ４とすると、Ｒ４＞＞ｒ_ｄｓ２である。従って、制御信号入力端子Ｚを介して入力される電流Ｉ１は、第２のトランジスタＴ２のソース電流、ドレイン電流となる。第２の演算増幅器Ｕ２のバーチャルショートにより、第２のトランジスタのドレイン電流が電流発生用抵抗Ｒ５に入力される。従って、電流Ｉ２は、次のようになる。

Ｉ２＝Ｖｙ／Ｒ５＝Ｉ１ ・・・（５）
（５）式では、電流発生用抵抗Ｒ５の抵抗値をＲ５、制御信号入力端子Ｙの入力電圧をＶｙとしている。

制御信号入力端子Ｚの入力電圧Ｖｚとすると、第２の演算増幅器Ｕ２のバーチャルショートにより、第２のトランジスタＴ２のソース・ドレイン間抵抗ｒ_ｄｓ２は、次のように求められる。

ｒ_ｄｓ２＝Ｖｚ／Ｉ１ ・・・（６）
次に、（６）式に（５）式を代入する。

ｒ_ｄｓ２＝Ｖｚ／Ｉ２＝Ｒ５×Ｖｚ／Ｖｙ ・・・（７）
一方、ゲインコントロールアンプ２０の出力端子ＯＵＴの電圧ＶＯＵＴは、帰還抵抗Ｒ６の抵抗値をＲ６（＝Ｒｒ）として、入力端子ＩＮの電圧ＶＩＮを用いて次のように表すことができる。

ＶＯＵＴ＝（−Ｒ６／ｒ_ｄｓ１）×ＶＩＮ ・・・（８）
ここで、（４）式、（７）式を用いると、（８）式は、次のようになる。

ＶＯＵＴ＝（−Ｒ６／ｒ_ｄｓ２）×ＶＩＮ
＝（−Ｒ６／Ｒ５）×ＶＩＮ×Ｖｙ／Ｖｚ ・・・（９）
図２に示すようにＶｚ＝Ｖｃ、Ｖｙ＝Ｖｒｅｆであるため、発振の定常状態では入力電圧ＶＩＮが一定であることを考慮すると、このとき、ゲインコントロールアンプ２０の出力電圧は、制御電圧Ｖｃに反比例した電圧を出力することができることを意味する。

この制御電圧Ｖｃを生成するゲイン制御回路３０は、図２に示すように、全波整流回路（広義には整流回路）３４を含むことができる。

図５に、図２の全波整流回路３４の構成例の回路図を示す。

全波整流回路３４は、全波整流器３６と、ＬＰＦ３８とを含む。

全波整流器３６は、発振ループ内の信号である電圧Ｖ２を直流信号に変換する。より具体的には、全波整流器３６は、電圧Ｖ２を全波整流することにより直流信号を得る。

このような全波整流器３６は、演算増幅器８０、８２、抵抗回路８４、８６、スイッチ素子８８、９０、インバータ回路９２を含む。演算増幅器８０の正転入力端子、演算増幅器８２の反転入力端子には、それぞれ基準電源電圧ＡＧＮＤが供給される。発振ループからの電圧Ｖ２は、抵抗回路８４を介して演算増幅器８０の反転入力端子に供給される。また、電圧Ｖ２は、演算増幅器８２の正転入力端子に供給される。

抵抗回路８６は、演算増幅器８０の反転入力端子と出力端子との間に接続される。全波整流回路３４の出力は、スイッチ素子９０を介して演算増幅器８０の出力端子に接続される。また全波整流回路３４の入力と出力との間にスイッチ素子８８が接続される。

スイッチ素子８８は、演算増幅器８２の出力信号ＣＫによりオンオフ制御される。またインバータ回路９２は、出力信号ＣＫを反転させた反転出力信号ＸＣＫを出力する。スイッチ素子９０は、反転出力信号ＸＣＫによりオンオフ制御される。

ＬＰＦ３８は、演算増幅器９４、抵抗回路９５、９６、９７、キャパシタ９８を含む。全波整流器３６の出力は、抵抗回路９５、９６を介して演算増幅器９４の反転入力端子に接続される。演算増幅器９４の正転入力端子には、基準電源電圧ＡＧＮＤが供給される。演算増幅器９４の出力端子と反転入力端子との間に、キャパシタ９８が接続される。抵抗回路９５、９６の接続ノードと演算増幅器９４の出力端子との間に、抵抗回路９７が接続される。

このようなＬＰＦ３８は、全波整流器３６によって変換された直流信号の低周波成分を抽出し、制御電圧Ｖｃとして出力する。ＬＰＦ３８が出力する制御電圧Ｖｃは、電圧Ｖ２は正弦波信号の最大振幅電圧であるため、次式のように表すことができる。

Ｖｃ＝Ｖ２×２／π ・・・（１０）
以上のように構成することで、本実施形態によれば、発振の安定状態のみならず、発振の起動過程であっても、発振条件を満たすようにゲインコントロールアンプ２０のゲインが制御されるため、簡素な構成で、安定した発振制御を行う発振回路の発振の起動時間が長くなることを防止できる。

また、本実施形態では、以下に示すようにゲインコントロールアンプ２０の構成素子のパラメータを決めることで、十分な発振余裕度を維持しながら、発振起動不具合を生じさせることなく安定した発振起動を実現させることができるようになる。

そこで、まず本実施形態の比較例との対比において、本実施形態におけるゲインコントロールアンプ２０の構成素子のパラメータについて説明する。

図６に、本実施形態の比較例における発振回路の構成例を示す。

図６において図２と同一部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

図６の発振回路１００では、本実施形態における発振回路１０のゲイン制御回路３０に置き換えてゲイン制御回路１１０が設けられている。ゲイン制御回路１１０は、発振ループ内の電圧Ｖ２を直流化した電圧Ｖ３と予め決められた第１の基準電圧（基準信号）Ｖｒｅｆ１との差分に応じて制御電圧Ｖｃを生成する。そして、該制御電圧Ｖｃが、そのままゲインコントロールアンプのゲインの調整に用いられる。

ここで、上述のような振動子と該振動子を駆動する回路とを含む発振ループの発振条件を考える。

図７に、発振ループを形成する発振回路の一般的な構成を示す。

発振回路は、発振ループ内の位相を変化させる位相変化部９５０と、発振ループ内のゲインを変化させるゲイン変化部９６０とを含むことができる。位相変化部９５０による発振ループ内の位相θの変化は、主に共振子、位相調整回路６０、ゲイン変化部９６０の位相（主反転・非反転）に起因する。ゲイン変化部９６０による発振ループ内のゲインＡの変化は、主にアンプや共振子に起因する。このような発振回路において発振状態が安定するための発振条件は、次の振幅条件及び位相条件を満たす必要がある。

まず、振幅条件は、発振ループ内の共振子４０から見た発振回路側の抵抗値に相当する負性抵抗値をＲ_Ｎ、該発振ループ内の負荷共振抵抗値をＲ_Ｌとすると、次式が成立しなければならない。

｜Ｒ_Ｎ／Ｒ_Ｌ｜＝ｍ＝１ ・・・（１１）
また、位相条件は、図７の位相変化部９５０により変化する位相θに対して、次式が成立しなければならない。

θ＝２π・ｎ （ｎは０を含む整数） ・・・（１２）
そこで、図６に示す発振回路１００のｍは、次のように求められる。

ここで、ゲインコントロールアンプ２０の入力振幅をＶ２、定常発振状態におけるゲインコントロールアンプ２０の入力振幅をＶ２_０とする。また、制御電圧をＶｃ、定常発振状態における制御電圧をＶｃ_０とする。更に、ゲインコントロールアンプ２０のゲインをｋ、定常発振状態におけるゲインコントロールアンプ２０のゲインをｋ_０とする。

図６に示す通り、関数ｆ、ｇを用いて、制御電圧Ｖｃ及びゲインｋは、次式で表される。

Ｖｃ＝ｆ（Ｖ２） ・・・（１３）
ｋ＝ｇ（Ｖｃ） ・・・（１４）
ここで、比Ｐ_Ｖ２、Ｐ_Ｖｃ、Ｐ_ｋを次のように定義する。

Ｐ_Ｖ２＝Ｖ２／Ｖ２_０ ・・・（１５）
Ｐ_Ｖｃ＝Ｖｃ／Ｖｃ_０ ・・・（１６）
Ｐ_ｋ＝ｋ／ｋ_０ ・・・（１７）
発振振幅を一定に制御するためには、次の関係式が成り立つ必要がある。

Ｐ_Ｖ２・Ｐ_ｋ＝Ｐ_Ｖｃ・Ｐ_ｋ＝１ ・・・（１８）
従って、発振振幅を一定に制御する場合、ゲインコントロールアンプ２０について、制御電圧Ｖｃに対するゲインｋの変化を示すＶｃ−ｋ特性は、いわゆる１／ｘ特性を示す。しかしながら、ゲインコントロールアンプ２０のＶｃ−ｋ特性は、通常、線形性を有する。よって（１４）式は１次関数である。

そこで、定常発振状態である（Ｐ_ｋ，Ｐ_Ｖｃ）＝（１，１）の付近で発振が安定していることが重要であるため、ゲインコントロールアンプ２０のＶｃ−ｋ特性は、（１８）式において（Ｐ_ｋ，Ｐ_Ｖｃ）＝（１，１）を通るように設定される。即ち、ゲインコントロールアンプ２０のＶｃ−ｋ特性は、Ｐ_Ｖｃ・Ｐ_ｋ＝１で示される理想特性の（１，１）を通る導関数として設定される。

従って、次の式が成り立つ。

（Ｐ_ｋ−１）＝−Ｐ_Ｖｃ´（１）×（Ｐ_Ｖｃ−１） ・・・（１９）
Ｐ_ｋ＝−Ｐ_Ｖｃ＋２ ・・・（２０）
図８に、比較例におけるＶｃ−ｋ特性の一例を示す。

図８では、（１８）式に示す理想特性を波線で示し、ゲインコントロールアンプ２０のＶｃ−ｋ特性を実線で示す。

発振起動時には電圧Ｖ２＝０であるため、制御電圧Ｖｃ＝０である。従って、発振起動時には、図８に示すようにＰ_Ｖｃ＝０のとき、Ｐ_ｋ＝２である。そのため、定常発振時のループゲインに対して最大何倍のループゲインが得られるかという値である発振余裕度は、ｍ（＝｜Ｒ_Ｎ／Ｒ_Ｌ｜）の最大値Ｍであり、図８に示すように「２」である。なお、定常発振時には、ｍは１である。

ところで、振動周波数が安定する水晶振動子は、Ｑ値が高い。従って、発振回路の振動子として水晶振動子を用いた場合、発振回路の起動時（発振起動時）に発振ループ内のゲインを十分大きくする必要がある。その場合、発振の定常状態において所定の振幅制御を行うと共に発振起動時において十分大きな振幅となるように振幅制御を行う理想的なゲイン感度特性を有するゲインコントロールアンプの設計は困難である。

そこで、上述のようにゲインコントロールアンプ２０のゲインコントロールアンプのＶｃ−ｋ特性を設定して、定常発振状態のみならず発振起動過程においても、安定した振幅制御を行う必要がある。ところが、比較例における発振回路は、上述のように、ｍ≦２である。

しかしながら、経験則から、Ｍが２以下の場合には、しばしば発振不具合が起こる。また、Ｍが３程度の場合には、量産時に１パーセント以下の発振不具合が起こり、Ｍが５程度以上であることが望ましい。

また、ゲインコントロールアンプでは、ゲインを制御するための制御電圧に対してそのゲインが変化するゲイン感度特性が、ほぼ線形関係にある。そのため、発振の定常状態において所定の振幅制御を行うと共に、発振起動時において十分大きな振幅となるように振幅制御を行う理想的なゲイン感度特性を有するゲインコントロールアンプが存在しなかった。また、たとえ理想的なゲイン感度特性を有するゲインコントロールアンプを設計できたとしても、回路構成が大きくなってしまう。

また、発振ループ内のゲインコントロールアンプは、一般的に正転出力のものが多い。これは、ゲインコントロールアンプのゲインを調整するための可変抵抗素子をトランジスタに置き換え、該トランジスタのインピーダンスを調整することでゲインコントロールアンプの機能が実現されることが多いからである。この場合、正転出力のゲインコントロールアンプにおいて可変抵抗素子として用いられるトランジスタは基準電源に接続されるため、パラメータを調整して特性を精度良く作り込むことができる。例えば、Ｎ型のＭＯＳトランジスタを接地電源電圧に接続することで、可変抵抗素子を構成できる。これに対して、反転出力のゲインコントロールアンプでは、基準電源に接続されるようにトランジスタを配置できない。そのため、例えば振動子からの電流を電圧に変換すると、位相がほぼ１８０度シフトするため、正転出力のゲインコントロールアンプを採用すると、発振ループ内の位相条件を満たすために、図６に示すようにゲインコントロールアンプ１１２の他に反転バッファ１１４を発振ループ内に挿入する必要がある。このように、一般的なゲインコントロールアンプを採用して高精度な発振条件を満足させようとすると、発振ループ内の回路規模が増大する傾向にある。

これに対し、本実施形態では、上述のように図４に示す構成を有するゲインコントロールアンプ２０を採用する。より具体的には、（９）式において、電圧Ｖｙを定電圧Ｖｒｅｆ、電圧ＶｚをＶｃとし、以下のようにｋ_０を決めることで、いわゆる１／ｘ特性のゲイン特性を得ることができる。

ｋ_０＝Ｒ６／Ｒ５ ・・・（２１）
従って、（９）式は、次式のようになる。

ＶＯＵＴ＝−ｋ_０×ＶＩＮ×Ｖｒｅｆ／Ｖｃ ・・・（２２）
即ち、発振ループ内の発振が定常状態のときのゲインコントロールアンプ２０のゲインをｋ_０、電流発生用抵抗Ｒ５の抵抗値をＲ５（＝Ｒｉ）、帰還抵抗Ｒ６の抵抗値をＲ６（＝Ｒｒ）とした場合に、Ｒ６／Ｒ５（＝Ｒｒ／Ｒｉ）がｋ_０である。

図９に、本実施形態におけるＶｃ−ｋ特性の一例を示す。

上述のように、比較例における発振回路では、発振起動の不具合が発生する可能性が多少残るため、ｍの最大値に相当する発振余裕度が５以上であることが望ましい。これに対して、本実施形態では、（２２）式に示すＶｃ−ｋ特性に従って、ゲインを制御することができる。そのため、本実施形態では、発振起動過程では、比較例における発振回路では制御できないような値に発振ループ内のゲインを上げることができる。

従って、発振回路１０において、発振の起動過程において、（２２）式で示されるように発振ループ内のゲインを上げるようにし、発振の定常状態では、通常の発振制御を行うことで、簡素な構成で、発振ループ内の振幅制御を高精度で実現しながら、発振の起動時間を短縮できるようになる。

しかも、図６に示すような反転バッファ１１４を発振ループ内に設ける必要がなくなるので、発振回路の構成を簡素化できる。

なお本実施形態における発振回路１０は、図２に示す構成に限定されるものではない。

図１０に、本実施形態における発振回路の変形例を示す。

図１０において、図２と同一部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

本変形例における発振回路１２０が図２に示す発振回路１０と異なる点は、ゲイン制御回路３０がゲイン制御回路１３０に置き換えられている点である。図１０のゲイン制御回路１３０は、図２のゲイン制御回路３０に対し、制御電圧調整アンプ１３２が追加されている。

この制御電圧調整アンプ１３２は、全波整流回路３４によって生成された制御電圧Ｖｃの電位を調整する。そして、ゲインコントロールアンプ２０は、制御電圧調整アンプ１３２の出力電圧に基づいてゲインが調整される。このような制御電圧調整アンプ１３２は、設計時に決められた一定のゲインで制御電圧Ｖｃの電位を調整するようにしてもよいし、発振ループ内の電圧Ｖ２に基づいて制御されるように構成してもよい。

こうすることで、ゲインコントロールアンプ２０のゲインを、より一層高精度に制御できるようになる。

なお、本実施形態又はその変形例において、位相調整回路６０を発振ループ内の任意の位置に挿入してもよい。また、この電流電圧変換器５０の位相調整機能を、発振ループ内の任意の回路ブロックに持たせてもよい。

２． 物理量トランスデューサ
次に、本実施形態の発振回路の適用例として、物理量トランスデューサについて説明する。

図１１に、本実施形態における物理量トランスデューサの構成例のブロック図を示す。

物理量トランスデューサ２００は、外的要因により変化した物理量を出力することができる。このような物理量トランスデューサ２００は、共振子２１０と、発振駆動回路２２０と、物理量出力回路２３０とを含む。共振子２１０と発振駆動回路２２０の機能は、図２の発振回路１０又は図１０の発振回路１２０により実現できる。即ち、共振子２１０と発振駆動回路２２０とにより定常発振状態に維持したまま、物理量出力回路２３０は、共振子２１０と容量的、誘導的又は機械的にカップリングさせた状態で、外的作用によって変化する物理量を出力する。

２．１ 振動ジャイロセンサ
次に、本実施形態における物理量トランスデューサの一例として、振動ジャイロセンサについて説明する。

図１２に、本実施形態における振動ジャイロセンサの構成例のブロック図を示す。

振動ジャイロセンサ３００は、所与の検出軸を中心とする回転による角速度を検出する。より具体的には、振動ジャイロセンサ３００は、該回転により発生するコリオリ力に比例する電荷量を発生させ、該電荷量に対応したセンサ検出信号を出力することができる。

振動ジャイロセンサ３００は、振動子３１０、発振駆動回路３２０、位相シフタ３３０、コンパレータ３４０、差動アンプ３５０、同期検波器３６０、ＬＰＦ３７０、出力アンプ３８０を含む。

振動子３１０は、圧電材料として水晶が用いられた水晶振動子であり、駆動端子Ａ１、Ａ２、検出端子Ｂ１、Ｂ２を有する。このような振動子３１０は、図１４に示す振動ジャイロセンサの振動子を適用できる。従って、振動子３１０の駆動端子Ａ１には、発振駆動回路３２０からの駆動信号ｄｒｖが入力され、振動子３１０の駆動端子Ａ２からフィードバック信号ｆｂが出力され、該フィードバック信号ｆｂは発振駆動回路３２０に入力される。即ち、振動子３１０の駆動端子Ａ１、Ａ２に接続される共振子と発振駆動回路３２０により発振回路４００が構成される。

発振駆動回路３２０の機能は、図２のゲインコントロールアンプ２０、ゲイン制御回路３０、電流電圧変換器５０、位相調整回路６０により実現される。または、発振駆動回路３２０の機能は、図１０のゲインコントロールアンプ２０、ゲイン制御回路１３０、電流電圧変換器５０、位相調整回路６０により実現される。なお、発振駆動回路３２０の機能は、図２のゲインコントロールアンプ２０、ゲイン制御回路３０又はゲイン制御回路１３０、電流電圧変換器５０のみで実現してもよい。従って、発振回路４００の機能は、図２又は図１０の発振回路により実現される。

発振駆動回路３２０の出力は、位相シフタ３３０に接続される。位相シフタ３３０は、入力信号の位相をシフトさせる。これは、後述する同期信号ｓｙｎｃと同期検波入力信号ｓｙｎｃｉｎとの位相を合わせるためである。

位相シフタ３３０の出力は、コンパレータ３４０に接続される。コンパレータ３４０は、位相シフタ３３０によって位相がシフトされた信号を２値化し、同期信号ｓｙｎｃとして同期検波器３６０に出力する。例えば正弦波である位相シフタ３３０の出力が、コンパレータ３４０により矩形波に変換される。

振動子３１０の検出端子Ｂ１、Ｂ２からは、それぞれ検出信号ｄｅｔ１、ｄｅｔ２が出力される。図１４に示すような構成のため、検出信号ｄｅｔ１、ｄｅｔ２は互いに位相が反転している。このような検出信号ｄｅｔ１、ｄｅｔ２は、差動アンプ３５０によって差動増幅されて、同期検波入力信号ｓｙｎｃｉｎとして出力される。

同期検波器３６０は、同期検波入力信号ｓｙｎｃｉｎを同期信号ｓｙｎｃで同期化し、同期検波出力信号ｓｙｎｃｏｕｔを出力する。

ＬＰＦ３７０は、同期検波出力信号ｓｙｎｃｏｕｔの高周波成分を遮断する。ＬＰＦ３７０の出力が、出力アンプ３８０により増幅され、センサ検出信号として出力される。

図１３に、図１２の振動ジャイロセンサ３００の各部の動作波形の一例を示す。

フィードバック信号ｆｂを受けた発振駆動回路３２０が正弦波である駆動信号ｄｒｖを出力した場合、位相シフタ３３０によって位相がシフトされた後、コンパレータ３４０によって矩形波である同期信号ｓｙｎｃが出力される。

一方、振動子３１０の検出端子Ｂ１からの検出信号ｄｅｔ１又は検出端子Ｂ２からの検出信号ｄｅｔ２は、コリオリ力Ｆｃの大きさに応じて振幅変調される。従って、検出信号ｄｅｔ１、ｄｅｔ２を差動増幅した同期検波入力信号ｓｙｎｃｉｎは、コリオリ力Ｆｃの振幅により振幅変調された正弦波として検出される。

同期検波器３６０では、同期検波入力信号ｓｙｎｃｉｎと同期信号ｓｙｎｃとを掛け合わせることで、図１３に示すような同期検波出力信号ｓｙｎｃｏｕｔが出力される。そこで、ＬＰＦ３７０により、同期検波出力信号ｓｙｎｃｏｕｔの包絡線の周波数成分を通過させることで、図１３に示すセンサ検出信号を出力させることができる。

なお、本発明は上述した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。

また本実施形態では、水晶振動子を例に説明したが、これに限定されるものではなく、圧電材料として水晶以外のものであってもよい。また、振動子の構造は、音叉型に限定されるものではない。更に、発振回路を構成する各回路は、本実施形態で説明したものに限定されるものではない。

また、本発明のうち従属請求項に係る発明においては、従属先の請求項の構成要件の一部を省略する構成とすることもできる。また、本発明の１の独立請求項に係る発明の要部を、他の独立請求項に従属させることもできる。

本実施形態の発振回路の原理的な構成を示す図。 図１の発振回路の構成例の回路図。 図２の電流電圧変換器の構成例の回路図。 図２のゲインコントロールアンプの構成例の回路図。 図２の全波整流回路の構成例の回路図。 本実施形態の比較例における発振回路の構成例を示す図。 発振ループを形成する発振回路の一般的な構成を示す図。 比較例におけるＶｃ−ｋ特性の一例を示す図。 本実施形態におけるＶｃ−ｋ特性の一例を示す図。 本実施形態の変形例における発振回路の構成例の回路図。 本実施形態における物理量トランスデューサの構成例のブロック図。 振動ジャイロセンサの構成例のブロック図。 図１２の振動ジャイロセンサの各部の動作波形の一例を示す図。 振動ジャイロの振動子の構造を模式的に示す図。 図１４の検出軸を上から見た図を模式的に示す図。 発振ループ内のゲインを制御するアンプの一般的な入出力特性を示す図。

符号の説明

１０、１００ 発振回路、 ２０、１１２ ゲインコントロールアンプ、
３０、１１０、１３０ ゲイン制御回路、 ３４ 全波整流回路、 ４０ 共振子、
５０ 電流電圧変換器、 ６０ 位相調整回路、 １１４ 反転バッファ、
１３２ 制御電圧調整アンプ、 ２００ 物理量トランスデューサ、
２２０、３２０ 発振駆動回路、 ２３０ 物理量出力回路、
３００ 振動ジャイロセンサ、 ３１０ 振動子、 ３３０ 位相シフタ、
３４０ コンパレータ、 ３５０ 差動アンプ、 ３６０ 同期検波器、
３７０ ＬＰＦ、 ３８０ 出力アンプ、 ＡＧＮＤ 基準電源電圧、
Ｒ１ 第１のバイアス抵抗、 Ｒ４ 第２のバイアス抵抗、 Ｒ５ 電流発生用抵抗、
Ｒ６ 帰還抵抗、 ｒ_ｄｓ１ 第１のトランジスタのソース・ドレイン間抵抗、
ｒ_ｄｓ２ 第２のトランジスタのソース・ドレイン間抵抗、
Ｔ１ 第１のトランジスタ、 Ｔ２ 第２のトランジスタ、 Ｕ１ 第１の演算増幅器、
Ｕ２ 第２の演算増幅器、 Ｖｃ 制御電圧、 ｄｅｔ１、ｄｅｔ２ 検出信号、
ｄｒｖ 駆動信号、 ｆｂ フィードバック信号、 ｓｙｎｃ 同期信号、
ｓｙｎｃｉｎ 同期検波入力信号、 ｓｙｎｃｏｕｔ 同期検波出力信号

Claims (12)

1. 発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプと、
   前記発振振幅に応じて前記ゲインコントロールアンプのゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路とを含み、
   前記制御電圧をＶｃ、前記ゲインをｋとした場合に、
   前記発振ループ内の発振が定常状態か起動過程かにかかわらず、Ｖｃ×ｋの値が一定であることを特徴とする発振回路。
2. 請求項１において、
   前記ゲイン制御回路が、
   前記発振ループ内の信号を直流信号に変換するための整流回路を含み、
   前記直流信号に応じて前記制御電圧を出力することを特徴とする発振回路。
3. 請求項２において、
   前記制御電圧の電位を調整するための制御電圧調整アンプを含み、
   前記ゲインコントロールアンプは、
   前記制御電圧調整アンプの出力電圧に基づいて前記ゲインが調整されることを特徴とする発振回路。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記ゲインコントロールアンプが、
   除算回路により構成されることを特徴とする発振回路。
5. 請求項４において、
   前記ゲインコントロールアンプは、
   そのソースに前記発振ループ内の信号が供給され、そのソース及びゲートの間に第１のバイアス抵抗が接続される第１のＭＯＳトランジスタと、
   前記第１のＭＯＳトランジスタのドレイン信号が入力され、その入力及び出力の間に帰還抵抗が接続される第１の演算増幅器と、
   そのソースに前記制御電圧が供給され、そのソース及びゲートの間に第２のバイアス抵抗が接続される第２のＭＯＳトランジスタと、
   前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン信号が入力され、前記第１及び第２のＭＯＳトランジスタのゲートを駆動する第２の演算増幅器と、
   一端が前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、他端に定電圧が供給される電流発生用抵抗とを含み、
   前記第２のＭＯＳトランジスタのソース電流が、前記第２のＭＯＳトランジスタのドレイン電流と等しくなるように構成されていることを特徴とする発振回路。
6. 請求項５において、
   前記第１のＭＯＳトランジスタの静特性が、前記第２のＭＯＳトランジスタの静特性が同じになるように形成されていることを特徴とする発振回路。
7. 請求項６において、
   前記発振ループ内の発振が定常状態のときの前記ゲインコントロールアンプのゲインをｋ_０、前記電流発生用抵抗の抵抗値をＲｉ、前記帰還抵抗の抵抗値をＲｒとした場合に、Ｒｒ／Ｒｉがｋ_０であることを特徴とする発振回路。
8. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、
   共振子と、
   前記共振子からの電流を電圧に変換し、該電圧を前記ゲインコントロールアンプの入力電圧として出力する電流電圧変換器とを含むことを特徴とする発振回路。
9. 請求項８において、
   前記共振子が、
   水晶振動子であることを特徴とする発振回路。
10. 請求項１乃至９のいずれか記載の発振回路を含むことを特徴とする物理量トランスデューサ。
11. 請求項８又は９記載の発振回路と、
    前記共振子とカップリングさせた状態で、外的作用によって変化する物理量を出力する物理量出力回路とを含むことを特徴とする物理量トランスデューサ。
12. 請求項８又は９記載の発振回路と、
    前記共振子とカップリングさせた状態で、回転によって変化する電荷量を出力する物理量出力回路とを含むことを特徴とする振動ジャイロセンサ。

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