CN102686976A - 角速度传感器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种角速度传感器，其具备传感器元件，该传感器元件具有振动体、感测电极、驱动电极、监视电极。监视电极产生与振动体的振动相应的信号。感测电路基于从感测电极输出的信号，输出表示振动体被施加的角速度的信号。振幅判定电路测量振动体的振动的振幅。PLL电路包括：产生定电压的定电压输出器、切换与监视信号相应的电压和定电压从而择一地输出电压的定时切换部、输出具有与从定时切换部输出的电压相应的频率的振荡信号的电压控制振荡器。在由振幅判定电路测得的振幅为规定值以下的情况下，定时切换部将定电压输出器输出的定电压输出至电压控制振荡器，并且输出启动模式信号。该角速度传感器具有稳定的输出特性。

Description

角速度传感器

技术领域

本发明涉及在航空器、车辆等的移动体的姿势控制或导航系统等中使用的角速度传感器。

背景技术

图23是专利文献1记载的现有的角速度传感器5003的电路图。

在具有H字形状的传感器元件201中，设置驱动电极202、监视电极203、感测电极204。驱动电极202中输入用于使传感器元件201振动的信号。监视电极203输出与振动状态相应的电荷。当向传感器元件201施加角速度时，感测电极204输出与科里奥利力(Coriolis force)相应的电荷。由监视电极203输出的监视信号被输入至驱动器电路205。驱动器电路205根据所输入的监视信号将按照传感器元件201以一定振幅进行振动的方式调整之后的驱动信号输出至驱动电极202。由驱动器电路205输出的时钟信号被供给至定时控制电路206和感测电路207。定时控制电路206具有PLL电路。由感测电极204输出的感测信号被输入至感测电路207。感测电路207利用与由驱动器电路205输出的传感器元件的驱动频率同步的信号，对由感测电极204输出的感测信号进行检波，输出与角速度相应的角速度信号。

以下说明现有的角速度传感器5003的动作。

当对驱动电极202施加交流电压时，传感器元件201在X轴方向上以驱动频率进行振动。当对传感器元件201施加以Z轴为中心的角速度时，传感器元件201因科里奥利力而在Y轴方向上以检测频率进行振动。基于因该振动而在感测电极204中产生的电荷从感测电极204输出信号，由感测电路对该输出信号进行信号处理之后再输出，由此来检测角速度。

图24是具备由数字电路构成的数字驱动器电路208的其他现有的角速度传感器5004的框图。数字驱动器电路208进行数字信号处理。数字驱动器电路208利用由振荡电路209输出的固定频率的时钟信号，对由监视电极203输出的监视信号进行采样。进而，数字驱动器电路208对采样之后得到的信号进行数字信号处理，将按照传感器元件201以一定振幅进行振动的方式调整之后的驱动信号输出至驱动电极202。由数字驱动器电路208输出的多位信号被输入至具有PLL电路的定时控制电路206。将由定时控制电路206输出的检波定时信号输入至感测电路207，感测电路207根据检波定时信号进行同步检波以输出角速度信号。

由于数字驱动器电路208按照由振荡电路209输出的固定频率的时钟信号进行动作，因此具有周期性的抖动噪声(jitter noise)会作为检波定时信号的相位误差而发生。由此，有时在来自感测电路207的输出信号中发生周期性波动，来自感测电路207的输出信号发生变动。

定时控制电路206的PLL电路使多位信号倍频并对作为相位误差的抖动噪声在时间上进行积分，使其减少之后输出。即，表示在PLL电路的输入信号的相位变化时输出信号的相位是如何追随的频率特性即输入输出相位响应的频率特性，表示低通滤波器特性。

在现有的角速度传感器5003中，以传感器元件201的驱动频率来进行同步检波，由此即便是传感器元件201的质量平衡失调，也可从感测电极204中除去与监视信号同相的无用信号。

但是，当检波定时信号具有抖动时，与其抖动部分相应地在感测电路207中的检波动作中发生相位偏差。由于相位偏差，通过同步检波应该除去的无用信号会漏掉与相位偏差和无用信号之积相应的部分，并进行输出。其结果在传感器输出中出现噪声，无法检测出正确的角速度。

图25是专利文献2中记载的其他现有的角速度传感器5005的电路图。

在由硅材料构成的传感器元件401中，设置驱动电极402、监视电极403、感测电极404。驱动电极402中被输入用于使传感器元件401振动的信号。监视电极403输出与传感器元件401的振动状态相应的监视信号。感测电极404输出与因施加于传感器元件401的角速度而产生的科里奥利力相应的感测信号。

由监视电极403输出的监视信号被输入至驱动器电路405。驱动器电路405根据所输入的监视信号将按照传感器元件401以一定振幅进行振动的方式调整之后的驱动信号输出至驱动电极402。由感测电极404输出的感测信号被输入至感测电路407中。在感测电路407中，同步检波电路408以与传感器元件401的驱动频率同步的信号对由感测电极404输出的感测信号进行同步检波，输出与角速度相应的角速度信号。存储器409由ROM构成。温度传感器410测量周围的温度。输出调整电路411基于存储器409中保存的数据，对由感测电路407进行同步检波而得到的输出信号进行修正。

接下来，说明现有的角速度传感器5005的动作。

当对驱动电极402施加交流电压时，传感器元件401在X轴方向上以驱动频率进行振动。当对正在振动的传感器元件401施加以Z轴为中心的角速度时，传感器元件401因科里奥利力而在Y轴方向上以检测频率进行振动。由于该振动在感测电极404中发生容量变化。通过感测电路407对该容量变化进行CV变换作为电压进行输出，由此来检测角速度。

图26A至图26D表示现有的角速度传感器5004中的电压和角速度传感器5004的周围温度之间的关系。说明如图26A所示那样相对于温度的变化从感测电路407输出的电压线性地变化时的输出调整电路411的动作。

图26B表示从温度传感器410输出的电压和温度之间的关系。图26C表示根据从温度传感器410的输出而从存储器409输出的电压。存储器409保管表示温度与电压之间关系的修正数据。输出调整电路411按照根据温度而从存储器409输出的电压，来修正从感测电路407输出的信号。图26D表示由输出调整电路411修正之后的信号。由输出调整电路411修正之后的信号不随着温度而变化。

在现有的角速度传感器5004中，因图26B所示的从温度传感器410输出的电压在X轴上的截距的变化，图26A所示的电压与图26C所示的电压的交点发生变化，因此，在图26D所示的修正后的输出信号中发生偏移量。

现有技术文献

专利文献

【专利文献1】JP特开2002-188925号公报

【专利文献2】JP特开2007-255890号公报

发明内容

本发明的角速度传感器具备：振动体、感测电极、驱动电极、监视电极、PLL电路、感测(sense)电路、振幅判定电路。感测电极根据施加于振动体的角速度产生信号。驱动电极中被输入使振动体振动的驱动信号。监视电极产生与振动体的振动相应的信号。感测电路基于从感测电极输出的信号输出表示角速度的信号。振幅判定电路测量振动体的振动的振幅。PLL电路包括：产生定电压的定电压输出器、切换与监视信号相应的电压和定电压从而择一地输出电压的定时切换部、输出具有与从定时切换部输出的电压相应的频率的振荡信号的电压控制振荡器。在由振幅判定电路测得的振幅为规定值以下的情况下，定时切换部将定电压输出器输出的定电压输出至电压控制振荡器，并且输出启动模式信号。

该角速度传感器具有稳定的输出特性。

附图说明

图1A是本发明的实施方式1中的角速度传感器的电路图。

图1B表示实施方式1中的角速度传感器的定时信号。

图2表示实施方式1中的角速度传感器的定时信号。

图3表示实施方式1中的角速度传感器的信号。

图4表示实施方式1中的角速度传感器的信号。

图5表示实施方式1中的角速度传感器的信号。

图6表示实施方式1中的角速度传感器输出的信号。

图7表示实施方式1中的角速度传感器的信号。

图8A是本发明的实施方式2中的角速度传感器的电路图。

图8B表示实施方式2中的角速度传感器的定时信号。

图9表示实施方式2中的角速度传感器的定时信号。

图10表示实施方式2中的角速度传感器的信号。

图11表示实施方式2中的角速度传感器的信号。

图12表示实施方式2中的角速度传感器的PLL电路的动作。

图13表示实施方式2中的角速度传感器的PLL电路的动作。

图14表示实施方式2中的角速度传感器的修正数据。

图15是实施方式2中的角速度传感器的温度修正运算部的框图。

图16是实施方式2中的角速度传感器的温度修正运算部的其他例子的框图。

图17A是本发明的实施方式3中的角速度传感器的电路图。

图17B表示实施方式2中的角速度传感器的定时信号。

图18表示实施方式2中的角速度传感器的定时信号。

图19表示实施方式3中的角速度传感器的信号。

图20表示实施方式3中的角速度传感器的信号。

图21表示实施方式3中的角速度传感器的PLL电路的信号。

图22表示实施方式3中的角速度传感器的PLL电路的信号。

图23是现有的角速度传感器的电路图。

图24是其他现有的角速度传感器的电路图。

图25是另外的现有的角速度传感器的电路图。

图26A表示图25所示的角速度传感器的电压。

图26B表示图25所示的角速度传感器的电压。

图26C表示图25所示的角速度传感器的电压。

图26D表示图25所示的角速度传感器的电压。

具体实施方式

(实施方式1)

图1A是本发明的实施方式1中的角速度传感器1003的电路图。

传感器元件230具有：振动体231、驱动电极232、监视电极233和感测电极234、235。驱动电极232具有用于使振动体231振动的压电体。监视电极233具有随着振动体231的振动而产生电荷的压电体。感测电极234、235具有与施加于传感器元件230的角速度相应地产生电荷的压电体。感测电极234、235产生彼此相反极性的电荷。

图1B表示角速度传感器1003的定时信号Φ201、Φ202的波形。定时信号Φ201、Φ202是彼此反相的信号，具有高电平和低电平的两个值。在期间P202中定时信号Φ202为高电平且定时信号Φ201为低电平。在期间P201中定时信号Φ202为低电平且定时信号Φ201为高电平。定时信号Φ201、Φ202交替连续地规定期间P201、P202。

驱动器电路241由输入切换部242、数模(DA)变换部243、积分部244、比较部245、由数字滤波器构成的滤波器电路246、DA输出部252、自动增益控制(AGC)电路247及驱动器电路248构成。输入切换部242与监视电极233连接，由以定时信号Φ202进行动作的模拟开关构成。DA切换部249根据定时信号Φ202来切换基准电压V250、V251以选择方式输出。DA输出部252由电容器253、与电容器253的端253A连接的开关(SW)254、与电容器253的端253B连接的SW255构成。在电容器253的端253A中输入由DA切换部249输出的基准电压。SW254、255以定时信号Φ201进行动作以放出电容器253的电荷。由DA切换部249和DA输出部252构成DA变换部243。DA变换部243在期间P201中对电容器253的电荷进行放电，在期间P202中输入输出与DA切换部249输出的基准电压相应的电荷。SW256将输入切换部242和DA变换部243输出的信号在期间P202进行输出，在期间P201不进行输出。

积分部244中被输入由SW256输出的信号。积分部244由运算放大器257、在运算放大器257的输出端与反向输入端之间连接的电容器258构成。在期间P202中，积分部244通过电容器258对SW256输出的信号进行积分输出积分信号。比较部245由比较器259、D型触发器260构成。比较器259对积分部244输出的积分信号和规定值进行比较，输出1位数字信号。D型触发器260在期间P201的开始时对比较器259输出的1位数字信号进行锁存，输出锁存信号。该锁存信号被输入至DA变换部243的DA切换部249中，以切换基准电压V250、V251。由输入切换部242、DA变换部243、积分部244及比较部245构成模数(AD)变换器261，该模数变换器261由输出脉冲密度调制信号的∑Δ调制器构成。

滤波器电路246提取AD变换器261输出的脉冲密度调制信号之中的、振动体231的共振频率分量的信号，并输出除去了噪声分量之后的多位信号。该多位信号被输入至自动增益控制(AGC)电路247，通过AGC电路247的半波整流滤波器电路被变换为表示多位信号的振幅的振幅信号。在多位信号的振幅较大的情况下，AGC电路247使滤波器电路246输出的多位信号的振幅衰减之后将多位信号输入至驱动器电路248中。再者，在振幅较小的情况下，AGC电路247增大多位信号的振幅，然后将多位信号输入至驱动器电路248中。这样，AGC电路247按照振动体231以一定振幅进行振动的方式来调整多位信号。

驱动器电路248具有数字∑Δ调制器268，该数字∑Δ调制器268由数字值输出部262、加积分运算部263、值比较部265、值切换部266和触发器267构成。数字值输出部262保持两个电平的数字值的常数值，选择性地进行输出。加积分运算部263对从AGC电路247输出的信号和数字值输出部262输出的信号进行相加并积分。值比较部265将从加积分运算部263输出的信号与比较常数值264进行比较。值切换部266根据值比较部265的输出来切换数字值输出部262输出的数字值。触发器267在规定的定时锁存值比较部265输出的信号。由数字∑Δ调制器268将AGC电路247输出的多位信号调制成1位的脉冲密度调制信号进行输出。模拟滤波器269对该脉冲密度调制信号之中的、对于驱动传感器元件230而言无用的频率分量进行滤波，然后输出至传感器元件230。

定时控制电路271基于驱动器电路241的滤波器电路246输出的多位信号，生成定时信号Φ201、Φ202输出至驱动器电路241中，并生成定时信号Φ203、Φ204、Φ205、Φ206输出至感测电路281中。

图2表示定时信号Φ203、Φ204、Φ205、Φ206的波形。定时信号Φ203、Φ204、Φ205、Φ206具有高电平和低电平的两个值。在期间P203中定时信号Φ203为高电平，其他的定时信号Φ204、Φ205、Φ206为低电平。在期间P204中定时信号Φ204为高电平，其他的定时信号Φ203、Φ205、Φ206为低电平。在期间P205中定时信号Φ205为高电平，其他的定时信号Φ203、Φ204、Φ206为低电平。在期间P206中定时信号Φ206为高电平，其他的定时信号Φ203、Φ204、Φ205为低电平。定时信号Φ203、Φ204、Φ205、Φ206对期间P203、P204、P205、P206按此顺序连续地规定。

感测电路281由AD变换器282及运算部283构成，该AD变换器282由∑Δ调制器构成。输入切换部284分别与传感器元件230的感测电极234、235连接，由按照定时信号Φ204、Φ206分别进行动作的模拟开关(SW)285、286构成。输入切换部284将从感测电极234输出的信号在期间P204中输出，在其他的期间P203、P205、P206中不进行输出。此外，输入切换部284将从感测电极235输出的信号在期间P206中进行输出，在其他的期间P203、P204、P205不进行输出。DA切换部287根据规定的信号切换基准电压V288、V289，选择性地进行输出。DA输出部290由电容器291、与电容器291的端291A连接的SW292、与电容器291的端291B连接的SW293构成。SW292、293按照定时信号Φ203、Φ205进行动作，在期间P203、P205中对电容器291的电荷进行放电。对电容器291的端291A中输入由DA切换部287输出的信号。由DA切换部287和DA输出部290构成DA变换部294。DA变换部294在期间P203、P205中对电容器291的电荷进行放电，在期间P204、P206中输入输出与DA切换部287所输出的基准电压相应的电荷。

SW295将输入切换部284输出的信号和DA变换部294输出的信号在期间P204、P206中进行输出，在期间P203、P205中不进行输出。积分电路296中被输入由SW295输出的信号。积分电路296由运算放大器297、在运算放大器297的输出端与反向输入端之间连接的电容器298、299、以及分别与电容器298、299串联连接的SW300、301构成。SW300按照定时信号Φ203、Φ204进行动作，在期间P203、P204中输入至积分电路296的信号在电容器298中被积分，其积分值被保持。SW301按照定时信号Φ205、Φ206进行动作，在期间P205、P206中输入至积分电路296的信号在电容器299中被积分，其积分值被保持。由SW295和积分电路296构成积分部302。

比较部303由比较器304和D型触发器305构成。比较器304对积分部302输出的积分信号和规定值进行比较，作为比较结果输出1位数字信号。D型触发器305在期间P204的开始时和期间P206的开始时锁存该1位数字信号，输出锁存信号。锁存信号被输入至DA变换部294的DA切换部287中，以切换基准电压V288、V289。由输入切换部284、DA变换部294、积分部302及比较部303构成AD变换器282。

AD变换器282根据上述结构对由传感器元件230的感测电极234、235输出的电荷进行∑Δ调制，变换为1位数字信号进行输出。

锁存电路306由D型触发器307、308构成，该D型触发器307、308锁存由AD变换器282的比较部303的比较器304输出的1位数字信号。D型触发器307按照定时信号Φ204进行动作，在期间P204的开始时锁存1位数字信号，输出锁存信号。D型触发器308按照定时信号Φ206进行动作，在期间P206的开始时锁存1位数字信号，输出锁存信号。差分运算部309通过置换处理实现1位差分运算，在该1位差分运算中计算D型触发器307、308输出的锁存信号之差。即，在D型触发器307、308输出的锁存信号分别具有值“0”“0”的情况下，差分运算部309输出值“0”的1位差分信号。在D型触发器307、308输出的锁存信号分别具有值“0”“1”的情况下，差分运算部309输出值“-1”的1位差分信号。在D型触发器307、308输出的锁存信号分别具有值“1”“0”的情况下，差分运算部309输出值“1”的1位差分信号。在D型触发器307、308输出的锁存信号分别具有值“1”“1”的情况下，差分运算部309输出值“0”的1位差分信号。修正运算部310基于规定的修正值，通过置换处理实现差分运算部309输出的1位差分信号的修正运算。即，例如在规定的修正值为“5”的情况下，修正运算部310将具有值“0”“1”“-1”的1位差分信号分别置换为值“0”“5”“-5”的多位数字差分信号之后输出。由数字滤波器构成的滤波器电路311进行滤波处理，以除去由修正运算部310输出的数字差分信号的噪声分量。由锁存电路306、差分运算部309、修正运算部310及滤波器电路311构成运算部283。运算部283在期间P204、P206的开始时锁存D型触发器307、308输出的1位数字信号，进行差分运算、修正运算、滤波处理，输出多位数字信号。

定时控制电路271由锁相环(PLL)电路321、定时生成电路322、323、以及振幅判定电路324构成。

PLL电路321对驱动器电路241的滤波器电路246输出的多位信号的频率进行倍频，并通过在时间上进行积分以降低相位噪声，将信号输出至定时生成电路322、323中。在相位监视部326中，输入对滤波器电路246所输出的多位信号进行波形整形而得到的矩形波信号和分频器326A输出的信号。电压控制振荡器(VCO)329产生具有频率f329的振荡信号S329。定时生成电路322基于振荡信号S329生成定时信号Φ201、Φ202输出至驱动器电路241中。分频器326A对振荡信号S329进行分频。在定时信号Φ202的定时中的、作为AD变换器的驱动器电路241输出的值本身，成为与定时信号Φ202和正弦波信号的中央值也就是零点的相位的偏移量相应的值。当AD变换器261输入正弦波的模拟信号时，变换为按照定时信号Φ201的定时进行采样并输入的模拟信号的大小相应的数字值，然后输入至相位监视部326中。例如，正弦波信号的中央值被变换为该数字信号的值“0”。相位监视部326输出在定时信号Φ202的定时输入的数字值。该数字值输入至相位修正电路326B中被修正为规定值之后，输入至DA变换器325中。并且，DA变换器325输出与输入的数字值相应的模拟值。该模拟信号经由由环路滤波器构成的滤波器电路327和定时切换部328输入至电压控制振荡器329中。电压控制振荡器329输出与所输入的模拟信号相应的频率的振荡信号S329，振荡信号S329作为AD变换器261的定时信号被反馈。在定时信号Φ202的定时中的AD变换器261输出的值本身，成为与定时信号Φ202和正弦波信号的中央值也就是零点之间的相位偏移量相应的值。即，AD变换器261输出的值与从一般的PLL电路321中的相位比较器输出的值相同。

图3表示被输入至相位监视部326的模拟信号S326和DA变换器325输出的模拟信号S325。如图3所示，在相位监视部326输出的数字值为负的情况下，DA变换器325输出电压控制振荡器329所输出的频率减少的方向的模拟信号。另一方面，在相位监视部326输出的数字值为正的情况下，DA变换器325输出电压控制振荡器329所输出的频率增加的方向的模拟信号S325。这样，在PLL电路321中，按照DA变换器325输出的模拟信号S325为恒定的方式，也就是按照在定时信号Φ202的定时处的数字值为0“的方式来实施环路控制。由此，由于AD变换器261的采样定时与通过所输入的模拟信号的中央值的定时同步，因此能够正确地与模拟信号的中央值也就是零点同步。

此外，相位监视部326监视所输入的数字值是否超出规定的上限值U326或者低于规定的下限值L326。相位监视部326根据定时信号Φ202的定时改变所输出的值。

图4表示PLL电路321的动作。具体而言，如图4所示，将从定时信号Φ202输入、也就是从期间P202开始起，直至所输入的模拟信号S326的数字值变得低于上限值U326之后接着低于下限值L326、进而超过下限值L326为止的期间，规定为相位(phase)1。并且，将从相位1结束起直至所输入的数字值超过上限值U326为止的期间规定为相位2。将从相位2结束起直至接下来模拟信号S326低于上限值U326为止的期间规定为相位3。在以相位1输入定时信号Φ202的情况下，相位监视部326输出下限值L326。此外，在以相位2输入定时信号Φ202的情况下，相位监视部326输出在定时信号Φ202的定时所输入的数字值。此外，在以相位3输入定时信号Φ202的情况下，相位监视部326输出上限值U326。并且，在DA变换器325中输入相位监视部326所输出的数字值，且该DA变换器325输出与该数字值相应大小的模拟信号。该模拟信号被输入至由环路滤波器构成的滤波器电路327中，且被该滤波器电路327进行滤波之后经由定时切换部328输入至电压控制振荡器329中。这样一来，由电压控制振荡器329输出根据对与相位监视部326输出的数字值相应的模拟信号进行滤波之后的信号而决定的频率。相位监视部326设定上述这种相位的判定及输出信号的上限值U326和下限值L326，由此对电压控制振荡器329输入一定范围内的模拟信号。其结果电压控制振荡器329所输出的信号的频率被限制。由此，在PLL电路321整体的动作中，可防止在所输入的模拟信号的频率与分频器中的分频值相乘之后频率以外的频率处进行锁存、这种所谓的倍频率锁存等的误动作，能够使PLL电路321在规定的频率进行锁存。

此外，被输入由相位监视部326输出的信号的相位修正电路326B，使所输入的相位比较值增减规定值之后输出，由此能够与数字值的分辨率相应地来微调整锁存的相位。例如，在相位修正电路326B中，如果加上正的值之后输出，则电压控制振荡器329输出与没相加的情况相比按照所加的部分程度增加之后的频率，其结果在使相位提前的点进行锁存。

再有，在AD变换器261中，通过AD变换或者运算等延迟了规定的时钟数之后进行输出的情况下，在偏移了该延迟部分之后的相位处进行锁存。但是，输出将相位监视部326所输出的值从定时信号Φ202的定时偏移了延迟部分的时钟数之后的定时处的值。由此，定时信号Φ202与通过所输入的模拟信号的中央值的定时进行同步。因此，能够使定时信号Φ202正确地与模拟信号的中央值即零点同步。

从相位监视部326输出的信号经由相位修正电路326B被输入至由环路滤波器构成的滤波器电路327中，滤波器电路327减少所输入的信号的交流分量，将输入的信号变换为直流信号。滤波器电路327输出的信号和恒定电压值被输入至定时切换部328。定时切换部328由开关330、331、332及OR电路333构成。开关330与定电压输出器334电连接。通过切换开关330，将来自定电压输出器334的输出信号择一地输出至电压控制振荡器329和OR电路333。此外，开关331与滤波器电路327连接。通过切换开关331，将来自滤波器电路327的输出信号择一地输出至电压控制振荡器329和OR电路333。再者，开关332与滤波器电路327连接。通过使开关332导通，将来自滤波器电路327的输出信号输出至电压控制振荡器329。在OR电路333连接开关330、331的至少一方时，输出高电平的信号来作为模式信号。

振幅判定电路324中被输入从滤波器电路246输出的多位信号。振幅判定电路324监视从滤波器电路246输出的多位信号的振幅。在该振幅为目标振幅的50％以上的情况下，定时切换部328选择滤波器电路327的输出信号输出至电压控制振荡器329中。并且，PLL电路321为闭环，对振动体231的驱动频率的监视信号进行倍频来作为输入信号，在时间上对相位噪声进行积分输出使其减少的信号。因此，与传感器元件230的固有驱动频率同步的信号被输入至定时生成电路322、323中。另一方面，在从滤波器电路246输出的多位信号的振幅为目标振幅的50％以下的情况下，定时切换部328进行切换，使得选择来自定电压输出器334的输出信号并输出至电压控制振荡器329。即，从电压控制振荡器329输出与定电压值相应的固定频率的信号，该信号被输入至定时生成电路322、323中。进而，相位监视部326对来自分频器326A的输出信号和来自滤波器电路246的输出信号进行比较。在这些输出信号的相位差为30度以上的情况下，经由输出开关331将来自滤波器电路327的输出信号传送至电压控制振荡器329。另一方面，在来自分频器326A的输出信号与来自滤波器电路246的输出信号的相位差为30度以下的情况下，经由输出开关332将来自滤波器电路327的输出信号传送至电压控制振荡器329。与此同时，开关330、开关331被连接至OR电路333，从而OR电路333输出高电平的信号。

如上述，定时切换部328的输出电压被输入至电压控制振荡器329中。电压控制振荡器329是在与输入电压相应的频率信号中进行振荡的可变频率振荡器，由该电压控制振荡器329输出的振荡信号被输入至分频器326A和定时生成电路322、323中。

定时生成电路322基于从PLL电路321输出的信号，生成定时信号Φ201、Φ202输出至驱动器电路241。定时生成电路323将监视信号的2周期间分割为期间P203、P204、P204、P205。定时生成电路323生成在期间P203、P204、P204、P205分别为高电平的定时信号Φ203、Φ204、Φ205、Φ206并输出至感测电路281。

接下来说明实施方式1中的角速度传感器1003的动作。

当对传感器元件230的驱动电极232施加驱动信号时，振动体231进行共振，在监视电极233产生电荷。监视电极233中所产生的电荷被输入至驱动器电路241的AD变换器261中，被变换为脉冲密度调制信号。该脉冲密度调制信号被输入至滤波器电路246中，滤波器电路246从脉冲密度调制信号中提取振动体231的共振频率分量，输出除去了噪声分量之后的多位信号。

以下说明这种情况下的AD变换器261的动作。该AD变换器261按照定时信号Φ201、Φ202进行动作，该定时信号Φ201、Φ202分别规定与由定时控制电路271输出的监视信号同步交替反复的期间P201、P202。在期间P201中从监视电极233输出的信号被进行∑Δ调制从而变换为1位数字信号。

以下详细说明期间P201、P202中的角速度传感器1003的动作。

图5表示在监视电极233出现的信号C233和定时信号Φ201、Φ202。在期间P201中，被积分部244中的电容器258所保持的积分值输入至比较部245的比较器259中，比较器259输出1位数字信号。由比较器259输出的1位数字信号在期间P201的开始时被D型触发器260锁存，该锁存的信号被输入至DA变换部243的DA切换部249中。此外，DA输出部252中的SW254、255变为导通，从而电容器253中保持的电荷被放电。

接下来，在期间P202中，根据输入至DA切换部249中的信号，基准电压V250、V251被切换从而被择一地输入至电容器253。DA变换部243输出与被输入的基准电压相应的电荷。此外，输入切换部242变为导通，输入由传感器元件230的监视电极233所产生的电荷。进而，积分部244中的SW256变为导通，从输入切换部242和DA变换部243输出的电荷被输入至积分部244中。由此在期间P202中，在积分部244中的电容器258，图5所示的电荷Q233的量和由DA变换部243输出的电荷的量的总和被积分，并进行保持。

通过期间P201、P202中的上述动作，电荷量与从传感器元件230的监视电极233输出的振幅值相当的电荷被∑Δ调制，如图5所示，在期间P201开始时作为1位数字信号进行输出。

通过以上的动作，从传感器元件230中的监视电极233输出的电荷量被AD变换器261进行∑Δ调制，作为1位数字信号在上述定时进行输出。

此外，由驱动器电路241中的滤波器电路246输出的图5所示的多位信号S246被输入至AGC电路247的全波整流滤波器电路，被变换为表示多位信号S246的振幅的振幅信号。在多位信号是10位的数据的情况下，由于在正侧能取值“512”，负侧也能取值“512”，因此仅通过取得多位信号的绝对值的平均，就能够容易获得振幅信号。并且，在振幅信号为规定的目标值的50％以下时，判断为是角速度传感器1003刚刚启动之后的启动模式，定电压输出器334的输出信号经由开关330被输入至电压控制振荡器329中。此时，开关330被连接于OR电路333的输入端子，从OR电路333输出表示启动模式的高电平的启动模式信号。启动模式信号表示在角速度传感器1003刚刚启动之后，处于无法正常地检测角速度的启动模式。

图6表示角速度传感器1003输出的信号D201。从OR电路333输出的启动模式信号D204，是使感测电路281的运算部283中的滤波器电路311输出的信号D202增加冗余之后输出的信号。即，如图6所示，信号D201由信号D202、和附加于信号D202的冗余信号D203构成。启动模式信号D204相当于冗余信号D203的1位。由此，被输入了由角速度传感器1003输出的信号D201的对方侧系统，能够在无法检测启动时的定电压输出器使用时的正确的角速度的期间，识别出角速度传感器1003处于启动模式。

另一方面，在振幅信号为目标值的50％以上的情况下，角速度传感器1003处于相位调整模式或者通常动作模式。相位监视部326比较来自滤波器电路246的输出信号和来自分频器326A的输出信号，在两者的相位差为30度以上的情况下，设定为相位调整模式，进行相位的调整。即，来自滤波器电路327的输出信号经由开关331被输出至电压控制振荡器329中。此时，开关331被连接于OR电路333的输入端子，从OR电路333输出表示处于相位调整模式的高电平的相位调整模式信号。

这样，相位监视部326在相位偏移量为规定的阈值范围外的情况下，从定时切换部328输出相位调整模式信号。由此，由于相位偏移，在无法正确地检测角速度的期间输出相位调整模式信号。角速度传感器1003输出的信号D201被输入至对方侧系统。在无法检测启动时的定电压输出器使用时的正确的角速度的期间，该对方侧系统能够识别出角速度传感器1003处于相位调整模式。由此，可提高角速度传感器1003的输出信号的精度。

来自滤波器电路246的输出信号和来自分频器326A的输出信号的相位差在30度以下的情况下，角速度传感器处于通常动作模式，滤波器电路327的输出信号经由开关332被输入至电压控制振荡器329。此时，开关330、331的双方都处于关断，并未与OR电路333的输入端子连接，从OR电路333输出表示处于通常动作模式的低电平的通常动作模式信号。此外，在振幅较大的情况下，AGC电路247将使滤波器电路246的输出多位信号衰减之后的信号输入至驱动器电路248中。另一方面，在振幅较小的情况下，AGC电路247将使滤波器电路246输出的多位信号放大之后的信号输入至驱动器电路248中。由此，AGC电路247按照振动体231的振动为一定振幅的方式来调整多位信号。

这样，相位监视部326在相位偏移量为规定的阈值范围内的情况下，从定时切换部328输出通常动作模式信号。即，仅在能够检测正确的角速度的期间，输出通常动作模式信号。由此，被输入了由角速度传感器1003输出的信号D201的对方侧系统，能够识别出角速度传感器1003能够正确地检测角速度，可提高角速度传感器1003的输出信号的精度。

数字值输出部262保持2个规定的常数值。值切换部266输出这2个常数值之中的其中一个值。在数字∑Δ调制器268的加积分运算部263中，被输入从AGC电路247输出的多位信号和由值切换部266输出的常数值，进行相加然后积分。由值比较部265对从加积分运算部263输出的积分值和比较常数值264进行比较，输出比较结果。并且，该比较结果在规定的定时被触发器267锁存并输出。根据该触发器267的输出，由值切换部266输出的常数值被切换。此时，在加积分运算部263输出的值小于比较常数值264的情况下，值切换部266输出从数字值输出部262输出的2值之中较大的一方的值。在加积分运算部263输出的值小于比较常数值264的情况下，值切换部266输出从数字值输出部262输出的2值之中的较小的一方的值。通过反复进行该动作，由触发器267将AGC电路247所输出的多位信号调制为1位的脉冲密度调制信号，并进行输出。在此，在输入至数字∑Δ调制器268中的信号例如为10位(＝±9位)的情况下，优选将比较常数值264规定为“0”，将数字值输出部262所输出的2值设定为“511”“-511”以上。

再者，由于∑Δ调制器268进行过采样，并在高频域对其量化噪声进行噪声整形，因此AD变换器261输出的信号包括高频的噪声分量。但是，由于传感器元件230的响应无法以这种高频进行响应，因此传感器元件230的振动体231按照过采样的规定的频率分量进行振动，而不是按照脉冲密度调制信号的采样频率进行振动。此外，在传感器元件230的高频中的响应增益较高的情况下，有时这种高频的噪声会成为问题。模拟滤波器269减少成为该问题的频率的分量，进而成为低噪声，这样能够实现高精度的驱动器电路241。

在具有质量m的传感器元件230在图1A所示的驱动方向D231上以速度V进行弯曲振动的状态下，当传感器元件230围绕振动体231的长边方向的中心轴以角速度ω进行旋转时，传感器元件230中产生如下所示的科里奥利力F。

F＝2×m×V×ω

图7表示从传感器元件230的感测电极234输出的感测信号C234和无用信号U234、从感测电极235输出的感测信号C235和无用信号U235。由于科里奥利力F而在感测电极234、235中产生电荷，从而产生感测信号C234、C235。由于感测信号C234、C235是因科里奥利力F而产生的，因此具有相对于在监视电极233中产生的信号其相位超前偏移了90度的正弦波形。如图7所示，感测信号C234、C235具有彼此反相的正弦波形，呈正极性信号和负极性信号的关系。

以下说明该情况下的AD变换器282的动作。定时信号Φ203、Φ204、Φ205、Φ206，规定了按照该顺序连续依次被反复的期间P203、P204、P205、P206。AD变换器282，对在期间P203、P204从感测电极234输出的感测信号C234进行∑Δ调制，变换为1位数字信号。此外，AD变换器282对在期间P205、P206中从感测电极235输出的负极性信号进行∑Δ调制，变换为1位数字信号。

以下详细说明期间P203、P204、P205、P206中的AD变换器282的动作。

在期间P203中，与积分部302的电容器298连接的SW300变为导通，被电容器298所保持的积分值输入至比较部303的比较器304中，比较结果作为1位数字信号进行输出。此外，DA变换部294的SW292、293变为导通，电容器291中保持的电荷被进行放电。

接下来，在期间P204中，从比较部303的比较器304输出的1位数字信号在期间P204开始时被D型触发器305锁存，被锁存的信号输入至DA变换部294的DA切换部287中。根据输入至DA切换部287中的信号，基准电压V288、V289被切换并输入至电容器291中，输出与所输入的基准电压相应的电荷。在输入切换部284中，SW285变为导通，输出由感测电极234产生的电荷。积分部302的SW295变为导通，从输入切换部284和DA变换部294输出的电荷被输入至积分电路296中。由此，在期间P204中，在积分电路296的电容器298中，对图7所示的电荷Q234和由DA变换部294输出的电荷的总和进行积分，并进行保持。

如上述，在期间P203、P204中，与从感测电极234、235之中的感测电极234输出的振幅值的一半相当的电荷量被AD变换器282进行∑Δ调制。

同样，在紧接着期间P204的期间P205、P206中，与从感测电极235输出的振幅值的一半相当的电荷量被AD变换器282进行∑Δ调制。

通过以上的动作，与从感测电极234、235输出的电荷的振幅幅的一半相当的电荷量被一个AD变换器282进行∑Δ调制。进而，该被∑Δ调制之后的电荷量作为D型触发器307、308输出的一对的1位数字信号而输出。

对于从传感器元件230的感测电极234、235输出的电荷而言，不仅包含由于因角速度而引起的科里奥利力所产生的感测信号，还包含与监视信号同相的无用信号。以下说明这种情况下的角速度传感器1003的动作。针对由于因角速度引起的科里奥利力F而产生的感测信号C234、C235，在期间P204、P206中由积分电路296对相当于振幅值的一半的电荷量进行积分。在感测电极234、235分别产生的无用信号U234、U235与监视信号是同相的，其相位相对于感测信号C234、C235偏移了90度。当无用信号U234、U235与感测信号C234、C235同样地在期间P204、P206中被积分电路296积分时，由于无用信号U234、U235的从最大值至最小值的区间的电荷量是以中央值为基准被积分的，因此其积分值为“0“。也就是说，通过期间P204、P206中的积分部302的动作，无用信号U234、U235被消除，从而与感测信号C234、C235的振幅相应的电荷量被积分。即，针对感测信号C234、C235分别实施所谓的同步检波处理。由此，由AD变换器282，同步检波处理之后的信号被∑Δ调制，变换为1位数字信号之后输出。

接下来说明运算部283的动作。首先，由AD变换器282的比较器304输出的1位数字信号在期间P204开始时被锁存电路306的D型触发器307锁存。此外，由比较器304输出的1位数字信号在期间P206开始时被锁存电路306的D型触发器308锁存。

与由传感器元件230的一对感测电极234、235输出的信号的除去无用信号之后的振幅值的一半相当的电荷量，分别通过∑Δ调制被变换为数字值。被一对D型触发器307、308分别锁存的一对的1位数字信号，是它们的数字值。接下来，锁存电路306输出的一对的1位数字信号被输入至1位差分运算部309中，对该一对的1位数字信号的差进行运算，输出1位差分信号。期间P203中的1位差分信号是在前一个同步的期间P204、P206中被锁存的1位数字信号之差。该1位差分信号表示除去了图7所示的无用信号U234、U235的振幅值。通过以上的动作，从传感器元件230的一对感测电极234、235输出的呈正极性信号和负极性信号的关系的一对输入信号被一个积分部302进行积分。因此，在角速度传感器1003中，与由两个积分电路分别进行积分的情况相比，由各自的积分电路的特性引起的、对一对输入信号的积分结果的相对误差的影响被显著降低。与此相同，DA变换部294也采用针对一对输入信号的信号处理使用相同的1个DA变换部的结构。此外，在比较部303中也使用1个比较器对一对的积分值与1个基准电压进行比较，由此，比较器的特性或基准电压的波动对比较结果的相对误差的影响被大幅降低。如上述，感测电路281使用1个积分电路296、1个DA变换部294、1个比较部303对一对输入信号进行处理。因此，与使用多个积分电路、多个DA变换部、多个比较部进行处理的情况相比，多个电路部件之间的相对误差的影响被大幅降低。

进而，在比较部303的输出信号是由值“1”和值“0”组成的1位信号时，在表示一对输入信号的差的1位差分运算中，被输入至差分运算部309中的一对比较信号被限定为值“0”“0”的组合、值“0”“1”的组合、值“1”“0”的组合、值“1”“1”的组合这四个，差预先决定为值“0”“-1”“1”“0”。因此，差分运算部309以非常简单的电路结构进行能够获得与输入信号相应的减法运算处理的结果的1位数字运算。

接下来，1位差分运算部309所输出的1位差分信号被输入至修正运算部310，通过置换处理来进行该1位差分信号与规定的修正值的修正运算。该修正运算如上述那样利用1位差分信号被限定为值“0”“1”“-1”的3值的情况。例如在规定的修正值为值“5”的情况下，将输入至修正运算部的1位差分信号的值“0”“1”“-1”分别置换处理为“0”“5”“-5”。由此，能够实现乘法以进行信号的修正。

期间P201、P202是驱动器电路241中的输入切换部242、DA切换部249、SW254、SW255、SW256及D型触发器260的切换定时。定时生成电路322生成分别规定期间P201、P202的定时信号Φ201、Φ202进行输出。此外，期间P203、P204、P205、P206是输入切换部284、DA切换部287、SW292、293、295、300、301及D型触发器305的切换定时。定时生成电路323生成分别规定期间P203、P204、P205、P206的定时信号Φ203、Φ204、Φ205、Φ206进行输出。

如上述，角速度传感器1003作为检波定时的相位误差不会发生具有周期性的抖动噪声，具有稳定的输出特性，因此特别对于航空器、车辆等的移动体的姿势控制或导航系统等是有用的。

(实施方式2)

图8A是本发明的实施方式2中的角速度传感器1004的电路图。

传感器元件430具有：振动体431、驱动电极432、监视电极433、感测电极434、435。驱动电极432具有用于使振动体431振动的压电体。监视电极433具有根据振动体431的振动状态而产生电荷的压电体。感测电极434、435具有根据施加于监视电极433和传感器元件430的角速度而产生电荷的压电体。感测电极434、435产生彼此极性相反的电荷。

图8B表示角速度传感器1003的定时信号Φ401、Φ402的波形。定时信号Φ401、Φ402是彼此反相的信号，具有高电平和低电平的两个值。在期间P402中，定时信号Φ402为高电平，且定时信号Φ401为低电平。在期间P401中，定时信号Φ402为低电平，且定时信号Φ401为高电平。定时信号Φ401、Φ402交替地连续规定期间P401、P402。

驱动器电路441由输入切换部442、数模(DA)变换部443、积分部444、比较部445、由数字滤波器构成的滤波器电路446、DA输出部452、自动增益控制(AGC)电路447及驱动器电路448构成。此外，输入切换部442与设置于振动体431的监视电极433连接，由按照定时信号Φ402进行动作的模拟开关构成。DA切换部449按照定时信号Φ402来切换基准电压V450、V451选择性进行输出。DA输出部452由电容器453、与电容器453的端453A连接的开关(SW)454、与电容器453的端453B连接的SW455构成。在电容器453的端453A中，输入由DA切换部449输出的基准电压。SW454、455按照定时信号Φ401进行动作，对电容器453的电荷进行放电。由DA切换部449和DA输出部452构成DA变换部443。DA变换部443在期间P401对电容器453的电荷进行放电，进而在期间P402中输入输出与DA切换部449输出的基准电压相应的电荷。SW456中被输入由输入切换部442输出的信号和由DA变换部443输出的信号，在期间P402中进行输出。

积分部444中被输入由SW456输出的信号，由运算放大器457、在运算放大器457的输出端与反向输出端之间连接的电容器458构成。积分部444由电容器458对在期间P402SW456所输出的信号进行积分，输出积分信号。比较部445中被输入由积分部444输出的积分信号。比较部445由比较器459、D型触发器460构成。比较器459对积分部444输出的积分信号和规定值进行比较，输出1位数字信号。D型触发器460在期间P401开始时锁定由比较器459输出的1位数字信号，输出锁存信号。该锁存信号被输入至DA变换部443的DA切换部449，以切换基准电压V450、V451。由输入切换部442、DA变换部443、积分部444及比较部445构成模数(AD)变换器461，该模数(AD)变换器461由∑Δ调制器构成。

滤波器电路446提取AD变换器461输出的脉冲密度调制记号之中的振动体431的共振频率分量的信号，输出除去了噪声分量之后的多位信号。该多位信号被输入至自动增益控制(AGC)电路447，由AGC电路447的半波整流滤波器电路变换为表示多位信号的振幅的振幅信号。在其振幅较大的情况下，AGC电路447使滤波器电路446输出的多位信号的振幅衰减之后输入至驱动器电路448中。此外，在其振幅较小的情况下，AGC电路447增大多位信号的振幅之后将多位信号输入至驱动器电路448中。这样，AGC电路447按照振动体431以一定振幅进行振动的方式来调整多位信号的振幅。

驱动器电路448具有数字∑Δ调制器468，该数字∑Δ调制器468由数字值输出部462、加积分运算部463、值比较部465、触发器467构成。数字值输出部462保持着两个电平的数字值的常数值，选择性进行输出。加积分运算部463对从AGC电路447输出的信号和由数字值输出部462输出的信号进行相加并积分。值比较部465对从加积分运算部463输出的信号与比较常数值464进行比较。值切换部466根据值比较部465的输出来切换由数字值输出部462输出的数字值。触发器467在规定的定时锁存由值比较部465输出的信号。由数字∑Δ调制器468将AGC电路447所输出的多位信号调制成1位的脉冲密度调制信号，并进行输出。模拟滤波器469对该脉冲密度调制信号之中的、对于驱动传感器元件430而言无用的频率分量进行滤波，输出至传感器元件430中。

定时控制电路471基于由驱动器电路441的滤波器电路446输出的多位信号，生成定时信号Φ401、Φ402输出至驱动器电路441中，并将定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406输出至感测电路481中。

图9表示定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406的波形。定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406具有高电平和低电平的两个值。在期间P403中，定时信号Φ403为高电平，其他的定时信号Φ404、Φ405、Φ406为低电平。在期间P404中，定时信号Φ404为高电平，其他的定时信号Φ403、Φ405、Φ406为低电平。在期间P405中，定时信号Φ405为高电平，其他的定时信号Φ403、Φ404、Φ406为低电平。在期间P406中，定时信号Φ406为高电平，其他的定时信号Φ403、Φ404、Φ405为低电平。定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406，将期间P403、P404、P405、P406按照该顺序连续地进行规定。

感测电路481由AD变换器482及运算部483构成，该AD变换器482由∑Δ调制器构成。输入切换部484由与传感器元件430的感测电极434连接按照定时信号Φ404进行动作的模拟开关(SW)485、和与感测电极435连接按照定时信号Φ406进行动作的模拟开关486构成。输入切换部484将从感测电极434输出的信号在期间P404中进行输出，在其他的期间P403、P405、P406中不输出。此外，输入切换部484将从感测电极435输出的信号在期间P406中输出，而在其他的期间P403、P404、P405中不输出。DA切换部487根据规定的信号来切换基准电压V488、V489，择一地进行输出。DA输出部490由电容器491、与电容器491的端491A连接的开关(SW)492、与电容器491的端491B连接的SW493构成。SW492、493按照定时信号Φ403、Φ405进行动作，在期间P403、P405中对电容器491的电荷进行放电。电容器491的端491A中被输入由DA切换部487输出的信号。由DA切换部487和DA输出部490构成DA变换部494。DA变换部494在期间P403、P405中对电容器491的电荷进行放电，在期间P404、P406中输入输出与DA切换部487输出的基准电压相应的电荷。

SW495在期间P404、P406中输出由输入切换部484输出的信号和由DA变换部494输出的信号。在积分电路496中输入SW495的输出。积分电路496由运算放大器497、在运算放大器497的输出端与反向输入端之间连接的电容器498、499、以及分别与电容器498、499串联连接的SW500、501构成。SW500按照定时信号Φ403、Φ404进行动作，在期间P403、P404中输入至积分电路496的信号被电容器498进行积分，并保持积分值。SW501按照定时信号Φ405、Φ406进行动作，在期间P405、P406中输入至积分电路496的信号被电容器499进行积分，并保持积分值。由SW495和积分电路496构成积分部502。

比较部503由比较器504、D型触发器505构成。比较器504对积分部502输出的积分信号和规定值进行比较，作为比较结果输出1位数字信号。D型触发器505在期间P404、P406开始时锁存该1位数字信号，输出锁存信号。该锁存信号被输入至DA变换部494的DA切换部487中，以切换基准电压V488、V489。由输入切换部484、DA变换部494、积分部502及比较部503构成AD变换器482。

AD变换器482通过上述结构对由传感器元件430的感测电极434、435输出的电荷进行∑Δ调制，变换为1位数字信号进行输出。

锁存电路506由D型触发器507、508构成，该D型触发器507、508锁存由AD变换器482的比较部503的比较器504输出的1位数字信号。D型触发器507按照定时信号Φ404进行动作，在期间P404开始时锁存1位数字信号。D型触发器508按照定时信号Φ406进行动作，在期间P406开始时锁存1位数字信号。差分运算部509通过置换处理来实现1位差分运算，该1位差分运算是计算由D型触发器507、508分别锁存并输出的一对的1位数字信号差值。即，在D型触发器507、508输出的锁存信号分别具有值“0”“0”的情况下，差分运算部509输出值“0”的1位差分信号。在D型触发器507、508输出的锁存信号分别具有值“0”“1”的情况下，差分运算部509输出值“-1“的1位差分信号。在D型触发器507、508输出的锁存信号分别具有值“1”“0”的情况下，差分运算部509输出值“1”的1位差分信号。在D型触发器507、508输出的锁存信号分别具有值“1”“1”的情况下，差分运算部509输出值“0”的1位差分信号。由数字滤波器构成的滤波器电路510进行滤波处理，以除去由差分运算部509输出的数字差分信号的噪声分量。修正运算部511通过置换处理实现由差分运算部509输出的1位差分信号的修正运算。即，例如在规定的修正值为“5”的情况下，修正运算部511将具有值“0”“1”“-1”的1位差分信号分别置换为值“0”“5”“-5”的多位数字差分信号，并进行输出。由锁存电路506、差分运算部509、滤波器电路510及修正运算部511构成运算部483。此外，运算部483在期间P404、P406开始时锁存由D型触发器507、508输出的1位数字信号，进行差分运算、修正运算、滤波处理，以输出多位数字信号。

定时控制电路471由PLL电路521、定时生成电路522、523、和振幅判定电路524构成。

PLL电路521对由驱动器电路441滤波器电路446输出的多位信号的频率进行倍频，通过在时间上进行积分以降低相位噪声，将信号输出至定时生成电路522、523。相位监视部526中输入对滤波器电路446所输出的多位信号进行波形整形而得到的矩形波信号和由分频器526A输出的信号。电压控制振荡器(VCO)529产生具有频率f529的振荡信号S529。定时生成电路522基于振荡信号S529生成定时信号Φ401、Φ402，输出至驱动器电路441。分频器526A对振荡信号S529进行分频。在定时信号Φ402的定时中的、作为AD变换器的驱动器电路441所输出的值本身，成为与定时信号Φ402和正弦波信号的中央值即零点之间的相位偏差量相应的值。从相位监视部526输出的信号经由相位修正电路526B被输入至由环路滤波器构成的滤波器电路527，滤波器电路527减少所输入的信号的交流分量，从而将所输入的信号变换为直流信号。滤波器电路527输出的信号和定电压值被输入至定时切换部528。定时切换部528的一输入端如上述那样与滤波器电路527连接，并且另一输入端与定电压输出器528D电连接。

振幅判定电路524输入从滤波器电路446输出的多位信号。振幅判定电路524监视从滤波器电路446输出的多位信号的振幅。在该振幅为目标振幅以上的情况下，定时切换部528选择滤波器电路527所输出的信号进行输出。另一方面，在该振幅为目标振幅以下的情况下，定时切换部528选择定电压值进行输出。

定时切换部528所输出的电压被输入至电压控制振荡器529中。电压控制振荡器529是振荡出具有与输入的电压相应的频率的振荡信号的可变频率振荡器。由电压控制振荡器529输出的振荡信号S529被输入至分频器526A和定时生成电路522、523。

定时生成电路522基于从PLL电路521输出的信号，生成定时信号Φ401、Φ402，输出至驱动器电路441。定时生成电路523将监视信号的2周期分割为期间P403、P404、P405、P406。定时生成电路523生成分别规定期间P403、P404、P405、P406的定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406，并输出至感测电路481。

温度传感器531检测周围的温度，输出与检测出的温度对应的模拟信号。AD变换器532将从温度传感器531输出的模拟信号变换为数字信号。数字低通滤波器533从由AD变换器532输出的信号中除去噪声分量。存储器534保存以规定的基准温度进行偏移量调整的修正数据。存储器534是ROM。温度修正运算部535基于从数字低通滤波器533输出的表示温度的信号，从存储器534中选择与该温度相应的修正数据来计算温度修正值之后，输出至感测电路481的运算部483中的修正运算部511。由温度传感器531、AD变换器532、数字低通滤波器533、存储器534及温度修正运算部535构成温度修正电路536。

接下来说明实施方式2中的角速度传感器1004的动作。

当对传感器元件430的驱动电极432施加驱动信号时，振动体431进行共振，在监视电极433中产生电荷。在监视电极433中产生的电荷被输入至驱动器电路441中的AD变换器461，被变换为脉冲密度调制信号。该脉冲密度调制信号输入至滤波器电路446中，滤波器电路446从脉冲密度调制信号中提取振动体431的共振频率分量，输出除去了噪声分量之后的多位信号。

以下说明该情况下的AD变换器461的动作。AD变换器461按照定时信号Φ401、Φ402进行动作，该定时信号Φ401、Φ402分别规定与定时控制电路471所输出的监视信号同步地交替反复的期间P401、P402。在期间P401中，从监视电极433输出的信号被进行∑Δ调制，变换为1位数字信号。

下面详细说明期间P401、P402的角速度传感器1004的动作。

图10表示在监视电极433出现的信号C433和定时信号Φ401、Φ402。首先，在期间P401中，被积分部444中的电容器458所保持的积分值输入至比较部445的比较器459，比较器459输出1位数字信号。由比较器459输出的1位数字信号在期间P401开始时被D型触发器460锁存，该被锁存的信号输入至DA变换部443的DA切换部449。此外，DA输出部452的SW454、455变为导通，电容器453中保持的电荷被放电。

接下来，在期间P402中，根据DA切换部449中被输入的信号，来切换基准电压V450、V451，择一地输入至电容器453中。DA变换部443输出与所输入的基准电压相应的电荷。此外，输入切换部442变为导通，由传感器元件430的监视电极433所产生的电荷被输入。再者，积分部444中的SW456变为导通，从输入切换部442和DA变换部443输出的电荷被输入至积分部444中。由此，在期间P402中，在积分部444的电容器458中，对图10所示的电荷Q433和由DA变换部443输出的电荷量的总和进行积分，并进行保持。

通过期间P401、P402中的以上的动作，电荷量与从传感器元件430的监视电极433输出的振幅值相当的电荷被进行∑Δ调制。由此，在定时信号Φ401的上升时也就是期间P401开始时作为1位数字信号进行输出。

通过以上的动作，从传感器元件430中的监视电极433输出的电荷量被AD变换器461进行∑Δ调制，在上述定时作为1位数字信号进行输出。

由驱动器电路441中的滤波器电路446输出的图10所示的多位信号S446被输入至AGC电路447的半波整流滤波器电路，被变换为表示多位信号S446的振幅的振幅信号。在该振幅较大的情况下，AGC电路447使滤波器电路446输出的多位信号衰减之后输入至驱动器电路448。另一方面，在该振幅较小时，AGC电路447放大多位信号之后输入至驱动器电路448。这样，AGC电路447按照振动体431以一定振幅进行振动的方式调整多位信号的振幅。

数字值输出部462保持2个规定的常数值。值切换部466输出这2个常数值之中的其中一个值。在数字∑Δ调制器468的加积分运算部463中，对从AGC电路447输出的多位信号和由值切换部466输出的常数值进行相加并积分，输出积分值。值比较部465对从加积分运算部463输出的积分值和比较常数值464进行比较，输出表示比较结果的信号。并且，该信号在规定的定时被触发器467锁存进行输出。根据触发器467输出的信号，切换由值切换部466输出的常数值。此时，在加积分运算部463输出的值小于比较常数值464的情况下，值比较部465选择由数字值输出部462输出的2个值之中的较大的一方的值进行输出。此外，在由加积分运算部463输出的值大于比较常数值464的情况下，值比较部465选择由数字值输出部462输出的2个值之中的较小的一方的值进行输出。通过反复进行该动作，AGC电路447输出的多位信号被调制成1位的脉冲密度调制信号，由触发器467输出。在此，在数字∑Δ调制器468中输入的信号例如为10位(＝±9位)的情况下，优选将比较常数值464规定为“0”，将数字值输出部462的2个值设定为“511”“-511”以上。

此外，由于在∑Δ调制器468中进行过采样，在高频域中对其量化噪声进行噪声整形，因此AD变换器451所输出的信号包含高频噪声分量。但是，由于传感器元件430无法响应这种高频，因此传感器元件430的振动体431以过采样的规定的频率分量进行振动，而不是以脉冲密度调制信号的采样频率进行振动。此外，当传感器元件430的高频中的响应增益较高时，有时这种高频的噪声会成为问题。模拟滤波器469减少成为其问题的频率分量。由此，能够以更低噪声来实现高精度的驱动器电路441。

在具有质量m的传感器元件430在图8A所示的驱动方向D431上以速度V进行弯曲振动的状态下，当传感器元件430围绕振动体431的长边方向的中心轴以角速度ω进行旋转时，在传感器元件430中产生如下所示的科里奥利力F。

F＝2×m×V×ω

图11表示从传感器元件430的感测电极434输出的感测信号C434和无用信号U434、从感测电极435输出的感测信号C435和无用信号U435。因科里奥利力F而在传感器元件430的感测电极434、435中产生电荷，从而产生感测信号C434、C435。由于感测信号C434、C435是因科里奥利力F而产生的，因此具有相对于监视电极433中产生的信号其相位超前偏移了90度的正弦波形。如图11所示，感测信号C434、C435具有彼此反相的正弦波形，处于正极性信号和负极性信号的关系。

以下说明这种情况下的AD变换器482的动作。定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406规定按照该顺序连续地依次反复的期间P403、P404、P405、P406。AD变换器482在期间P403、P404中，对从传感器元件430中的感测电极434输出的感测信号C434进行∑Δ调制，变换为1位数字信号。此外，AD变换器482在期间P405、P406中对感测信号C435进行∑Δ调制，变换为1位数字信号。

以下详细说明期间P403、P404、P405、P406中的AD变换器482的动作。

在期间P403中，与积分部502中的电容器498连接的SW500变为导通，电容器498中保持的积分值被输入至比较部503的比较器504中，比较结果作为1位数字信号进行输出。此外，DA变换部494中的SW492、493变为导通，电容器491中保持的电荷被放电。

接下来，在期间P404中，由比较部503的比较器504输出的1位数字信号在期间P404开始时被D型触发器505锁存，该被锁存的信号被输入至DA变换部494的DA切换部487中。根据所输入的信号来切换基准电压V488、V489输入至电容器491中，输出与所输入的基准电压相应的电荷。在输入切换部484中，SW485变为导通，输出由传感器元件430的感测电极434所产生的电荷。再者，积分部502中的SW495变为导通，从输入切换部484和DA变换部494输出的电荷被输入至积分电路496。由此，在期间P404中，在积分电路496的电容器498中，对图11所示的电荷量和由DA变换部494输出的电荷量的总和进行积分，并进行保持。

如上述，在期间P403、P404中，与从感测电极434输出的振幅值的一半相当的电荷量被AD变换器482进行∑Δ调制。

同样，在紧接着期间P403、P404的期间P405、P406中，与从传感器元件430的感测电极435输出的振幅值的一半相当的电荷量被AD变换器482进行∑Δ调制。

通过以上的动作，与从感测电极434、435输出的电荷的振幅的一半的相当的电荷量，被一个AD变换器482进行∑Δ调制，作为D型触发器507、508输出的一对的1位数字信号进行输出。

从传感器元件430的感测电极434、435输出的电荷，不仅包含由于因角速度而引起的科里奥利力所产生的、相位比监视电极433中产生的信号超前90度的感测信号，还包含与监视信号同相的无用信号。说明该情况下的角速度传感器1004的动作。针对由于因角速度引起的科里奥利力F而产生的感测信号C434、C435，在期间P404、P406中由积分电路496对相当于振幅值的一半的电荷量进行积分。由感测电极434、435产生的无用信号U434、U435与监视信号是同相的，相位与感测信号C434、C435偏移了90度。当无用信号U434、U435在期间P404、P406中被积分时，由于从无用信号U434、U435的振幅的最大值至最小值的区间的电荷量以中央值为基准被积分，因此抵消后变为“0”。也就是说，通过期间P404、P406的积分部502的动作，无用信号U434、U435被消除，与感测信号C434、C435的振幅相应的电荷量被积分。即，针对感测信号C434、C435分别实施所谓的同步检波处理。由此，由AD变换器482对同步检波处理之后的信号进行∑Δ调制，变换为1位数字信号进行输出。

通过以上的动作，能够对传感器元件430的感测信号C434、C435进行同步检波处理的同时进行∑Δ调制。因此，角速度传感器1004针对被同步检波的信号的数字值，不需要通常的IV变换电路、相位器、同步检波电路等的模拟电路。再有，角速度传感器1004是比采用这些模拟电路的传感器小很多的电路规模，也就是能够以小型、且低成本获得角速度传感器1004。

接下来，说明运算部483的动作。首先，由AD变换器482的比较部503中的比较器504输出的1位数字信号，在由定时信号Φ404规定的期间P404开始时被锁存电路506的D型触发器507锁存。此外，由AD变换器482的比较部503中的比较器504输出的1位数字信号，在由定时信号Φ406规定的期间P406开始时被锁存电路506的D型触发器508锁存。

与由传感器元件430中的一对感测电极434、435输出的信号的振幅值的一半相当的电荷量分别通过∑Δ调制而变换为数字值。被一对D型触发器507、508分别锁存的一对的1位数字信号，是其变换之后的数字值。接下来，锁存电路506输出的一对的1位数字信号被输入至1位差分运算部509中，计算该一对的1位数字信号的差值，输出1位差分信号。期间P403中的1位差分信号是在前一个同步中的期间P404、P406中被锁存的1位数字信号之差。该1位差分信号表示图11所示的由一对感测电极434、435输出的信号的振幅值。通过以上的动作，利用一个积分部502对从传感器元件430中的一对感测电极434、435输出的正极性信号和负极性信号即一对输入信号进行积分。因此，与由2个积分电路分别进行积分的情况相比，由各自的积分电路的特性引起的对一对输入信号的积分结果的相对误差的影响被大幅降低。与此相同，DA变换部494也采用针对一对输入信号的信号处理使用相同的1个DA变换部的结构。此外，在比较部503中也使用1个基准电压和比较器对一对积分值进行比较，由此比较器的特性或基准电压的变化对比较结果的相对误差的影响被大幅降低。在角速度传感器1004中，如上述那样使用1个积分电路496、1个DA变换部494、1个比较部503对一对输入信号进行信号处理。因此，与使用多个积分电路、多个DA变换部、多个比较部进行信号处理的情况相比，多个部件彼此之间的相对误差的影响被大幅降低。

再者，在比较部503的输出信号是由值“1”和值“0”构成的1位信号时，在表示一对输入信号之差的1位差分运算中，输入至差分运算部509的一对比较信号限定为4个。4个组合是指值“0”“0”的组合、值“0”“1”的组合、值“1”“0”的组合、值“1”“1”的组合。因此，输入信号的差预先决定为值“0”“-1”“1”“0”。因此，能够以非常简单的电路结构，进行可获得实施与输入信号相应的减法运算处理的结果的1位数字运算。

接着，1位差分运算部509输出的1位差分信号被输入至修正运算部511中，通过置换处理进行该1位差分信号和规定的修正值的修正运算。1位差分信号被限定为值“0”“1”“-1”的3个值。在该修正运算中，利用该值，由修正运算部511对1位差分信号进行置换处理，由此实现乘法运算从而可进行信号的修正。例如在规定的修正值为值“5”的情况下，修正运算部511将1位差分信号的值“0”“1”“-1”分别置换处理为值“0”“5”“-5”由此实现乘法运算。

并且，滤波器电路446所输出的多位信号被输入至定时控制电路471中的振幅判定电路524，并作为波形整形之后的矩形波信号被输入至相位监视部526。振幅判定电路524监视从滤波器电路446输出的多位信号的振幅。在该振幅为目标振幅的50％以上的情况下，定时切换部528选择由环路滤波器构成的滤波器电路527所输出的信号输出至电压控制振荡器529。此时，PLL电路521为闭环，将振动体431的驱动频率的监视信号作为输入信号进行倍频，输出在时间上对相位噪声进行积分而降低了该相位噪声的信号。因此，与传感器元件430的固有驱动频率同步的信号被输入至定时生成电路522、523中。

另一方面，从滤波器电路446输出的多位信号的振幅为目标振幅的50％以下的情况下，定时切换部528按照选择定电压值输出至电压控制振荡器529的方式进行切换。由此，从电压控制振荡器529输出与定电压值相应的固定频率的振荡信号，输入至定时生成电路522、523中。

接下来，说明PLL电路521的动作。

当对AD变换器461输入正弦波的模拟信号时，按照定时信号Φ401的定时进行采样，从而变换为与输入的模拟信号的大小相应的数字值，该数字值输入至相位监视部526。例如，正弦波信号的中央值被变换为该数字信号的值“0”，正弦波信号被变换为正负的数字信号。从相位监视部526输出按照定时信号Φ402的定时被输入的数字值。该数字值输入至相位修正电路526B中，被修正为规定值之后被输入至DA变换器525中。DA变换器525将输入的数字值变换为模拟值进行输出。该模拟信号通过由环路滤波器构成的滤波器电路527而被输入至电压控制振荡器529。电压控制振荡器529输出具有与输入的模拟信号相应的频率的振荡信号，振荡信号作为AD变换器461的定时信号而被反馈。在定时信号Φ402的定时中的AD变换器461输出的值本身，成为与定时信号Φ402和正弦波信号的中央值即零点之间的相位偏差量相应的值。即，AD变换器461输出的值与从一般PLL电路中的相位比较器输出的值相同。

图12表示输入至相位监视部526的模拟信号S526和由DA变换器525输出的模拟信号S525。如图12所示，在相位监视部526输出的数字值为负的情况下，DA变换器525输出由电压控制振荡器529输出的频率减少的方向上的模拟信号。另一方面，在相位监视部526输出的数字值为正的情况下，DA变换器525输出由电压控制振荡器529输出的频率增加的方向上的模拟信号。这样，在PLL电路521中，按照DA变换器525输出的模拟信号为一定的方式，也就是按照定时信号Φ402的定时中的数字值为“0”的方式，实施环路控制。由此，因为AD变换器461的采样定时与通过所输入的模拟信号的中央值的定时进行同步，因此能够正确地与模拟信号的中央值即零点进行同步。

此外，相位监视部526监视所输入的数字值是否超过规定的上限值U526或者变得低于规定的下限值L526。相位监视部526根据定时信号Φ402的定时改变所要输出的值。

图13表示PLL电路521的动作。具体而言，将从定时信号Φ402被输入之后、也就是从期间P402开始之后直至所输入的模拟信号S526的数字值变得低于规定的上限值U526之后接着变得低于规定的下限值L526，进而超过下限值L526为止的期间规定为相位1。并且，将从相位1结束起直至输入的数字值超过规定的上限值U526为止的规定为相位2。将从相位2结束起直至接下来模拟信号S526变得低于上限值U526为止规定为相位3。如图13所示，在以相位1输入了定时信号Φ402的情况下，相位监视部526输出规定的下限值L526的信号。此外，在以相位2输入了定时信号Φ402的情况下，相位监视部526输出在定时信号Φ402的定时所输入的数字值。此外，在以相位3输入了定时信号Φ402的情况下，相位监视部526输出规定的上限值U526的信号。并且，在DA变换器525中输入由相位监视部526输出的数字值。DA变换器525输出与该数字值相应的大小的模拟信号。该模拟信号被输入至由环路滤波器构成的滤波器电路527中。滤波器电路527对该模拟信号进行滤波，输入至电压控制振荡器529。这样一来，由电压控制振荡器529输出根据对与相位监视部526输出的数字值相应的模拟信号进行滤波之后的信号所决定的频率。相位监视部526通过设定上述这种的相位的判定及输出信号的上限值U526和下限值L526，由此一定范围内的模拟信号被输入至电压控制振荡器529中。其结果由电压控制振荡器529输出的信号的频率被限制。由此，在PLL电路521整体的动作中，能够防止按照使输入的模拟信号的频率和分频器中的分频值相乘之后的频率以外的频率进行锁存、这种所谓的倍频率锁存等的误动作，能够使PLL电路以规定的频率进行锁存。

此外，在被输入了由相位监视部526输出的信号的相位修正电路526B中，使输入的相位比较值增减规定值之后输出，由此能够与数字值的分辨率相应地对进行锁存的相位进行微调整。例如，在相位修正电路526B中，若相加正的值进行输出，则与不相加的情况相比，电压控制振荡器529输出按照所加的部分程度增加了之后的频率，其结果在相位提前的点处进行锁存。

再有，在AD变换器461中，通过AD变换或者运算等产生规定的时钟数的延迟进行输出的情况下，在偏移了该延迟部分之后的相位进行锁存。

但是，输出使相位监视部526所输出的值从定时信号Φ402的定时偏移了延迟部分的时钟数之后的定时处的值，由此，定时信号Φ402与通过所输入的模拟信号的中央值的定时同步。由此，能够正确地使定时信号Φ402与模拟信号的中央值即零点同步。

期间P401、P402是驱动器电路441中的输入切换部442、DA切换部449、SW454、455、456及D型触发器460的切换定时。定时信号Φ401、Φ402分别规定期间P401、P402。定时生成电路522基于振荡信号S529生成定时信号Φ401、Φ402进行输出。此外，定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406是感测电路481中的输入切换部484、DA切换部487、SW492、493、495、500、501及D型触发器505的切换定时。定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406分别规定期间P403、P404、P405、P406。定时生成电路523基于振荡信号S529生成定时信号Φ403、Φ404、Φ405、Φ406进行输出。

在此，说明角速度传感器1004的周围温度波动时的角速度传感器1004的动作。

首先，将角速度传感器1004放入恒温槽中，使周围温度从-50℃变化至150℃，在不施加角速度的状态下，测量从感测电路481中的运算部483所输出的输出信号变为零值的温度，将该温度设定为基准温度。

接下来，以该基准温度为中心，测量使温度增减时的输出信号的变化量，将修正该变化量的修正值保存在存储器534中。

在角速度传感器1004的动作状态中，将从温度传感器531输出的信号由AD变换器532变换至数字输出信号，进而，由数字低通滤波器533除去其信号的噪声分量。温度修正运算部535首先对从温度传感器531输出的信号进行偏移量调整。然后，温度修正运算部535从存储器534中读出与进行了偏移量调整的信号相应的修正值，进行运算处理之后输入至修正运算部511中。修正运算部511根据修正值来修正从感测电路481输出的信号。在修正之后的信号中不会发生偏移量。在X轴为温度、Y轴为信号的曲线中，即便温度传感器531输出的信号在X轴上的截距发生变化，在修正之后的信号中也不会发生偏移量，可获得具有稳定的输出特性的角速度传感器1004。

图14表示修正值。图15是温度修正运算部535的框图。图14所示的修正值Y根据温度T和常数A、B由以下的2次方程式来表示。

Y＝(A×T+B)×T

在该情况下，存储器534存储2个常数A、B。温度修正运算部535基于从数字低通滤波器533输出的信号即温度T，求出通过2次的乘法运算及1次的加法运算得到的修正值Y。并且，修正运算部511将修正值Y加在从滤波器电路510输出的信号上，以修正从感测电路481输出的输出信号。在该修正中，由于能够通过2次的乘法运算来修正信号，因此能够削减运算量。

在此，特别说明在某个规定的温度中接通角速度传感器的电源之后的启动时。在通常的动作时，在温度修正电路536中，温度传感器531的输出被进行AD变换从而进行数字值化，然后输入至数字低通滤波器533中。基于数字低通滤波器533输出的信号由温度修正运算部535来运算修正值Y，修正从感测电路481输出的输出信号。在电源启动时，直到输出追随数字低通滤波器533的输入为止根据数字低通滤波器533的响应速度产生表示温度T的信号的波动。基于该波动的信号的修正值被加在感测电路481的输出信号上。因此，感测电路481输出的信号会随着数字低通滤波器533的响应速度发生变化。

在实施方式2的角速度传感器1004中，在电源启动时，以在通常状态之外另行设置的、具有通常时的10倍的采样频率的时钟来使数字低通滤波器533进行动作。因此，数字低通滤波器533的截止频率变为10倍，与其相应地响应速度得到提高。其结果，可有效地除去在通常时从温度传感器531输出的信号中产生的噪声信号，温度修正运算部535能够基于正确的温度来生成修正信号。在电源启动时，由于提高了数字低通滤波器533的响应速度从而与其相应地加快了正确的修正值的输出，能够缩短直至输出尚未施加正确的角速度时的信号为止的时间。

图16是提高数字低通滤波器533启动时的响应速度的温度修正运算部535的其他例的框图。图16所示的温度修正运算部535是一次IIR滤波器，具有由寄存器构成的延迟器540。在电源启动时，通常延迟器540被复位从而输出初始值。直到输出追随数字低通滤波器533的输入为止产生与数字低通滤波器533的响应速度相应的延迟。因此，在电源启动时通过一次路径R535B对最初的温度传感器531所输出的信号进行AD变换而得到值。然后，将得到的值输入至数字低通滤波器533的延迟器540，将其作为初始值。之后，通过路径R535A对温度传感器531输出的信号进行AD变换从而得到值。由此，能够使数字低通滤波器533的输出快速地收敛，能够获得同样的效果。

如上述，对于角速度传感器1004而言，即便来自温度传感器的输出信号的X轴截距发生变化，在修正后的输出信号中也不会产生偏移量，具有稳定的输出特性，特别在航空器、车辆等的移动体的姿势控制或导航系统等中是有用的。

(实施方式3)

图17A是本发明的实施方式3中的角速度传感器1005的电路图。

传感器元件630具有振动体631、驱动电极632、感测电极634、635。驱动电极632具有用于使振动体631振动的压电体。监视电极633具有根据振动体631的振动状态而产生电荷的压电体。感测电极634、635具有根据施加于传感器元件630的角速度而产生电荷的压电体。感测电极634、635产生彼此相反极性的电荷。

图17B表示角速度传感器1005的定时信号Φ601、Φ602的波形。定时信号Φ601、Φ602是彼此反相的信号，具有高电平和低电平的2个值。在期间P602中，定时信号Φ602为高电平，定时信号Φ601为低电平。在期间P601中，定时信号Φ602为低电平，且定时信号Φ601为高电平。定时信号Φ601、Φ602交替地连续规定期间P601、P602。

驱动器电路641由输入切换部642、数模(DA)变换部643、积分部644、比较部645、由数字滤波器组成的滤波器电路646、DA输出部652、自动增益控制(AGC)电路647及驱动器电路648构成。此外，输入切换部642与设置于振动体631的监视电极633连接，由按照定时信号Φ602进行动作的模拟开关来构成。DA切换部649按照定时信号Φ602来切换基准电压V650、V651选择性地进行输出。DA输出部652由电容器653、与电容器653的端653A连接的开关(SW)654、与电容器653的端653B连接的SW655构成。在电容器653的端653A中，输入由DA切换部649输出的基准电压。SW654、655按照定时信号Φ601进行动作，对电容器653的电荷进行放电。由DA切换部649和DA输出部652构成DA变换部643。DA变换部643在期间P601中对电容器653的电荷进行放电，在期间P602中输入输出与由DA切换部649输出的基准电压相应的电荷。SW656中被输入由输入切换部642输出的信号和由DA变换部643输出的信号，SW656在期间P602中进行输出。

积分部644中被输入由SW656输出的信号。积分部644由运算放大器657、在运算放大器657的输出端和反向输入端之间连接的电容器658构成。积分部644在期间P602中由电容器658对输入至积分部644的信号进行积分，输出积分信号。比较部645中输入由积分部644输出的积分信号。并且，比较部645由比较器659、D型触发器660构成。比较器659对积分部644输出的积分信号和规定值进行比较，输出1位数字信号。D型触发器660在期间P601开始时锁存由比较器659输出的1位数字信号，输出锁存信号。该锁存信号被输入至DA变换部643的DA切换部649中，以切换基准电压V650、V651。由输入切换部642、DA变换部643、积分部644及比较部645构成模数(AD)变换器661，该模数(AD)变换器661由∑A调制器构成。

滤波器电路646提取由AD变换器661输出的脉冲密度调制记号之中的振动体631的共振频率的信号分量，输出除去了噪声分量的多位信号。该多位信号被输入至AGC电路647，通过AGC电路647的半波整流滤波器电路变换为表示多位信号的振幅的振幅信号。在该振幅信号较大的情况下，AGC电路647使滤波器电路646输出的多位信号的振幅变小之后输入至驱动器电路648。另一方面，在该振幅较小的情况下，AGC电路647将多位信号增大其振幅之后输入至驱动器电路648。这样，AGC电路647按照振动体631以一定振幅进行振动的方式来调整多位信号。

驱动器电路648具有由数字值输出部662、加积分运算部663、值比较部665、值切换部666、触发器667构成的数字∑A调制器668。数字值输出部662保持着2个电平的数字值的常数值，选择性地进行输出。加积分运算部663对从AGC电路647输出的信号和由数字值输出部662输出的信号进行加法运算并积分。值比较部665对从加积分运算部663输出的信号和比较常数值664进行比较。值切换部666根据值比较部665的输出来切换由数字值输出部662输出的数字值。触发器667在规定的定时锁存由值比较部665输出的信号。由数字∑A调制器668将AGC电路647输出的多位信号调制成1位的脉冲密度调制信号进行输出。模拟滤波器669对该脉冲密度调制信号之中的、对于驱动传感器元件630而言有害的频率分量进行滤波，然后输出至传感器元件630。

定时控制电路671基于由滤波器电路646输出的多位信号，生成定时信号Φ601、Φ602输出至驱动器电路641，将定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606输出至感测电路681。

图18表示定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606的波形。定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606具有高电平和低电平的2个值。在期间P603中，定时信号Φ603为高电平，其他的定时信号Φ604、Φ605、Φ606为低电平。在期间P604中，定时信号Φ604为高电平，其他的定时信号Φ603、Φ605、Φ606为低电平。在期间P605中，定时信号Φ605为高电平，其他的定时信号Φ603、Φ604、Φ606为低电平。在期间P606中，定时信号Φ606为高电平，其他的定时信号Φ603、Φ604、Φ605为低电平。定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606将期间P603、P604、P605、P606按照该顺序连续地进行规定。

感测电路681由AD变换器682及运算部683构成，该AD变换器682由∑A调制器构成。输入切换部684由与传感器元件630的感测电极634连接按照定时信号Φ604进行动作的模拟开关(SW)685、与感测电极635连接按照定时信号Φ606进行动作的模拟开关686构成。输入切换部684将从感测电极634输入的信号在期间P604中进行输出，在期间P603、P605、P606中不进行输出。此外，输入切换部684将从感测电极635输入的信号在期间P606中进行输出，在期间P603、P604、P605中不进行输出。DA切换部687根据规定的信号切换基准电压V688、V689择一地进行输出。DA输出部690由电容器691、与电容器691的端691A连接的SW692、与电容器691的端691B连接的SW693构成。SW692、693按照定时信号Φ603、Φ605进行动作，在期间P603、P605中对电容器691的电荷进行放电。在电容器691的端691A输入由DA切换部687输出的信号。由DA切换部687和DA输出部690构成DA变换部694。DA变换部694在期间P603、P605中对电容器691的电荷进行放电，在期间P604、P606中输入输出与DA切换部687输出的基准电压相应的电荷。

SW695中输入由输入切换部684输出的信号和由DA变换部694输出的信号，在期间P604、P606进行输出。积分电路696中输入由SW695输出的信号。积分电路696由运算放大器697、在运算放大器697的输出端与反向输入端之间并联连接的电容器698、699、分别与电容器698、699串联连接的SW700、701构成。SW700按照定时信号Φ603、Φ604进行动作，在期间P603、P604中输入至积分电路696的信号被电容器698进行积分，并保持积分值。SW701按照定时信号Φ605、Φ606进行动作，在期间P605、P606中输入至积分电路696的信号被电容器699进行积分，并保持积分值。由SW695和积分电路696构成积分部702。

比较部703由比较器704、D型触发器705构成。比较器704对由积分部702输出的积分信号和规定值进行比较，作为比较结果输出1位数字信号。D型触发器705在期间P604、P606开始时锁存其1位数字信号，输出锁存信号。该锁存信号被输入至DA变换部694的DA切换部687，以切换基准电压V688、V689。由输入切换部684、DA变换部694、积分部702及比较部703构成AD变换器682。

AD变换器682通过上述结构对由传感器元件630的感测电极634、635输出的电荷进行∑A调制，变换为1位数字信号进行输出。

锁存电路706由D型触发器707、708构成，该D型触发器707、708锁存由AD变换器682的比较部703的比较器704输出的1位数字信号。D型触发器707按照定时信号Φ604进行动作，在期间P604开始时锁存1位数字信号。D型触发器708按照定时信号Φ606进行动作，在期间P606开始时锁存1位数字信号。差分运算部709通过置换处理实现1位差分运算，该1位差分运算中对D型触发器707、708分别锁存并输出的1位数字信号之差进行运算。即，在D型触发器707、708输出的锁存信号分别具有值“0”“0”的情况下，差分运算部709输出值“0”的1位差分信号。在D型触发器707、708输出的锁存信号分别具有值“0”“1”的情况下，差分运算部709输出值“-1”的1位差分信号。在D型触发器707、708输出的锁存信号分别具有值“1”“0”的情况下，差分运算部709输出值“1”的1位差分信号。在D型触发器707、708输出的锁存信号分别具有值“1”“1”的情况下，差分运算部709输出值“0”的1位差分信号。在修正运算部710中，通过置换处理实现由差分运算部709输出的1位差分信号和规定的修正值之间的修正运算。即，例如在规定的修正值为“5”的情况下，修正运算部710将具有值“0”“1”“-1”的1位差分信号分别置换为具有值“0”“5”“-5”的多位信号进行输出。滤波器电路711中输入由修正运算部710输出的数字差分信号，进行除去噪声分量的滤波处理。由锁存电路706、差分运算部709、修正运算部710及滤波器电路711构成运算部683。运算部683在期间P604、P606开始时锁存由D型触发器707、708输出的1位数字信号，进行差分运算、修正运算、滤波处理，输出多位信号。

定时控制电路671由PLL电路721、定时生成电路722、723、振幅判定电路724构成。

PLL电路721对由驱动器电路641的滤波器电路646输出的多位信号的频率进行倍频，在时间上进行积分以减少相位噪声，向定时生成电路722、723输出信号。相位监视部726中输入对滤波器电路646输出的多位信号进行波形整形而得到的矩形波信号和由分频器726A输出的信号。电压控制振荡器(VCO)729产生具有频率f729的振荡信号S729。定时生成电路722基于振荡信号S729生成定时信号Φ601、Φ602输出至驱动器电路641。分频器726A对振荡信号S729进行分频。在定时信号Φ602的定时中的、由AD变换器即驱动器电路641输出的值本身，成为与定时信号Φ602和正弦波信号的中央值即零点之间的相位偏差量相应的值。从相位监视部726输出的信号经由相位修正电路726B被输入至由环路滤波器构成的滤波器电路727，滤波器电路727减少所输入的信号的交流分量，将输入的信号变换为直流信号。由滤波器电路727输出的信号和定电压值被输入至定时切换部728。定时切换部728的一输入端如上述那样与滤波器电路727连接，并且另一输入端与定电压输出器728D电连接。

振幅判定电路724中输入从滤波器电路646输出的多位信号。振幅判定电路724监视从滤波器电路646输出的多位信号的振幅。在该振幅为目标振幅以上的情况下，定时切换部728选择由滤波器电路727输出的信号进行输出。另一方面，在从滤波器电路646输出的多位信号的振幅为目标振幅以下的情况下，定时切换部728选择定电压值进行输出。

定时切换部728输出的电压被输入至电压控制振荡器729。电压控制振荡器729是振荡出具有与输入的电压相应的频率的振荡信号S729的可变频率振荡器。由电压控制振荡器729输出的振荡信号S729被输入至分频器726A、定时生成电路722、723。由PLL电路721的相位监视部726输出的信号被输入至抖动消除值计算电路730中。由抖动消除值计算电路730输出的信号被输入至感测电路681的修正运算部710中。

定时生成电路722基于从PLL电路721输出的信号，生成定时信号Φ601、Φ602输出至驱动器电路641。定时生成电路723将监视信号的2周期间分割为期间P603、P604、P605、P606。定时生成电路723生成分别规定期间P603、P604、P605、P606的定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606，输出至感测电路681。定时生成电路722、723基于振荡信号S729生成定时信号Φ601、Φ602、Φ603、Φ604、Φ605、Φ606。定时生成电路722、723基于定时信号Φ601、Φ602、Φ603、Φ604、Φ605、Φ606使驱动器电路641和感测电路681进行动作。

以下说明实施方式3中的角速度传感器1005的动作。

当对传感器元件630的驱动电极632施加驱动信号时，振动体631进行共振，在监视电极633产生电荷。监视电极633中产生的电荷被输入至驱动器电路641中的AD变换器661，变换为脉冲密度调制信号。该脉冲密度调制信号输入至滤波器电路646，由滤波器电路646从脉冲密度调制信号中提取振动体631的共振频率的分量，输出除去了噪声分量之后的多位信号。

以下说明该情况下的AD变换器661的动作。AD变换器661按照分别规定与定时控制电路671输出的监视信号同步地交替反复的期间P601、P602的定时信号Φ601、Φ602进行动作。在期间P601中，从监视电极633输出的信号被进行∑Δ调制，变换为1位数字信号。

以下详细说明期间P601、P602中的角速度传感器1005的动作。

图19表示在监视电极633出现的信号C633和定时信号Φ601、Φ602。首先，在期间P601中，积分部644中的电容器658所保持的积分值被输入至比较部645的比较器659，比较器659输出1位数字信号。由比较器659输出的1位数字信号在期间P601开始时被D型触发器660锁存，该锁存的信号被输入至DA变换部643的DA切换部649中。此外，DA输出部652的SW654、655变为导通，从而电容器653中保持的电荷被放电。

接下来，在期间P602中，根据输入至DA切换部649的信号来切换基准电压V650、V651，择一地输入至电容器653。DA变换部643输出与输入的基准电压相应的电荷。此外，输入切换部642变为导通，输入由传感器元件630的监视电极633产生的电荷。进而，积分部644中的SW656变为导通，从输入切换部642和DA变换部643输出的电荷被输入至积分部644。由此，在期间P602中，在积分部644的电容器658中对图19所示的电荷Q633和由DA变换部643输出的电荷的总和进行积分并保持。

通过期间P601、P602中的以上动作，电荷量与从传感器元件630的监视电极633输出的振幅值相当的电荷被进行∑Δ调制，在定时信号Φ601的上升时也就是期间P601开始时作为1位数字信号进行输出。

通过以上的动作，从传感器元件630中的监视电极633输出的电荷量被AD变换器661进行∑Δ调制，作为1位数字信号在上述定时进行输出。

此外，由驱动器电路641中的滤波器电路646输出的图19所示的多位信号S646输入至AGC电路647的半波整流滤波器电路，由此被变换为表示多位信号S646的振幅的振幅信号。在该振幅较大的情况下，AGC电路647使滤波器电路646的输出多位信号S646衰减之后输入至驱动器电路648。另一方面，在该振幅较小的情况下，AGC电路647使滤波器电路646输出的多位信号S646放大之后输入至驱动器电路648。这样，AGC电路647按照振动体631以一定振幅进行振动的方式来调整多位信号的振幅。

数字值输出部662保持2个规定的常数值。值切换部666输出这2个常数值之中的其中一个值。在数字∑Δ调制器668的加积分运算部663中，对从AGC电路647输出的多位信号和由值切换部666输出的常数值进行相加之后积分，输出积分值。值比较部665对从加积分运算部663输出的积分值和比较常数值664进行比较，输出表示比较结果的信号。并且，该信号在规定的定时被触发器667锁存并输出。根据触发器667的输出切换由值切换部666输出的常数值。此时，在由加积分运算部663输出的值小于比较常数值664的情况下，值比较部665选择数字值输出部662输出的2值之中的较大的一个值进行输出。此外，在由加积分运算部663输出的值大于比较常数值664的情况下，值比较部665选择数字值输出部662输出的2值之中的较小的一个值进行输出。通过反复进行该动作，由AGC电路647输出的多位信号被调制成1位的脉冲密度调制信号，由触发器667输出。在此，在输入至数字∑Δ调制器668的信号例如为10位(＝±9位)的情况下，优选将比较常数值664规定为“0”，将数字值输出部662的2值设定为“511”“-511”以上。

此外，由于在∑Δ调制器668中进行过采样，在高频域中对其量化噪声进行噪声整形，因此AD变换器651输出的信号包含高频的噪声分量。但是，由于传感器元件630无法对这种的高频进行响应，因此传感器元件630的振动体631以进行过采样的规定的频率分量来振动，而不会以脉冲密度调制信号的采样频率进行振动。当传感器元件630的高频中的响应增益较高时，有时这种的高频的噪声会成为问题。模拟滤波器669减少数字∑Δ调制器668的输出信号之中的成为问题的频率分量。由此，能够以进一步的低噪声实现高精度的驱动器电路641。

在具有质量m的传感器元件630在图17A所示的驱动方向D631上以速度V进行弯曲振动的状态下，若传感器元件630围绕振动体631的长边方向的中心轴以角速度ω进行旋转，则在传感器元件630中产生以下所示的科里奥利力F。

F＝2×mV×ω

图20表示从传感器元件630的感测电极634输出的感测信号C634和无用信号U634、从感测电极635输出的感测信号C635和无用信号U635。因科里奥利力F在传感器元件630的感测电极634、635中产生电荷，从而产生感测信号C634、C635。由于感测信号C634、C635是因科里奥利力F而产生的，因此其相位相对于监视电极633中产生的信号超前90度偏移。如图20所示，感测信号C634、C635具有彼此反相的正弦波形，处于正极性信号和负极性信号的关系。

以下说明该情况下的AD变换器682的动作。定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606规定按照该顺序连续地依次反复的期间P603、P604、P605、P606。AD变换器682在期间P603、P604中对从传感器元件630中的感测电极634输出的感测信号C634进行∑Δ调制，变换为1位数字信号。此外，AD变换器682在期间P605、P606中对感测信号C635进行∑Δ调制，变换为1位数字信号。

以下，详细说明期间P603、P604、P605、P606中的AD变换器682的动作。

首先，在期间P603中，与积分部702中的电容器698连接的SW700变为导通，电容器698中保持的积分值被输入至比较部703中的比较器704，比较结果作为1位数字信号进行输出。此外，DA输出部690中的SW692、693变为导通，电容器691中保持的电荷被放电。

接下来，在期间P604中，由比较部703的比较器704输出的1位数字信号在期间P604开始时被D型触发器705锁存，该锁存的信号输入至DA变换部694的DA切换部687中。根据所输入的锁存信号来切换基准电压V688、V689输入至电容器691，输出与所输入的基准电压相应的电荷。在输入切换部684中SW685变为导通，输出由传感器元件630的感测电极634产生的电荷。进而，积分部702中的SW695变为导通，从输入切换部684和DA变换部694输出的电荷被输入至积分电路696。由此，在期间P604中，在积分电路696中的电容器698中，对图20所示的电荷量和由DA变换部694输出的电荷量的总和进行积分，并保持。

如上述，通过期间P603、P604中的以上动作，与从传感器元件630的感测电极634输出的振幅值的一半相当的电荷量被AD变换器682进行∑Δ调制。

同样，在紧接着期间P603、P604的期间P605、P606中，与从传感器元件630的感测电极635输出的振幅值的一半相当的电荷量被AD变换器682进行∑Δ调制。

与从感测电极634、635输出的电荷的振幅的一半相当的电荷量被一个AD变换器682进行∑Δ调制。进行了∑Δ调制的电荷量作为D型触发器707、708输出的一对的1位数字信号进行输出。

从传感器元件630的感测电极634、635输出的电荷不仅包含由于因角速度引起的科里奥利力而产生的、相位比监视电极633中产生的信号超前90度的感测信号，而且还包含与监视信号同相的无用信号。针对由于因角速度引起的科里奥利力F而产生的感测信号C634、C635，在期间P604、P606中由积分电路696对相当于振幅值的一半的电荷量进行积分。由感测电极634、635产生的无用信号U634、U635与监视信号同相，其相位相对感测信号C634、C635偏移了90度。与感测信号C634、C635同样地，当无用信号U634、U635在期间P604、P606中被积分时，由于从无用信号U634、U635的振幅的最大值至最小值为止的区间的电荷量被积分，因此被抵消从而成为“0”。也就是说，通过期间P604、P606中的积分部702的动作，无用信号U634、U635被消除，与感测信号C634、C645的振幅相应的电荷量被积分。即，针对感测信号C634、C635分别实施所谓的同步检波处理。由此，由AD变换器682进行了同步检波处理的信号被进行∑Δ调制，变换为1位数字信号进行输出。

通过以上的动作，能够对传感器元件630的感测信号C634、C635进行同步检波处理的同时进行∑Δ调制。因此，角速度传感器1005针对被同步检波之后的信号的数字值，不需要通常的IV变换电路、相位器、同步检波电路等的模拟电路。因此，角速度传感器1005与具备这些模拟电路的传感器相比，能够以非常小的电路规模也就是小型、且低成本来实现。

接下来，说明运算部683的动作。首先，由AD变换器682的比较部703中的比较器704输出的1位数字信号，在由定时信号Φ604规定的期间P604开始时被锁存电路706的D型触发器707锁存。此外，由AD变换器682的比较部703中的比较器704输出的1位数字信号，在由定时信号Φ606规定的期间P606开始时被锁存电路706的D型触发器708锁存。

与由传感器元件630中的一对感测电极634、635输出的信号的振幅值的一半相当的电荷量分别通过∑Δ调制被变换为数字值。如上述说明，被一对D型触发器707、708锁存的一对的1位数字信号是它们的数字值。接下来，由锁存电路706输出的一对的1位数字信号被输入至1位差分运算部709，计算该一对的1位数字信号的差值，输出1位差分信号。期间P603中的1位差分信号是在前一个同步的期间P604、P606中被锁存的1位数字信号之差。该1位差分信号表示由图20所示的一对感测电极634、635输出的信号的振幅值。通过以上的动作，利用同一个积分部702，对从传感器元件630中的一对感测电极634、635输出的正极性信号和负极性信号即一对的输入信号进行积分。因此，在角速度传感器1005中，与使用2个积分电路单独进行积分的传感器相比，由各自的积分电路的特性引起的对一对的输入信号的积分结果的相对误差的影响被大幅降低。与此相同，DA变换部694也可以采用针对一对的输入信号的信号处理使用同一个DA变换部的结构。此外，比较部703中也使用相同的基准电压和比较器对一对的积分值进行比较，由此比较器的特性或基准电压的波动对比较结果的相对误差的影响被大幅降低。在角速度传感器1005中，如上述那样使用1个积分电路696、1个DA变换部694、1个比较部703对一对的输入信号进行信号处理。因此，与使用多个积分电路、多个DA变换部、多个比较部进行信号处理的情况相比，多个电路部件之间的相对误差的影响被大幅降低。

再有，在比较部703的输出信号是由值“1”和值“0”构成的1位信号的情况下，表示一对的输入信号之差的1位差分运算预先被限定为4个组合。所谓的4个组合是指：输入至差分运算部709的一对的比较信号为值“0”“0”的组合、值“0”“1”的组合、值“1”“0”的组合、值“1”“1”的组合。各个组合的差预先决定为值“0”“-1”“1”“0”。因此，角速度传感器1005能够以非常简单的电路结构，进行可获得实施与输入信号相应的减法运算处理的结果的1位数字运算。这样，在使进行了减法运算处理的一对的输入信号形成1个差分信号之后，通过由数字滤波器构成的滤波器电路711进行低通处理或抽取处理等的信号处理。例如，能够在通过对一对的输入信号分别进行处理的数字滤波器电路使其形成多位之后，利用可进行多位的加减法运算的运算器来进行差分运算处理。与该情况相比，角速度传感器1005包括差分运算部709、由数字滤波器构成的滤波器电路711等的运算电路。这些的运算电路能够以非常小的电路规模也就是小型、且低成本来构成，并且能够实现高精度的信号处理。

接下来，由1位差分运算部709输出的1位差分信号输入至修正运算部710，通过置换处理进行该1位差分信号和规定的修正值之间的修正运算。1位差分信号的值被限定为值“0”“1”“-1”的3个值。在该修正运算中，利用该值通过进行置换处理实现乘法运算，从而能够进行信号的修正。例如在规定的修正值为“5”的情况下，将输入至修正运算部的1位差分信号的值“0”“1”“-1”分别置换处理为值“0”“5”“-5”从而实现乘法运算。

并且，由滤波器电路646输出的多位信号输入至定时控制电路671中的振幅判定电路724，作为进行了波形整形之后的矩形波信号输入至相位监视部726。振幅判定电路724监视从滤波器电路646输出的多位信号的振幅。在该振幅为目标振幅的50％以上的情况下，定时切换部728选择由环路滤波器构成的滤波器电路727输出的信号，输出至电压控制振荡器729。此时，PLL电路721成为闭环，将振动体631的驱动频率的监视信号作为输入信号进行倍频，输出在时间上对相位噪声进行积分使其减少之后的信号。因此，与传感器元件630的固有驱动频率同步的信号被输入至定时生成电路722、723。

另一方面，在从滤波器电路646输出的多位信号的振幅为目标振幅的50％以下的情况下，定时切换部728按照选择定电压值输出至电压控制振荡器729的方式进行切换。由此，电压控制振荡器729输出与定电压值相应的固定频率的振荡信号S729，振荡信号S729被输入至定时生成电路722、723。

接下来，说明PLL电路721的动作。

当对AD变换器661输入正弦波的模拟信号时，按照定时信号Φ601的定时进行采样，从而变换为与输入的模拟信号的大小相应的数字值，该数字值输入至相位监视部726。例如，正弦波信号的中央值被变换为该数字信号的值“0”，正弦波信号被变换为正负的数字信号。相位监视部726输出按照定时信号Φ602的定时输入的数字值。该数字值输入至相位修正电路726B，在被修正为规定值之后，输入至DA变换器725。DA变换器725将输入的数字值变换为模拟值进行输出。该模拟信号通过由环路滤波器构成的滤波器电路727输入至电压控制振荡器729中。电压控制振荡器729输出与输入的模拟信号相应的频率的振荡信号S729，振荡信号S729作为AD变换器661的定时信号被反馈。定时信号Φ602的定时中的AD变换器661输出的值本身，成为与定时信号Φ602和正弦波信号的中央值即零点之间的相位偏差量相应的值。即，由AD变换器661输出的值与从一般的PLL电路中的相位比较器输出的值相同。

图21表示相位监视部726中输入的模拟信号S726和由DA变换器725输出的模拟信号S725。如图21所示，在由相位监视部726输出的数字值为负的情况下，DA变换器725输出在由电压控制振荡器729输出的频率减少的方向上的模拟信号。另一方面，在相位监视部726输出的数字值为正的情况下，DA变换器725输出在电压控制振荡器729输出的频率增加的方向上的模拟信号。这样，作为PLL电路的环路，按照由DA变换器725输出的模拟信号为一定的方式，也就是按照定时信号Φ602的定时中的数字值为值“0”的方式来实施环路控制。由此，因为AD变换器661的采样定时与通过所输入的模拟信号的中央值的定时同步，所以能够正确地与模拟信号的中央值即零点同步。

此外，相位监视部726监视所输入的数字值是否超过规定的上限值U726或者低于规定的下限值L726。相位监视部726根据由定时信号Φ602输入的定时来改变输出的值。

图22表示PLL电路721的动作。具体而言，将从输入定时信号Φ602起、也就是从期间P602开始起直至所输入的数字值变得低于规定的上限值U726，接着变得低于规定的下限值L726，进而超过下限值L726为止的期间规定为相位1。并且，将从相位1的结束起直至所输入的数字值超过规定的上限值U726为止规定为相位2。将从相位2结束起直至接下来模拟信号S726变得低于上限值U726为止规定为相位3。相位监视部726如图22所示那样，在以相位1输入定时信号Φ602的情况下，输出规定的下限值L726的信号。此外，以相位2输入了定时信号Φ602的情况下，相位监视部726输出在定时信号Φ602的定时输入的数字值。此外，在以相位3输入了定时信号Φ602的情况下，相位监视部726输出规定的上限值U726的信号。并且，DA变换器725中输入由相位监视部726输出的数字值。DA变换器725输出大小与该数字值相应的模拟信号。该模拟信号输入由环路滤波器构成的滤波器电路727，由滤波器电路727进行滤波。被滤波之后的模拟信号输入至电压控制振荡器729。这样一来，由电压控制振荡器729输出具有根据滤波之后的模拟信号而决定的频率的振荡信号S729。相位监视部726通过设定上述这种的相位判定及输出信号的上限值U726和下限值L726，从而一定范围内的模拟信号输入至电压控制振荡器729。其结果，电压控制振荡器729输出的信号的频率受到限制。由此，在PLL电路721整体的动作中，能够防止以输入的模拟信号的频率和分频器中的分频值相乘之后的频率以外的频率进行锁存的、所谓的倍频率锁存等的误动作，从而能够使PLL电路以规定的频率进行锁存(lock)。

此外，在输入由相位监视部726输出的信号的相位修正电路726B中，通过使输入的相位比较值增减规定值之后进行输出，由此能够与数字值的分辨率相应地对锁存的相位进行微调整。例如，在相位修正电路726B中，若加上正的值进行输出，则电压控制振荡器729与不相加的情况相比输出按所加的部分程度增加之后的频率，作为其结果在使相位提前的点进行锁存。

相位修正电路726B能够以振荡信号S729的时钟分辨率为单位，来调整基于振荡信号S729所生成的定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606的相位。调整了该相位之后的定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606提供给感测电路681来使用。

进而，在AD变换器661中，通过AD变换或者运算等产生了规定的时钟数的延迟进行输出的情况下，在偏移了该延迟部分之后的相位进行锁存。相位监视部726输出从定时信号Φ602的定时偏移了延迟部分的时钟数之后的定时处的值。通过该结构，定时信号Φ602能够与通过所输入的模拟信号的中央值的定时同步。由此，能够使定时信号Φ602正确地与模拟信号的中央值即零点同步。

期间P601、P602是驱动器电路641中的输入切换部642、DA切换部649、SW654、655、656及D型触发器660的切换定时。定时信号Φ601、Φ602分别规定期间P601、P602。定时生成电路722基于由PLL电路721输出的信号，生成定时信号Φ601、Φ602进行输出。期间P603、P604、P605、P606成为感测电路681中的输入切换部684、DA切换部687、SW692、693、695、700、701及D型触发器705的切换定时。定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606分别规定期间P603、P604、P605、P606。定时生成电路723生成定时信号Φ603、Φ604、Φ605、Φ606进行输出。

在此，说明在从定时控制电路671输出的定时信号中产生了相位偏差ΦPH时的角速度传感器1005的动作。

相位偏差ΦPH相当于由相位监视部726输出的数字值，被实时地检测。并且，为了求出无用信号Q的影响，首先在不对角速度传感器施加角速度的状态下，求出检波的定时中没有相位偏差ΦPH时的差分运算部709的0点输出X601。接下来，求出使检波相位偏移了任意的固定相位时的差分运算部709的0点输出X602，计算这两个输出的差分(X602-X601)。此时，如果不存在无用信号Q，则0点输出X601、X602相同，差分(X602-X601)为零。

在存在无用信号Q的情况下，因具有大小为SQ的无用信号Q的检波遗漏，产生相位偏差(ΦPH×SQ)，与此相应地在传感器输出中发生偏离，该值作为差分(X602-X601)进行计算。

由于差分(X602-X601)的值在相位偏差ΦPH固定时是与无用信号Q的大小SQ成比例的值，因此能够求出无用信号Q的大小SQ。并且，通过以下的方法来消除因相位偏差ΦPH及无用信号Q而产生的相位偏差(ΦPH×SQ)的抖动噪声。例如假设：在无用信号Q具有固定的大小SQ时，在使相位监视部726输出的相位偏差ΦPH有意地产生了10LSB的情况下的0点输出值的差分(X602-X601)为1000LSB。这意味着基于每1LSB的相位偏差ΦPH从而0点输出值会发生100LSB。抖动消除值计算电路730具有存储抖动消除系数C730的ROM等的存储器。在上述的例子中，抖动消除值计算电路730存储抖动消除系数C730的值100。抖动消除值计算电路730通过使抖动消除系数C730与实时检测的相位偏差ΦPH的值相乘，从而通过以下的式子计算相当于抖动噪声的修正值CA。

CA＝C730×ΦPH＝100×ΦPH

将计算出的修正值CA输入至感测电路681的修正运算部710，实时地对从感测电路681的差分运算部709输出的信号加上修正值CA来进行修正，由此能够得到修正了抖动噪声之后的正确的信号。

也就是说，在角速度传感器1005中，根据没有附加角速度的状态下使检波相位偏移了任意的固定相位时的输出值、和没有检波相位偏移的时的传感器输出值之差，来计算抖动消除系数。在数字电路中，由于使PLL电路的相位偏移是较为容易的，因此能够容易且正确地计算抖动消除值。

再有，由抖动消除值计算电路730计算出的修正值被送往在感测电路681的差分运算部709的后级设置的修正运算部710。因此，能够实时地计算基于相位偏差ΦPH的抖动消除值，从而修正由角速度传感器1005输出的信号的偏离。

如上述，角速度传感器1005即便因定时信号的抖动而发生检波的相位偏差也不会使输出信号波动、具有稳定的输出特性。

(产业上的可利用性)

本发明所涉及的角速度传感器具有稳定的输出特性，特别在航空器、车辆等的移动体的姿势控制或导航系统等中是有用的。

符号说明：

230传感器元件

232驱动电极

233监视电极

234感测电极

241驱动器电路

246滤波器电路

247AGC电路

248驱动电路

261AD变换器

281感测电路

321PLL电路

324振幅判定电路

326相位监视部

328定时切换部

329电压控制振荡器

334定电压输出器

430传感器元件

432驱动电极

433监视电极

434感测电极

441驱动器电路

481感测电路

531温度传感器

533数字低通滤波器

534存储器

536温度修正电路

630传感器元件

632驱动电极

633监视电极

634感测电极

641驱动器电路(drive circuit)

647AGC电路

681感测电路

710修正运算部

721PLL电路

726相位监视部

729电压控制振荡器

730抖动消除值计算电路

Claims (11)

1.一种角速度传感器，其具备：

振动体；

感测电极，其设置于所述振动体，根据施加于所述振动体的角速度而产生信号；

驱动电极，其设置于所述振动体，被输入使所述振动体振动的驱动信号；

监视电极，其设置于所述振动体，产生与所述振动体的振动相应的信号；

PLL电路，其包括产生定电压的定电压输出器、切换与所述监视信号相应的电压和所述定电压从而择一地输出电压的定时切换部、以及输出具有与从所述定时切换部输出的所述电压相应的频率的振荡信号的电压控制振荡器；

驱动器电路，其基于所述电压控制振荡器输出的所述振荡信号将所述驱动信号输入至所述驱动电极，使得所述振动体以规定的振幅进行振动；

感测电路，其基于从所述感测电极输出的所述信号，输出表示所述角速度的信号；和

振幅判定电路，其根据从所述驱动器电路输出的信号测量所述振动体的振动的振幅，

在由所述振幅判定电路测量出的所述振幅为规定值以下的情况下，所述定时切换部将所述定电压输出器输出的所述定电压输出至所述电压控制振荡器，并且输出启动模式信号。

2.根据权利要求1所述的角速度传感器，其中，

所述PLL电路还包括相位监视部，该相位监视部检测基于所述振荡信号的信号相位与基于从所述监视电极输出的信号的信号相位之间的相位偏移量，

在所述相位偏移量为规定的阈值范围外的情况下，所述定时切换部输出相位调整模式信号。

3.根据权利要求1所述的角速度传感器，其中，

所述启动模式信号是使从所述感测电路输出的所述信号产生冗余之后输出的。

4.一种角速度传感器，其具备：

振动体；

感测电极，其设置于所述振动体，根据施加于所述振动体的角速度而产生信号；

驱动电极，其设置于所述振动体，被输入使所述振动体振动的驱动信号；

驱动器电路，其对所述驱动电极施加所述驱动信号；

感测电路，其基于从所述感测电极输出的信号，输出表示所述角速度的信号；

温度传感器，其输出与周围的温度相应的信号；和

温度修正电路，其基于从所述温度传感器输出的所述信号，修正来自所述感测电路的信号，

所述温度修正电路具有：

温度修正运算部，其对温度传感器输出的所述信号进行偏移量调整；

存储器，其保存修正值；和

修正运算部，其从所述存储器读出所保存的修正值，针对进行了所述偏移量调整的所述信号，修正所述感测电路输出的所述信号的因温度变化引起的波动。

5.根据权利要求4所述的角速度传感器，其中，

所述温度修正电路根据基于进行了所述偏移量调整的信号的温度T、以及从所述存储器读出的常数A、B，通过以下的式子来求出所述修正值Y，

Y＝(A×T+B)×T。

6.根据权利要求4所述的角速度传感器，其中，

所述角速度传感器还具备低通滤波器，该低通滤波器除去所述温度传感器输出的信号噪声分量，

在启动时提高所述低通滤波器的响应速度。

7.一种角速度传感器，其具备：

振动体；

感测电极，其设置于所述振动体，根据施加于所述振动体的角速度而产生信号；

驱动电极，其设置于所述振动体，被输入使所述振动体振动的驱动信号；

驱动器电路，其具有对从所述监视电极输出的信号进行模数变换的AD变换器、基于从所述AD变换器输出的信号来设定所述驱动信号的AGC电路、基于从所述AGC电路输出的信号向所述驱动电极施加电压的驱动部；

PLL电路，其基于从所述驱动器电路的所述AD变换器输出的信号来锁存相位，并对频率进行倍频；

定时控制电路，其基于所述PLL电路输出的信号来生成定时信号；

感测电路，其利用所述定时信号，基于从所述感测电极输出的信号来输出表示所述角速度的信号；

相位监视部，其监视从所述驱动器电路的所述AD变换器输出的信号的相位，输出表示所述相位的信号；和

抖动消除值计算电路，其基于所述相位监视部输出的所述信号，计算因所述定时信号的相位波动而产生的所述感测电路输出的信号的修正值，并送至所述感测电路。

8.根据权利要求7所述的角速度传感器，其中，

所述PLL电路具有：

DA变换器，其被输入所述相位监视部输出的所述信号；

滤波器电路，其被输入从所述DA变换器输出的信号；

电压控制振荡器，其生成与所述滤波器电路输出的信号相应的频率的振荡信号；

分频电路，其对所述振荡信号进行分频；和

定时生成电路，其基于所述振荡信号生成所述定时信号，基于所述定时信号使所述驱动器电路和所述感测电路进行动作。

9.根据权利要求7所述的角速度传感器，其中，

所述PLL电路具有：

相位修正电路，其对所述相位监视部的输出的所述信号加上或减去规定值来改变相位；

DA变换器，其被输入所述相位修正电路输出的信号；

滤波器电路，其被输入从所述DA变换器输出的信号；

电压控制振荡器，其生成具有与所述滤波器电路输出的信号相应的频率的振荡信号；

分频电路，其对所述振荡信号进行分频；和

定时生成电路，其基于所述振荡信号生成所述定时信号，基于所述定时信号使所述驱动器电路和所述感测电路进行动作。

10.根据权利要求7所述的角速度传感器，其中，

能够以所述PLL电路输出的信号的时钟分辨率为单位来调整所述定时信号的相位，

调整了相位之后的定时信号被提供给所述感测电路。

11.根据权利要求7所述的角速度传感器，其中，

所述抖动消除值计算电路通过使所述相位监视部输出的所述信号中示出的所述相位与规定值相乘，来计算所述修正值。

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