KR101803990B1 - 시그마-델타 변조에 의해 미소-기계 회전 레이트 센서의 쿼드러쳐 및 공진 주파수의 디커플링된 제어를 위한 방법 - Google Patents

시그마-델타 변조에 의해 미소-기계 회전 레이트 센서의 쿼드러쳐 및 공진 주파수의 디커플링된 제어를 위한 방법 Download PDF

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미하엘 마우러
이아노스 마놀리
토마스 노르테만
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콘티넨탈 테베스 아게 운트 코. 오하게
알베르트-루드빅스-유니베르지텟 푸라이부르그
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Abstract

미소-기계적 회전 레이트 센서 (micro-mechanical rotation rate sensor) 의 정밀 측정 동작을 위한 방법으로서, 상기 회전 레이트 센서는, 적어도 하나의 진동성 질량체 (seismic mass), 일차 모드 (q1) 에서 상기 진동성 질량체를 구동하기 위한 적어도 하나의 구동 디바이스, 및 상기 진동성 질량체와 직접적으로 또는 간접적으로 공동으로 연관된 적어도 세 개의 트리밍 전극 요소들 (1) 을 포함한다. 전기적 트리밍 전압 (u1, u2, u3, u4) 은 상기 트리밍 전극 요소들 (1) 의 각각과 상기 진동성 질량체 사이에 인가된다. 전기적 트리밍 전압들 (u1, u2, u3, u4) 의 각각은 공진 주파수 조작 변수 (
Figure 112012084591071-pct00149
,
Figure 112012084591071-pct00150
), 쿼드러쳐 조작 변수 (
Figure 112012084591071-pct00151
,
Figure 112012084591071-pct00152
) 및 재설정 변수 (
Figure 112012084591071-pct00153
) 의 함수로서 설정된다.

Description

시그마-델타 변조에 의해 미소-기계 회전 레이트 센서의 쿼드러쳐 및 공진 주파수의 디커플링된 제어를 위한 방법 {METHOD FOR THE DECOUPLED CONTROL OF THE QUADRATURE AND THE RESONANCE FREQUENCY OF A MICRO-MECHANICAL ROTATION RATE SENSOR BY MEANS OF SIGMA-DELTA-MODULATION}
본 발명은 청구항 제 1 항의 전제부에 따르는 방법 및 제 1 진동성 질량체와 공동으로 연관되는 적어도 세 개의 트리밍 전극 요소들을 가지는 미소-기계적 회전 레이트 센서에 관한 것이다.
회전 레이트 센서들 내의 진동성 질량체들을 특정 범위까지 부유시키기 위한 미소-기계적 스프링들은, 상대적으로 작은 제조 부정확성에 기인하여 구동 모드 또는 일차 모드에서 판독 (reading-out) 방향으로의 편향 (deflection) 을 이미 야기하며, 이것이, 특히 회전 레이트가 존재하지 않는 개별 구조들의 소망되지 않은 에지 각도들을 야기한다는 것이 공지되어 있다. 그 결과로서, 회전 레이트 신호 성분들로서 원치 않게 평가될 수 있고 따라서 회전 레이트 신호를 왜곡하거나 또는 회전 레이트 신호에 대한 측정 에러를 야기할 수 있는 간섭 신호들이 생성된다.
스프링들의 이러한 소망되지 않은 에지 각도들 또는 틸팅은 공정에서 유도된 것이며 제한된 정도까지만 회피될 수 있다. 검출된 회전 레이트에 기인하여 발생하는 것이 아니라 오히려 구동 방향에서의 진동성 질량체 및 이들의 스프링들의 편향의 함수로서의 판독 방향으로의 결함있는 편향들에 기인하여 발생하는 전술된 간섭 신호들은 쿼드러쳐 (quadrature) 또는 쿼드러쳐 신호들이라고도 불린다.
문서 WO 03/010492 A1 은 하나의 진동성 질량체와 연관되는 두 개의 트리밍 전극 배열물들을 포함하는 회전 레이트 센서 내에서 쿼드러쳐 신호들을 억제하기 위한 방법을 제안하는데, 이 방법에서 회전 레이트 센서의 쿼드러쳐는 트리밍 전극들에 인가되는 전압을 이용하여 억제된다. 그러나, 이러한 쿼드러쳐 억제는 바람직하지 않게 회전 레이트 센서의 판독 모드의 공진 주파수에 영향을 미칠 수 있으며, 그 결과로서 공진 주파수들 간의 차동 주파수 (differential frequency) 가 회전 레이트 센서의 구동 모드 또는 일차 모드 및 판독 모드 또는 이차 모드에 대하여 역시 변경된다. 이것은 더 바람직하지 않은데, 그 이유는 트리밍 전극들에 인가되는 전압이 판독 모드의 공진 주파수의 천이 (shifting) 시 이차식으로 (quadratically) 포함되기 때문이다.
웨이퍼의 회전 레이트 센서들의 쿼드러쳐의 실시형태는 공정 변동들에 기인하여 상대적으로 높은 수준으로 변화하며, 웨이퍼의 회전 레이트 센서별로 상대적으로 높은 수준으로까지 상이한 것이 통상적이다.
더욱이, 적어도 하나의 트리밍 전극 요소 또는 트리밍 전극을 이용함으로써 판독 모드 또는 이차 모드에 대하여 회전 레이트 센서의 진동성 질량체/질량체들의 편향을 재설정하는 것이 공지되어 있다. 그러나, 이것도 역시 일반적으로는 이차 오실레이터의 공진 주파수에 영향을 미치며, 또한 가능한 쿼드러쳐 억제에 영향을 미친다.
본 발명은, 검출된 회전 레이트에 기반한 이차 모드의 편향의 재설정, 쿼드러쳐 억제 및 이차 오실레이터의 공진 주파수 설정이 공동으로 수행될 수 있으며, 특히 이러한 세 가지 영향들이 적어도 부분적으로 서로 독립적으로 구현 또는 설정될 수 있도록 하는 방식으로 수행될 수 있는, 회전 레이트 센서의 동작 측정을 위한 방법 및 대응하는 회전 레이트 센서를 제안하는 목적을 가진다.
이러한 목적은 본 발명에 따라서 청구항 1 항에서 청구된 바와 같은 방법 및 청구항 15 항에서 청구된 바와 같은 미소-기계적 회전 레이트 센서를 이용함으로써 달성된다.
이러한 방법 및 회전 레이트 센서는, 공진 주파수의 설정 동작이, 검출된 회전 레이트에 기반한 진동성 질량체의 편향의 재설정 및 쿼드러쳐 억제로부터 독립적으로 구현될 수 있는 방식으로, 그리고 특히, 검출된 회전 레이트 또는 이차 모드의 범위 내에서 적어도 하나의 진동성 질량체의 전체 편향, 및 쿼드러쳐 억제에 기반하여 편향을 재설정하는 것을 서로로부터 독립적으로 설정하는 것도 가능하게 하는 방식으로 구현 또는 설계되는 것이 바람직하다.
쿼드러쳐 조작 변수 (quadrature manipulated variable) 는 쿼드러쳐에 기인한 이차 모드의 편향 또는 오실레이션을 억제하기 위한 정적 조작 변수로서 정의되는 것이 바람직하다. 그 결과로서, 특히, 회전 레이트 센서의 출력 신호의 성분에 대하여 근본적으로 90 도 또는 270 도까지 위상-천이되는, 회전 레이트 센서의 소망되지 않는 쿼드러쳐 신호 또는 출력 신호의 쿼드러쳐 신호 성분이 억제된다.
재설정 조작 변수는 그 진폭이 제 1 제어기 유닛의 출력에 의하여 결정되는 고조파 오실레이션 신호이며, 여기서 이러한 진폭 값은 일차 모드 또는 구동 모드와 동일한 주파수를 가지는 고조파 오실레이션 신호에 의하여 승산되는 것이 편의적이다.
공진 주파수 조작 변수 (resonance frequency manipulated variable) 는, 그와 함께 판독 모드의 공진 주파수 및 구동 모드의 공진 주파수 간의 주파수 차분이 실질적으로 정의된 소정 값을 가지거나 또는 정의된 값으로 조절되거나 또는 대안적으로는 바람직하게 본질적으로 0 이거나 또는 0 으로 조절되는, 정적 변수 (static variable) 로서 정의되는 것이 바람직하다.
구동 모드 또는 일차 모드는, 회전 레이트 센서의 자연 모드 (natural mode) 인 것으로 이해되며, 바람직하게는 자연 오실레이션 (natural oscillation) 으로서, 특히 바람직하게는 회전 레이트 센서의 진동성 질량체가 특히 연속적으로 오실레이션되는 적어도 하나의 진동성 질량체의 공진 주파수에서의 오실레이션인 것으로 이해되는 것이 바람직하다. 특별히 바람직하게는, 회전 레이트 센서는 구동 모드의 진행 도중에, 서로 커플링되며 반대 위상에서 오실레이션되거나 또는 서로에 대해 반대 지향성을 가지고 동일한 방향으로 각각 편향되는 적어도 두 개의 진동성 질량체들을 가진다.
판독 모드 또는 이차 모드는, 회전 레이트 및 코리올리 힘 (Coriolis force) 의 연관된 효과에 기인하여 바람직하게 설정되는 자연 모드인 것으로 이해되는 것이 바람직하다.
회전 레이트 센서는 진동성 질량체와 직접적으로 또는 간접적으로 공동으로 연관되는 적어도 네 개의 트리밍 전극 요소들을 가지는데, 여기서 제 1 전기적 트리밍 전압이 제 1 트리밍 전극 요소 및 상기 진동성 질량체 사이에 인가되고, 제 2 전기적 트리밍 전압이 제 2 트리밍 전극 요소 및 상기 진동성 질량체 사이에 인가되며, 제 3 전기적 트리밍 전압이 제 3 트리밍 전극 요소 및 상기 진동성 질량체 사이에 인가되고, 제 4 전기적 트리밍 전압이 제 4 트리밍 전극 요소 및 상기 진동성 질량체 사이에 인가되며, 여기서 제 1 트리밍 전압 (u1), 제 2 트리밍 전압 (u2), 제 3 트리밍 전압 (u3), 제 4 트리밍 전압 (u4) 은 각각 공진 주파수 조작 변수 (
Figure 112012084591071-pct00001
), 쿼드러쳐 조작 변수 (
Figure 112012084591071-pct00002
) 및 재설정 변수 (
Figure 112012084591071-pct00003
) 의 다음과 같은 의존성을 실질적으로 가지도록 설정되는 것이 바람직하다
Figure 112012084591071-pct00004
Figure 112012084591071-pct00005
.
또는, 재설정 변수는
Figure 112012084591071-pct00006
인 것으로도 이해되고, 및/또는 공진 주파수 조작 변수는
Figure 112012084591071-pct00007
인 것으로 이해되며, 및/또는 쿼드러쳐 조작 변수는
Figure 112012084591071-pct00008
인 것으로 이해되는 것이 바람직하다.
트리밍 전극 요소들은 각각, 커패시턴스 (C1, C2, C3 및 C4) 가 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 트리밍 전극 요소 및 연관되는 진동성 질량체의 개별적으로 연관되는 질량체 전극 요소 (mass electrode element) 사이에 형성되고, 연관되는 트리밍 전압이 상기 트리밍 전극 요소 및 상기 질량체 전극 요소 사이에 다음과 같이 인가되도록 하는 방식으로 구현 및 배치되는 것이 바람직한데:
Figure 112012084591071-pct00009
및
Figure 112012084591071-pct00010
여기서, i 는 각각의 경우에 전극 요소들의 넘버링과 관련되는 인덱스이고, gi 는 비-편향 상태 (non-deflected mode) 에서 상기 트리밍 전극 요소 및 상기 연관되는 질량체 전극 요소 간의 간극에 걸친 거리이며, Ai 는 비-편향 상태에서 상기 트리밍 전극 요소 및 상기 연관되는 질량체 전극 요소 간의 중첩 면적이고, 곱셈인 ± ri 곱하기 ti 곱하기 q1 은 상기 일차 모드 (q1) 의 편향의 함수로서의 중첩 면적 내의 변화인데, 여기서 ti 는 상기 트리밍 전극 요소 및 상기 연관된 질량체 전극 요소 간의 중첩 깊이이고, ri 는 상기 일차 모드 (q1) 의 편향에 관련되는 제 1 의 포지티브 기하 상수 (geometric constant) 이며, 곱셈인 ± si 곱하기 q2 는 이차 모드 (q2) 의 편향의 함수로서의 상기 트리밍 전극 요소 및 상기 연관되는 질량체 전극 요소 간의 간극에 걸친 거리의 변화인데, 여기서 si 는 상기 이차 모드 (q2) 의 편향에 관련되는 제 2 의 포지티브 기하 상수이다.
트리밍 전극 요소들은 카테시안 좌표계의 x-y 평면에 실질적으로 평행하도록 배치되는 평면 커패시터 판들로서 구현되는 것이 바람직하다. 이러한 콘텍스트에서, 곱셈인 ± ri * q1 에 의하여 정의되는 질량체 전극 요소들의 편향은, 특히 트리밍 전극 요소들에 대하여 x 방향에서 발생한다. 여기서 트리밍 전극 요소들의 중첩 깊이 ti 는 y 방향으로 지향된다. 트리밍 전극 요소들에 대한 z 방향에서의 질량체 전극 요소들의 편향은 특히 z 방향으로 지향되는 것이 바람직하다.
Ai, ri, ti, gi 및 si 는 모든 트리밍 전극 요소/질량체 전극 요소 쌍들에서 실질적으로 동일한 크기일 것이 바람직한데, 다시 말하자면 A1 = A2 = A3 = A4 이고, 이에 따라서 ri, ti, gi 및 si 의 i-번째 값들에 대해서 개별적으로 동일한 값들이 존재한다.
회전 레이트 센서는, 먼저, 제어 에러 변수가 제어 기준 변수의 사전 정의와 함께 제어 변수로부터 형성되는 제어 배열물을 포함하는 것이 바람직하며, 제어 변수는 자신의 이차 모드의 방향으로의 진동성 질량체의 검출된 편향을 나타내고, 제어 기준 변수는 일차 모드의 주파수 ω1 로 변조된 주파수 ωs 를 갖거나 제어 기준 변수 상에 중첩되는 고조파 주파수 식별 신호 yD 이며, 그 후, 이 방식으로 형성된 제어 에러 변수는 적어도 재설정 변수가 생성되는 제 1 제어기 유닛에 공급된다. 구체적으로, 재설정 변수는 그 후에 제 1 복조기 유닛에서 서로에 대해 90 도까지 위상-천이되는 2 개의 고조파 신호들로 복조되고, 그 결과로서, 쿼드러쳐 변수 및 회전 레이트 변수가 획득되며, 그 후, 쿼드러쳐 제어 에러 변수가, 특히 값 "0"을 갖는, 쿼드러쳐 기준 변수의 함수로서 쿼드러쳐 변수로부터 생성되고, 쿼드러체 제어 에러 변수는 쿼드러쳐 조작 변수를 출력 측에서 이용가능하게 하는 쿼드러쳐 제어기 유닛에 공급되며, 회전 레이트 변수 또는 쿼드러쳐 변수는 주파수 ωs 를 갖는 제 2 복조기 유닛에서 복조되고, 그 결과로서, 주파수 변수가 획득되며, 그 후, 주파수 제어 에러 변수가, 특히 값 "0"을 갖는 주파수 기준 변수의 함수로서 주파수 변수로부터 생성되고, 주파수 제어 에러 변수는 공진 주파수 조작 변수
Figure 112012084591071-pct00011
를 출력 측에서 이용가능하게 하는 주파수 제어기 유닛에 공급된다.
회전 레이트 센서는, 우선, 제어 에러 변수가 제어 기준 변수의 사전 정의와 함께 제어 변수로부터 형성되는 제어 배열물을 포함하고, 제어 변수는 그의 이차 모드의 방향으로의 진동상 질량체의 검출된 편향을 나타내며, 제어 기준 변수는 일차 모드의 주파수 ω1 로 변조된 주파수 ωS 를 갖거나 또는 제어 기준 변수 상에 중첩되는 고조파 주파수 식별 신호 yD 이고, 그 후 이 방식으로 형성된 제어 에러 변수는 제 1 제어기 유닛으로 공급되고, 제 1 제어기 유닛의 출력 신호는 그 후에 제 1 복조기 유닛에서 서로에 대해 90 도까지 위상-천이된 2 개의 고조파 신호들로 복조되며, 그 결과로서, 쿼드러쳐 변수 및 회전 레이트 변수가 획득되고, 그 후, 쿼드러쳐 제어 에러 변수가, 특히 값 "0"을 갖는 쿼드러쳐 기준 변수의 함수로서 쿼드러쳐 변수로부터 생성되고 쿼드러쳐 제어 에러 변수는 쿼드러쳐 조작 변수를 출력 측에서 이용가능하게 하는 쿼드러쳐 제어기 유닛에 공급되고, 회전 레이트 변수 또는 쿼드러쳐 변수는 주파수 (ωs) 를 이용하여 제 2 복조기 유닛에서 복조되고, 그 결과로서, 주파수 변수가 획득되고, 주파수 제어 에러 변수가, 특히 값 "0" 을 갖는 주파수 기준 변수의 함수로서 주파수 변수로부터 생성되고, 주파수 제어 에러 변수는 출력 측에서 공진 주파수 조작 변수를 이용가능하게 하는 주파수 제어기 유닛에 공급되는 것이 편리하다.
특히, 회전 레이트 센서는 재설정 변수를 이용가능하게 하는 재설정 유닛을 구비하며, 이 재설정 변수는, 특히 바람직하게는 정의된 일정한 재설정 값을 갖는다.
제어 배열물은, 제어 변수가 직접적으로 디지털화되거나 또는 적어도 이에 의존하는 변수가 디지털화되는 시그마-델타 컨버터를 포함하고, 그 후, 공진 주파수 조작 변수, 쿼드러쳐 조작 변수 및 재설정 변수는 디지털 변수들로서 생성된다.
시그마-델타 복조기가, 특히 전자-기계적 시그마-델타 복조기로서 구현된다.
시그마-델타 복조기는 특히 바람직하게는, 입력 측의 제 1 제어기 유닛의 업스트림, 제 1 제어기 유닛 자체, 예를 들어 샘플링 주파수 (fs) 를 갖는, 출력 측에서 제 1 제어기 유닛에 접속되는 양자화기, 및 제어 프로세스를 피드백하기 위한 디지털/아날로그 컨버터 및 전압/힘 트랜스듀서를 포함한다.
제 1 제어기 유닛의 출력 신호가 디지털화되고, 적어도 제 1 복조기 유닛, 제 2 복조기 유닛, 쿼드러쳐 제어기 유닛 및 주파수 제어기 유닛은 디지털 형태로 구현되고, 특히 추가로, 조작 변수 변환 유닛 및/또는 재설정 유닛이 또한 디지털 형태로 구현된다.
바람직하게는, 각 경우의 2 개의 트리밍 전압들은, 양자화기의 디지털 출력 신호의 함수로서 각각의 경우에 쌍으로, 각각의 경우에 하나의 믹서에 의해, 쌍으로 프로세싱된다.
각각의 경우에 양자화기의 디지털 출력 신호의 함수로서, 제 1 및 제 4 트리밍 전압들은 제 1 믹서 (M1) 에 의해 프로세싱되고, 제 2 및 제 3 트리밍 전압들은 제 2 믹서 (M2) 에 의해 프로세싱되는 것이 바람직하다.
바람직하게는, 회전 레이트 센서, 특히 이의 제어 배열물은 조작 변수 변환 유닛을 가지며, 이를 통하여 상기 트리밍 전압들 (u1, u2, u3, u4) 이 공진 주파수 조작 변수 (
Figure 112012084591071-pct00012
), 쿼드러쳐 조작 변수 (
Figure 112012084591071-pct00013
) 및 재설정 변수 (
Figure 112012084591071-pct00014
) 의 함수로서 다음 방정식들
Figure 112012084591071-pct00015
,
Figure 112012084591071-pct00016
.
에 따라서 이용가능해진다.
회전 레이트 센서가 적어도 두 개의 상이한 축들 주위에서 회전 레이트들을 검출할 수 있는 방식으로 구현되는 것이 바람직하며, 다시 말하면 회전 레이트 센서는 "다중-축" 설계를 가진다.
제 1 및 제 2 트리밍 전극 요소들이 실질적으로 이동될 수 없는 방식, 특히 상기 전극 요소의 개별 전극 면에 대하여 이동될 수 없는 방식으로 구현 및 배치되며, 전기적으로 절연되고 진동성 질량체로부터 이격되도록 배치되는 것이 바람직하다.
트리밍 전극 요소들은 서로로부터 격리되는 것이 편의적이며 특히 각각이 동일한 설계를 가지는 것이 바람직하다.
회전 레이트 센서는 서로에게 커플링되는 두 개의 진동성 질량체들을 가지는 것이 편의적이다.
제 1 및 제 2 트리밍 전극 요소들 각각이 적어도 하나의 전극 면을 가지며, 이 전극 면들은 진동성 질량체의 트리밍 면과 실질적으로 평행하고 반대되도록 배치되는데, 여기서 제 1 및 제 2 트리밍 전극 요소들의 전극 면들이, 특히 적어도 정의된 진폭/편향까지는 진동성 질량체의 편향 상태와 무관하게, 언제나 반대에 위치한 트리밍 면의 구역과 연관되고 및/또는 상기 전극 면들이 이 구역과 중첩되는 것이 편의적인데, 특히 진동성 질량체의 최대 편향의 경우에도 여전히 그러한 것이 바람직하다. 전극 면들은 언제나 여기의 트리밍 면의 반대 구역 이상으로 투영하는 것이 편의적이다. 전극 면들 및 트리밍 면은 특히 실질적으로 평면 설계를 가지는 것이 바람직하다.
미소-기계적 회전 레이트 센서는 미소-기계적 자이로스코프인 것으로 이해되는 것이 바람직하다.
본 발명은 또한 모터 차량들, 특히 모터 차량 제어 시스템 내의 회전 레이트 센서를 이용하는데에 관련된다.
본 발명에 따른 방법 및 본 발명에 따른 회전 레이트 센서는 하나 이상의 회전 레이트를 검출하기 위하여 그리고 대응하는 신호 처리에 의하여 하나 이상의 회전 가속도들을 검출하기 위하여 상이한 구역들에서 이용될 수 있다. 이러한 콘텍스트에서, 차량들 내에서, 특히 모터 차량들 및 항공기내에서, 자동화 기술에서, 네비게이션 시스템들 내에서, 카메라들의 영상 안정화기들에서, 산업 로봇 분야에서, 그리고 게임 콘솔들에서 본 발명은 바람직하게 이용되며, 특히 이러한 콘텍스트의 대응하는 개별 제어 시스템들 내에서 바람직하게 이용된다. 특별하게는, 본 발명의 방법 및 회전 레이트 센서는, 예를 들어 ESP 와 같은 모터 차량 제어 시스템 내의 요 (yaw) 레이트 센서/요 레이트 센서들 내에서/로서 및/또는 요 가속도 센서/센서들 내에서/로서 이용되는 것이 바람직하다.
다른 바람직한 실시형태들은 종속 청구항들 및 도면을 참조하는 예시적인 실시형태들의 후속 설명들에서 발견될 수 있다.
도면에서, 각각의 경우, 개략적으로,
도 1 은 센서 하우징에 대하여 위치적으로 고정된 트리밍 전극 요소로부터, 그리고 진동성 질량체에 접속되거나 그의 일부로서 구현된 질량체 전극 요소로부터 형성된 커패시터의 예시적인 실시형태를 도시한다,
도 2 는, 주파수 식별 신호가 제 1 제어기의 업스트림으로 그리고 제어 변수의 기준 변수로서의 복조 이전에 고조파 셋포인트 값으로서 사전정의되는 방법 또는 회전 레이트 센서의 예시적인 실시형태를 도시한다,
도 3 은 센서 및 필터 구조 또는 제 1 제어기를 구비한 1-비트 전자-기계적 시그마-델타 변조기의 예시적인 모델을 도시한다,
도 4 는 간략한 제어 회로의 예시적인 도면을 도시한다,
도 5 는 전자-기계적 시그마-델타 변조기의 간략한 스펙트럼의 예시를 도시한다,
도 6(a) 는 전극으로의 예시적인 멀티-비트 피드백을 도시하고, 도 6(b) 는 복수의 전극들을 통한 단일-비트 피드백을 도시한다,
도 7 은 (a) 싱글-엔드형 설계 및 (b) 차동 설계를 갖는 예시적인 판독 회로들을 도시한다,
도 8 은 시그마-델타 변조에 의해, 제어 변수에 대한 고조파 셋포인트 값으로서 주파수 식별 신호의 사전 정의를 갖는 방법 도는 회전 레이트 센서의 예시적인 실시형태를 도시한다.
도 1 에 예시되며 트리밍 전극 요소 (1) 및 질량체 전극 요소 (2) 로 구성되는 예시적 커패시터는 평행판 커패시터와 같은 것이다 - 여기서 거리 또는 간극에 걸친 거리 gi 는 두 전극들 사이에서 z 방향으로 형성되고, 질량체 전극 요소의 편향은 일차 모드에서 x 방향으로 발생되며, 여기서 중첩 영역 내의 변화는 x 방향에서 발생되고, 질량체 전극 요소의 편향은 이차 모드에서 z 방향에서 발생한다.
도 2 는 제어 에러 변수가 제어 기준 변수 yD 의 사전 정의를 갖는 제어 변수 y 로부터 형성되는 제어 배열물 (3) 을 포함하는 예시적인 방법 또는 예시적인 회전 레이트 센서를 나타낸 것으로, 이 제어 배열물 (3) 에서, 제어 변수 y 가 그의 이차 모드의 방향으로의 진동형 질량체의 검출된 편향을 나타내고, 제어 기준 변수는 일차 모드의 주파수 ω1 로 변조된 주파수 ωs 를 갖는 고조파 주파수 식별 신호이며, 그 후에, 이 방식으로 형성된 제어 에러 변수가, 재설정 변수
Figure 112012084591071-pct00017
가 생성되는 제 1 제어기 유닛 (4) 으로 공급되는 제어 배열(3)을 나타낸다.
재설정 변수
Figure 112012084591071-pct00018
는, 한편으로, 조작 변수 변환 유닛 (7) 에 직접 공급되고, 또한, 재설정 변수
Figure 112012084591071-pct00019
는 제 1 복조기 유닛 (5)에서 서로에 대해 90 도까지 위상-천이된 2 개의 고조파 신호들로 복조되며, 그 결과로서, 공동으로
Figure 112012084591071-pct00020
로서 심볼화된 쿼드러쳐 변수
Figure 112012084591071-pct00021
및 회전 레이트 변수
Figure 112012084591071-pct00022
가 획득되며, 그 후, 쿼드러쳐 제어 에러 변수가, 특히 값 "0"을 갖는 쿼드러쳐 기준 변수의 함수로서 쿼드러쳐 변수
Figure 112012084591071-pct00023
로부터 생성되고, 쿼드러쳐 제어 에러 변수는 쿼드러쳐 조작 변수
Figure 112012084591071-pct00024
(또는 여기서는, 출력 측에서
Figure 112012084591071-pct00025
라고 지칭됨) 를 이용가능하게 하는 쿼드러쳐 유닛 (10) 에 공급되며, 회전 레이트 변수
Figure 112012084591071-pct00026
는 주파수 ωs 를 이용하여 제 2 복조기 유닛 (8)에서 복조되고, 그 결과로서, 주파수 변수
Figure 112012084591071-pct00027
가 획득되며, 그 후, 주파수 제어 에러 변수는, 특히 값 "0"을 갖는 주파수 기준 변수의 함수로서 주파수 변수로부터 생성되고, 주파수 제어 에러 변수는 주파수 제어기 유닛 (9) 에 공급되고, 주파수 제어기 유닛 (9) 은 공진 주파수 조작 변수
Figure 112012084591071-pct00028
(여기서는, 출력 측에서
Figure 112012084591071-pct00029
라고 지칭됨) 를 이용가능하게 하는 주파수 제어기 유닛 (9) 에 공급된다. 회전 레이트 변수
Figure 112012084591071-pct00030
는 또한 저역 통과 필터링되고, 센서의 출력 신호
Figure 112012084591071-pct00031
를 형성하며, 센서는 검출된 회전 레이트에 관한 정보를 포함한다.
조작 변수 변환 유닛 (7) 은 수학식들
Figure 112012084591071-pct00032
,
Figure 112012084591071-pct00033
,
Figure 112012084591071-pct00034
,
Figure 112012084591071-pct00035
에 따라서 트리밍 전압들 (u1, u2, u3, u4) 을 이용가능하게 한다.
도 8 은 회전 레이트 센서를 나타내며, 그에 따라, 시그마-델타 변조기를 사용하는 대응하는 방법도 나타낸다. 이 콘텍스트에서, 회전 레이트 센서는, 제어 에러 변수가, 먼저, 제어 기준 변수의 사전 정의를 갖는 제어 변수 y 로부터 형성되는 제어 배열물 (3) 을 포함하며, 여기서, 제어 변수 y 는 그의 이차 모드의 방향으로의 진동성 질량체의 검출된 편향을 나타내고, 제어 기준 변수는 일차 모드의 주파수 ω1 로 변조된 주파수 ωs 를 갖는 고조파 주파수 식별 신호이며, 그 후에, 이 방식으로 형성된 제어 에러 변수는, 이후에 클록 주파수 fs 로 양자화기 (12) 에서 디지털화되는 출력 신호를 갖는 제 1 제어기 유닛 (4) 으로 공급되고, 후속하여, 그 결과로서 생성된 비트 시퀀스는 서로에 대해 90 도까지 위상-천이된 2 개의 고조파 신호들로 제 1 디지털 복조기 유닛 (5)에서 디지털 방식으로 복조되며, 그 결과로서, 쿼드러쳐 변수
Figure 112012084591071-pct00036
및 회전 레이트 변수
Figure 112012084591071-pct00037
가 획득되며, 그 후에, 쿼드러쳐 제어 에러 변수가, 구체적으로 값 "0"을 갖는 쿼드러쳐 기준 변수의 함수로서 쿼드러쳐 변수로부터 생성되며, 쿼드러쳐 제어 에러 변수는, 쿼드러쳐 조작 변수
Figure 112012084591071-pct00038
(또는 여기서는, 출력 측에서
Figure 112012084591071-pct00039
라고 지칭됨) 를 이용가능하게 만드는 쿼드러쳐 제어기 유닛 (10) 으로 공급된다.
회전 레이트 변수
Figure 112012084591071-pct00040
는 제 2 복조기 유닛 (8)에서 주파수 ωs 로 복조되며, 그 결과로서 주파수 변수
Figure 112012084591071-pct00041
가 획득되고, 그 후에, 주파수 제어 에러 변수가, 구체적으로 값 "0"을 갖는 주파수 기준 변수의 함수로서 주파수 변수로부터 생성되며, 주파수 제어 에러 변수는, 공진 주파수 조작 변수
Figure 112012084591071-pct00042
(여기에서, 출력 측에서는
Figure 112012084591071-pct00043
라고 지칭됨) 를 이용가능하게 하는 주파수 제어기 유닛 (9) 으로 공급된다. 회전 레이트 변수
Figure 112012084591071-pct00044
는 또한 저역 통과 필터링되며, 검출된 회전 레이트에 관한 정보를 포함하는 센서의 출력 신호
Figure 112012084591071-pct00045
를 형성한다.
또한, 회전 레이트 센서는, 재설정 변수
Figure 112012084591071-pct00046
를, 예를 들어 정의된 일정한 재설정 값으로서, 이용 가능하게 하는 재설정 유닛 (11) 을 포함한다.
제어 배열물은, 예를 들어 제어 변수가 디지털화되고 그 후에 공진 주파수 조작 변수, 쿼드러쳐 조작 변수 및 재설정 변수가 디지털 변수들로서 생성되는 시그마-델타 컨버터를 포함한다. 여기에서, 전자-기계적 시그마-델타 변조기로서 구현된 시그마-델타 변조기는, 입력 측에서 제 1 제어기 유닛 (4) 의 업스트림으로 배열되는 커패시턴스/전압 컨버터 (13), 제 1 제어기 유닛 (4) 자체, 출력 측에서 제어기 유닛 (4) 에 접속되고 샘플링 주파수 fs 를 갖는 양자화기 (12), 및 제어 프로세스를 피드백하기 위한 디지털/아날로그 컨버터 (미도시) 및 전압/포스 트랜스듀서 (미도시)를 포함한다.
제 1 및 제 4 트리밍 전압들 U1, U4 는 제 1 믹서 M1 에 의해 프로세싱되고, 제 2 및 제 3 트리밍 전압들 U2, U3 은 제 2 믹서 M2 에 의해 프로세싱되는데, 각각은 양자화기 (12) 의 디지털 출력 신호의 함수로서 프로세싱된다.
설명 및 분석은 수학적 예증에 의해 하기에서 예를 들어 제공될 것이다:
일반적으로, 미소-전자-기계적 회전 레이트 센서들은, 서로에 대해 직교하는 2 개의 약하게 댐핑된 기계적 진동 모드들, 소위 일차 모드 및 이차 모드를 가지며, 이러한 모드들은 회전 레이트가 발생할 때 코리올리 효과 (Coriolis effect) 에 의해 커플링된다. 제조에 기인한 부정확성의 결과로서, 추가 커플링이 일반적으로 일차 모드 및 이차 모드, 불평형 효과 또는 쿼드러쳐 사이에 발생한다. 그러나, 센서의 출력 신호에서, 신호 성분들은 콜로리스 및 불평형 효과로 인해 90도의 위상차를 갖는다. 따라서, 대응하는 복조의 결과로서, 출력 신호는 회전 레이트 성분 및 쿼드러쳐 성분으로 분해될 수 있다. 따라서, 미소-기계적 회전 레이트 센서들의 종래의 제어 개념은 추가적인 엑추에이터 시스템을 사용하여 불평형 효과로 인해 신호 콤포넌트를 보상하는 쿼드러쳐 제어기를 포함한다. 복조 에러들에 기인하여 출력 신호에서 회전 레이트 콤포넌트의 오프셋 드리프팅이 그에 의해 회피될 수 있다. 민감도를 증가시키기 위해, 전반적으로 극히 약하게 댐핑된 기계적 구조들이 사용된다. 회전 레이트에 기인한 센서의 결과적인 느린 동적 응답 동작은 재설정 제어기에서 추가의 적합한 엑추에이터들을 사용하여 회전 레이트 성분을 보상함으로써 개선될 수 있다 (잠금 모드라고도 지칭됨). 그 후, 바람직한 센서 동적 특성들은 재설정 제어기의 폐회로에 의해 정의된다. 회전 레이트 센서의 최대 민감도는, 일차 및 이차 모드의 공진 주파수들이 동일하다면 성취된다. 작은 파라미터 편차가 존재할 때, 민감도에서의 변화가 이 작업 포인트의 근방에서 이미 매우 크기 때문에, 공진 주파수를 제어하는 것은 필수적이다. 본 발명은 바람직하게는, 쿼드러쳐 제어기, 재설정 제기 및 주파수 제어기를 포함하는 전체 제어 개념의 설계를 다룬다.
본 발명이 기반으로 하는 센서 타입은 편의상 용량성 회전 레이트 센서인 것이 바람직하다. 이 콘텍스트에서, 일차 및 이차 오실레이션들의 여기 및 판독은 용량성 엑추에이터들 및 센서들에 의해 실행된다. 나머지에 대해서는, 적합한 용량성 엑추에이터들 또는 구동 디바이스들을 사용하여, 일차 모드에서의 회전 레이트 센서가 일정한 진폭으로 고조파적으로 오실레이트하도록 구성된다는 것이 가정된다. 오실레이션의 주파수는 여기에서 일차 모드의 공진 주파수에 대응한다. 또한, 일차 오실레이션의 진폭 및 주파수가 이상적으로는 일정한 셋포인트 값으로 조절되는 것으로 가정하면, 일차 오실레이션에 대한 이차 오실레이션의 반응은 무시될 수 있고, 이차 모드의 이동 미분 방정식이 하기의 형태로 기록될 수 있다:
Figure 112012084591071-pct00047
여기서, q 1 및 q 2 는 일차 및 이차 모드를 나타내고, Ω 는 회전 레이트를 나타내며, u 1 ,..., u m 는 이차 모드에 영향을 주기 위한 용량성 엑추에이터들에서의 전압을 나타낸다. 양수들 m 2 , d 2 및 k 2 은 관성 계수, 댐핑 계수 및 강성 계수에 대응하고, 그 반면, 양수 및 음수 값들 양측 모두를 가정할 수 있는 상수들 c 21 및 k 21 은 코리올리 효과 및 불평형 효과로 인한 커플링 항에 대응한다. 비선형 입력 항 f 2 ( q 1 , q 2 , u 1 ,..., u m ) 은 용량성 엑추에이터들의 배열에 의존한다. 평행판 커패시터들이 가정되면, 도 1 에 도시된 바와 같이, 그들은, 일정한 전압 성분을 인가함으로써 이차 모드의 고조파 여기 및 커플링 항 k 21 q 1 의 보상이 가능하도록 하는 방식으로 설계될 수 있다. 또한, 일정한 성분은 이차 모드의 공진 주파수로 하여금 내재적으로 영향받게 한다. 첫째, 직사각형 전극들을 갖는 평행판 커패시터들만이 고려된다고 가정한다. 이 타입의 다수의 m 개 용량성 엑추에이터들이 제공되면, 도 1 은 하우징에 견고하게 접속된 전극 및 이동 가능 전극으로 구성된 i-번째 엑추에이터 (i=1,...,m) 를 도시한다. 이동 가능 전극은 병진 자유도 x i 및 z i 를 가지며, 여기서 x i 및 z i 는 일차 모드의 또는 이차 모드의 방향으로의 이동 가능 전극의 중심점의 이동을 설명하는 것으로, 다시 말해, 다른 어떠한 모드들도 여기되지 않으면, 양의 상수 r i 및 s i 를 갖는 x i =± r i q 1 및 z i =±s i q 2 에 하기의 식이 적용된다. 그러면, 무왜곡 상태에서, u i 가 전기 전압이고, ε 0 이 유전 상수이며, g i 가 간극이고, l i 가 중첩 길이이며, t i 가 깊이이고, A i = l i t i 가 중첩 면적인 경우, i-번째 엑추에이터의 커패시턴스 C i 및 저장 에너지 W p,i 가
Figure 112012084591071-pct00048
로서 획득될 수 있다. 수학식 (1) 에서, 용량성 엑추에이터들의 전체 인가력 f 2 는 다음과 같이 계산된다:
Figure 112012084591071-pct00049
수학식 (2) 및 (3) 은, 용량성 커패시터의 기하학적 배열에 의존하여, 힘 효과가, 구체적으로 x i =± r i q 1 및 z i =± s i q 2 에 대한 4 개의 상이한 부호 순열을 갖는 이차 모드에 인가될 수 있다는 것을 보여준다.
먼저, 정확히 4 개의 용량성 엑추에이터들이 존재한다고 가정하면, 이차 모드에 대해 작용하는 힘에 대해 하기의 식이 적용된다.
Figure 112012084591071-pct00050
그러면, 제어 개념의 일 바람직한 실시형태는 하기의 입력 변수 변환식이다:
Figure 112012084591071-pct00051
변환식 (5) 이 수학식 (4) 에 삽입되면, 그리고 표현 f2 가 작업 포인트 q 1 = 0 및 q 2 = 0 주위에서 q 1 및 q 2 에 따라서 선형화되면, 작은 편향에 대하여 유효한 근사 관계식이 획득된다. 모든 평행판 커패시터들에 대한 간극이 동일한 크기, 즉, g = g j 라고 가정하면, 그리고 가중된 중첩 영역들 및 중첩 길이들에 대한 대칭 조건들로서 해석될 수 있는 다음의 관계식들, 즉 sA = s j A j , rst = r j s j t j 및
Figure 112012084591071-pct00052
(j=1,...,m) 이 충족되면,선형 근사화는 하기의 형태로 획득된다.
Figure 112012084591071-pct00053
수학식 (6) 은, 변환된 입력 변수들이 이제 서로 디커플링됨을 보여 준다. 수학식 (1) 은 이제 하기의 형태로 기록될 수 있다.
Figure 112012084591071-pct00054
수학식 (7) 에서, 입력
Figure 112012084591071-pct00055
이 이차 모드를 여기시키는 데 이용될 수 있고, 입력
Figure 112012084591071-pct00056
은 불평형을 보상하는 데 이용될 수 있으며, 입력
Figure 112012084591071-pct00057
은 이차 모드의 공진 주파수를 트리밍하는데 이용될 수 있다는 것이 직접적으로 명백해진다.
전술된 사항에서는, 모든 용량성 액추에이터들이 직사각형 전극들을 가지며 회전 자유도를 갖지 않는다는 한정적 가정이 이루어졌다.
상기 개념은, 이제, 유한 개수의 충분히 작은 직사각형 요소들로부터 형성될 수 있는 임의의 희망 형상의 전극들로 매우 용이하게 확장될 수 있다. 따라서, 충분히 작은 요소들로까지의 하부 분할이 있다고 가정하면, 임의의 희망 형상의 회전 전극들의 힘 효과를 상기의 형태로 근사화시키는 것도 가능하다. 또한, 유한 액추에이터 요소들이 공통 부호 순열을 갖는 개수 m K 의 요소들을 구비한 4 개의 그룹들 (k =1,…,4) 을 형성하도록 결합되고, 전압 u K 를 공급받는다고 가정한다. 분산된 액추에이터들이 하기의 기하학적 조건들, 즉
Figure 112012084591071-pct00058
을 충족시키면,
Figure 112012084591071-pct00059
인 경우에, 이차 모드에서 작용하는 전체 힘은 이어서 수학식 (6) 의 형태에서 근사화될 수 있다.
실제 제어기 설계에 대하여, 시스템 변수들의 푸리에 계수들의 동적 특성들을 기술하는 포락선 곡선 모델 (envelope curve model) 이라 지칭되는 것이 이용된다. 이를 위해, 우선, 일차 모드가 일정한 진폭 Q 1 ,S 및 일차 모드의 고유 주파수 (natural frequency) 에 대응하는 주파수 ω 1 을 갖는 형태
Figure 112012084591071-pct00060
로 고조파 오실레이션을 겪는다는 것이 가정된다. 또한, 이차 모드가 형태
Figure 112012084591071-pct00061
의 고조파 오실레이션으로서 형성될 수 있다는 것이 가정된다. 입력
Figure 112012084591071-pct00062
및 일정한 입력들
Figure 112012084591071-pct00063
및
Figure 112012084591071-pct00064
을 이용한 고조파 여기 (harmonic excitation) 의 경우에, 푸리에 계수들 Q 2 ,S 및 Q 2 , C 의 동적 특성들이 하기의 미분 방정식 시스템 (differential equation system)
Figure 112012084591071-pct00065
을 이용하여 설명될 수 있는데, 여기서 이차 모드의 댐핑 파라미터 및 고유 주파수는
Figure 112012084591071-pct00066
이고, 입력 및 불평형 파라미터들은
Figure 112012084591071-pct00067
이며, 입력들은
Figure 112012084591071-pct00068
,
Figure 112012084591071-pct00069
,
Figure 112012084591071-pct00070
및
Figure 112012084591071-pct00071
이다. 하기의 설명에서, 고조파적으로 오실레이팅하는 시스템 변수들
Figure 112012084591071-pct00072
은 "고속" 신호들로서 표시되고, 관련 푸리에 계수들 (Q 2 ,S , Q 2 ,C ,
Figure 112012084591071-pct00073
S,S ,
Figure 112012084591071-pct00074
, ...) 은 "저속" 신호들로서 표시된다.
회전 레이트 센서의 동작에 대해, 소위 "스플릿 모드"와 "매칭 모드" 사이를 구별하는 것이 가능하다. 스플릿 모드 동작에서, 입력
Figure 112012084591071-pct00075
은 상수이며, 주파수들 간의 차분의 절대 값은 상수 값이
Figure 112012084591071-pct00076
인 것으로 추정한다. 상이한 댐핑 파라미터들 d 2 및 그에 따른 α 2 에 기인한 민감도의 변화는 충분히 큰 주파수 차분에 대해서는 중요한 역할을 하지 않으므로, 이차 고유 주파수를 제어하는 것은 필요하지 않고, 파라미터들 α 2 및 ω 1 -ω 2 의 오프라인 식별이 충분하다. 한편, 매칭 모드 동작에서는, 가능한 한 작은 주파수 간격
Figure 112012084591071-pct00077
이 지향된다. 민감도의 변화는 포인트 ω 1 = ω 2 근방에서 자신의 최대값을 가지며, 이러한 이유로, 주파수 제어 및 주파수 간격 ω 1 -ω 2 의 온라인 식별이 회피불가능하다.
출력 신호 y= c 2 q 2 가 미지의 회전 레이트를 설정하는 데, 그리고 미지의 불평형을 보상하는 데 이용되므로, 예를 들어 주파수 차분에 대한 정보와 같은 추가 정보가 출력 신호로부터 획득될 수 없다. 이를 위해, 이차 모드의 추가적인 여기가 필요한데, 이 여기는 스펙트럼에서 고유 주파수 ω 1 과는 상이한 주파수 성분들을 포함한다. 구현하기에 용이한 한 가능성은 주파수
Figure 112012084591071-pct00078
및 l>>1 을 가지는 고조파 여기이다.
따라서, 형태
Figure 112012084591071-pct00079
및
Figure 112012084591071-pct00080
의 포락선 곡선 모델 (수학식 8) 의 입력 변수들 및 대응하는 상태 변수들
Figure 112012084591071-pct00081
및
Figure 112012084591071-pct00082
이 가정되면, 일차 모드에 관련된 커플링 항들을 무시함으로써, 하기 형태의 포락선 곡선 모델에 의해 신규 푸리에 계수들 Q 2 , SS , Q 2 , SC , Q 2 , CS 및 Q 2 , CC (SC 서브시스템) 의 동적 특성들을 특정하는 것이 가능하다.
Figure 112012084591071-pct00083
푸리에 계수들 Q 2 , S0 및 Q 2 , C0 (0 서브시스템) 의 동적 특성들은 다음 수학식 (12) 의 포락선 곡선 모델에 의하여 기술된다.
Figure 112012084591071-pct00084
이제, 하기에서는, "고속" 출력 신호 y= c 2 q 2 가 RR(s) 에 의해 고조파 셋포인트 값
Figure 112012084591071-pct00085
에 의해 조절된다 (
Figure 112012084591071-pct00086
및 l>>1). 우선, 이 종속 재설정 제어는 이상적이고 출력 y 는 셋포인트 값 yD 를 정확히 따른다는 것, 즉 Q 2 , SS =0,Q 2 , SC =0,Q 2 , CS =0 및 Q 2 , CC = Y CC / c 2 이 적용된다고 가정하면, 정상 상태에서 입력 변수
Figure 112012084591071-pct00087
가 수학식 (11) 및 수학식 (12) 로부터 하기의 형태로 획득된다.
Figure 112012084591071-pct00088
개별 성분들
Figure 112012084591071-pct00089
및
Figure 112012084591071-pct00090
은, 도 2 에 도시된 바와 같이, 조작 변수
Figure 112012084591071-pct00091
를 복조함으로써 획득될 수 있다. 수학식 (13) 에서의 푸리에 계수
Figure 112012084591071-pct00092
는 회전 레이트에 비례하며, 그에 따라 회전 레이트 센서의 출력으로서 기능한다.
그러면, 실제 쿼드러쳐 제어는 입력 변수
Figure 112012084591071-pct00093
에 의해 변수
Figure 112012084591071-pct00094
를 보상함으로써 실행된다. 쿼드러 제어기 RQ(s) 의 설계에 대한 기반으로서 이용되는 입력
Figure 112012084591071-pct00095
으로부터 출력
Figure 112012084591071-pct00096
까지의 거리는 하기의 정상 상태 관계에 의해 제공된다.
Figure 112012084591071-pct00097
또한, 수학식 (13) 으로부터, 푸리에 계수
Figure 112012084591071-pct00098
가 주파수 차분 ω 1 - ω 2 에 선형적으로 의존한다는 것이 명백해진다. 따라서, 주파수 차분은
Figure 112012084591071-pct00099
의 형태로 계산될 수 있다. 그러면, 주파수 제어기는 푸리에 계수
Figure 112012084591071-pct00100
을 0 으로 조절하는 기능을 갖는다. 제어기 R F (s) 를 이용한 주파수 제어를 위한 기반으로서 기능하는, 입력
Figure 112012084591071-pct00101
으로부터 대략 동작 포인트 주위 w 1 = w 2 에서 선형화된 출력
Figure 112012084591071-pct00102
까지의 거리의 전달 함수는 하기의 정상 상태 관계에 의해 제공된다.
Figure 112012084591071-pct00103
관련된 캐스케이딩 제어 구조가 도 2 에 예시된다.
실제로는, 종속 재설정 제어기의 폐회로의 전달 함수는 정확히 1 과 동일하지 않다. 그러면, 고조파 셋포인트 값 사전정의에 대한 응답은, 정상 상태에서 위상 천이
Figure 112012084591071-pct00104
및 진폭 변화 A 0 를 갖는데, 이들은
Figure 112012084591071-pct00105
대신에
Figure 112012084591071-pct00106
으로 복조함으로써 후속 복조 시에 정정될 수 있다.
잠금 모드에서 전기-기계적 시그마-델타 (SD) 변조기를 사용한 센서(재설정 제어기) 의 예시적인 판독은 잠금 동작을 갖지 않는 종래의 판독 시스템들에 비해 다수의 이점들을 제공한다. 잠금 동작의 결과로서, 특히, 대역폭, 동적 특성 범위 및 선형성을 개선하는 것이 가능하다. 전자-기계 SD 변조기의 설계는 도 3 에 도시되며, 센서, 커패시턴스/전압 컨버터 (C/V), 필터 또는 전술된 재설정 제어기에 대응하는 제 1 제어기 유닛 R R (s), 샘플링 주파수 f S 를 갖는 양자화기, 디지털/아날로그 컨버터 (DAC), 및 전압/힘 트랜스듀서 (-F/V) 로 구성된다. 폐회로의 안정성은 필터의 적합한 디멘저닝에 의해 유발된다. 도 4 에는, 입력 F in , 센서 및 필터 R R (s) 로 구성된 시스템을 모델링하는 전달 함수 H(s), 양자화 잡음 e 및 피드백된 출력 D 0 을 갖는 간략화된 제어 회로가 도시된다. 폐회로에 대한 출력 신호는 라플라스 공간에서 하기와 같이 획득된다.
Figure 112012084591071-pct00107
신호 전달 함수 (STF) 및 잡음 전달 함수 (NTF) 에 의해, 한편으로는, 1 을 갖는 입력 신호 F in 를 출력 D 0 으로 송신하기 위해, 한편으로는, 양자화 잡음을 억제하기 위해 필터의 큰 증폭이 신호 대역에서 바람직한지를 적절히 판정한다 (예컨대, 그렇다면, 전술된 바와 같이, 제어기 설계의 나머지에 대해 이상적인 재설정 제어 (y= y D ) 를 추정하는 것이 가능하다). 회전 레이트 센서들의 경우에 있어서, 대역 통과 필터는 회전 레이트 센서의 일차 공진 주파수에 대응하는 공진 주파수로 사용될 수 있는 것이 바람직하다. 도 5 는 제시된 SD 변조기의 스펙트럼을 나타낸다. 2 개의 로컬 최소값들이 스펙트럼에서 결정되는데; 우측의 최소값은 대역 통과 필터로부터 기인하고, 좌측의 최소값은 이차 모드로 인한 회전 레이트 센서의 전달 함수로부터 기인한다. 여기서, 2 개의 로컬 최소값들이 하나의 최소값 상단에 다른 하나의 최소값이 놓이면, 품질이 현저하게 개선될 수 있다는 것이 직접적으로 명백해진다.
SD 변조기의 경우에 있어서,디지털 출력 신호는 DAC 를 통해 센서 요소로 피드백된다. 센서의 선형성은 능동적 피드백에 의해 개선된다. 이것은, 입력에서의 측정 신호로 하여금, 가능한 한 많이 보상되게 하여, 이상적인 경우에 있어서, 센서가 무시할 수 있는 차분 신호를 갖게 한다. SD 원리의 경우, 그 설명은, 측정될 신호가 평균적으로 보상되는 효과로 수정되어야 하며, 폴트만이 입력 신호로서 센서에서 작용한다. 멀티비트 솔루션들의 사용은, 입력 신호와 출력 신호 간의 분산이 감소되게 한여, 선형성에 대한 전체 시스템 품질을 개선한다. 피드백은 펄트-폭-변조된 신호, 단일 비트 또는 멀티비트 전압 신호, 혹은 단일비트 또는 멀티비트 전하 신호를 통해 용량성으로 실행된다. 멀티비트 피드백은, 도 6a 에 도시된 바와 같이 피드백 힘의 외재적 선형화를 실행하는 특정 D/A 컨버터 또는 도 6b 에서 알 수 있는 바와 같이 복수의 피드백 전극들 중 어느 하나를 사용하여 획득될 수 있다.
연속적인 타이밍을 갖는 SD 컨버터를 사용하는 것은 전력 공급이 현저히 감소하게 한다. 이것은, RC 기술이 연산 증폭기들 (OPV) 에 대해 더 작은 대역폭을 요구하므로 가능하다. 스위치/커패시터 기술에 비해, 이것은 최대 10 의 인자만큼 더 작은 대역폭일 수도 있다. 그 결과로서, 전류 소비도 동일한 인자만큼 감소할 수 있다. 연속적인 타이밍을 갖는 평가 회로에 대해, 2 개의 상이한 접근방안들을 선택하는 것이 가능하다. 제 1 접근방안은, 도 7a 에 도시된 바와 같이, 중심 전극으로부터의 신호를 탭핑하는 것에 기초한다. 이 접근방안은 평가 회로에 대해 오로지 하나의 증폭기만이 요구된다는 이점을 제공한다. 이 방법의 단점들은, 정확히 180 도까지 위상-천이되어야 하고, 피드백의 결과로서 어떠한 추가 신호들도 중심 전극으로 송신될 수 없는 변조 신호의 복잡한 생성이다. 이러한 이유로, 전술된 단점들을 갖지 않고 도 7b 에 예시된 바와 같은 전 차분 설계가 역시 빈번하게 선택된다. 제 3 의 대안으로서, 각각의 커패시터에 전용 증폭기가 선택될 수 있다. 그러나, 이것은 다수의 증폭기들을 초래하고, 칩 표면을 증가시킨다.
이 섹션에서, 전술된 제어 개념 및 시그마-델타 변조기는 도 8 과 관련하여 예시된 추가의 예시적인 실시형태를 형성하도록 결합된다. 디지털 제어 블록에서, 신호
Figure 112012084591071-pct00108
는
Figure 112012084591071-pct00109
로 대체된다. 신호
Figure 112012084591071-pct00110
는 시그마-델타 변조기의 힘 피드백을 정의하며, 일정한 값으로 설정될 수 있다. 3 개의 상이한 조작 변수들
Figure 112012084591071-pct00111
,
Figure 112012084591071-pct00112
및
Figure 112012084591071-pct00113
은 설명된 입력 변수 변환에 의해 서로에게 영향을 주는 것이 방지된다. 4 개의 전압들 u 1 + , u 2 - , u 3 + 및 u 4 - 이 믹서들 M1 및 M2 통해 회전 레이트 센서의 용량성 엑추에이터들의 대응하는 전극들 상에서 얻어진다. 여기서, u 1 + 및 u 4 - 와 u 2 - 및 u 3 + 는 조작 변수들
Figure 112012084591071-pct00114
및
Figure 112012084591071-pct00115
에 대해 동일하고, 힘 피드백 값
Figure 112012084591071-pct00116
에 대해서만 상이하다. 시그마-델타 변조기는 커패시턴스/전압 컨버터 (C/V), 루프 필터 (R R (s)), 샘플링 주파수 f s 로 클록킹되는 1-비트 양자화기, 및 2 개의 믹서들 M1 과 M2 에 의해 정의되는 힘 피드백 (DAC) 으로 구성된다. 전압들 u 1 , u 2 , u 3 및 u 4 에 의해 센서에 작용하는 힘 피드백은 그에 따라 신호들의 전류 레벨들 u 1 + 와 u 4 - 또는 u 2 - 와 u 3 + 사이에 걸친 스위칭의 결과로서 발생한다.
쿼드러쳐 제어기와 주파수 제어기의 결합 및 시그마-델타 변조기의 결과로서, 상기 섹션들에서 예를 들어 설명된 바와 같이, 각각의 개념들의 이점들을 결합하는 것이 가능하다.
방법 및 회전 레이트 센서의 한 가지 특히 유리한 특징은 연속적인 타이밍으로의 전자-기계적 시그마-델타 변조기의 사용 뿐 아니라 비선형적 입력 변수 변환 (5) 이다.
센서들을 판독하기 위한 연속적인 타이밍을 갖는 SD 컨버터의 사용은 매우 다양한 이점들을 가져 온다. 제 1 이점은 스위치/커패시터 기술에 비해 감소한 전력 소비이다. 연속적인 타이밍을 갖는 신호들이 이용된다는 사실의 결과로서, 사용되는 연산 증폭기들은 10 의 인자까지 더 작은 대역폭을 요구하며, 그에 따라 10 의 인자까지 더 적은 전류를 요구한다. 이것은, 극도로 낮은 에너지 소비를 유도하는데, 이는 특히 강력하게 성장하고 있는 모바일 센서 시스템 시장에서 특별한 역할을 한다. 또한, 연속적인 타이밍을 갖는 SD 컨버터들은 f s /2 이상의 주파수들을 필터링하는 내포된 안티-알리아싱 필터를 갖는다. 센서가 이미 저역 통과 동작을 갖는다 해도, 주파수들을 나이퀴스트 주파수 이상으로 충분히 감소시키지는 않으며, 이 필터의 특성들은 자유롭게 조절될 수 없다. 연속적인 타이밍을 갖는 SD 컨버터들의 특성들은 회로에 대한 경비 및 비용 뿐 아니라 필수적인 전력 소비를 감소시킨다. 또한, 테스트 질량체 상의 판독 전극들의 주기적인 재충전의 부족은 더 적은판독 힘을 초래하는데, 이 힘은 신호-대-잡음 간격에서의 증가를 유도하고, 그에 따라 개선된 분해능을 가져 온다.
용량성 회전 레이트 센서들의 이차 공진 주파수를 제어하는 종래의 방법들은 내재하는 쿼드러틱 입력 비선형성의 보상을 제공한다. 쿼드러쳐 제어기 및/또는 재설정 제어기가 회전 레이트 센서의 동작에 요구된다면, 이것은 주파수 제어기, 쿼드러체 제어기 및 재설정 제어기가 서로 영향을 미치는 것을 초래한다. 구체적으로, 재설정 제어기의 경우에 있어서, 회전 레이트 센서의 출력 신호는 회전 레이트를 재설정하기 위해 요구되는 조작 변수에 대응하므로, 여기서 회전 레이트 센서의 출력 변수가 주파수 제어기에 의해 직접적으로 영향받는다는 문제가 발생한다. 따라서, 이차 공진 주파수가, 예를 들어 온도 영향들에 기인하여 변하고, 주파수 제어기가 결과적으로 생성된 제어 에러를 보상한다면, 출력 신호에서도 변화가 또한 발생한다. 이 바람직하지 못한 효과는 제안된 입력 변수 변환에 의해 회피될 수 있어, 특성 곡선 필드들에 의한 복잡한 정정들이 필요하지 않다는 결과를 가져온다.
주파수 제어기, 쿼드러쳐 제어기 및 재설정 제어기는 완전히 디커플링된 전체적인 시스템을 위해 새로운 변환된 입력 변수들 (
Figure 112012084591071-pct00117
,
Figure 112012084591071-pct00118
,
Figure 112012084591071-pct00119
) 을 갖고 서로에게 독립적으로 설계될 수 있다. 제안된 제어 개념은, 출력 신호의 복조가 더 이상 필요하지 않고, 그에 따라 "고속" 재설정 제어기가 (특히, 이차 공진 주파수의) 파라미터의 변화에 대해 충분히 강건하도록 구성되면, 쿼드러쳐 신호와 회전 레이트 신호의 디커플링이 더 이상 필요하지 않다는 이점을 갖는다. 쿼드러쳐 성분과 회전 레이트 성분으로의 분해는 재설정 제어기의 조작 변수의 복조에 의해 실시된다. 또한, 제안된 제어 개념은 공진 주파수와 관련 측정 신호 (
Figure 112012084591071-pct00120
) 사이의 선형 관계의 이점을 가지며, 그에 따라 주파수 제어기를 위한 임의의 소망되는 사이즈의 안정적인 영향 영역이 가능하다

Claims (15)

  1. 미소-기계적 회전 레이트 센서 (micro-mechanical rotation rate sensor) 의 정밀 측정 동작을 위한 방법으로서,
    상기 회전 레이트 센서는, 적어도 하나의 진동성 질량체 (seismic mass), 일차 모드 (q1) 에서 상기 진동성 질량체를 구동하기 위한 적어도 하나의 구동 디바이스, 및 상기 진동성 질량체와 직접적으로 또는 간접적으로 공동으로 연관된 적어도 세 개의 트리밍 전극 요소들 (1) 을 포함하고,
    전기적 트리밍 전압 (u1, u2, u3, u4) 은 상기 트리밍 전극 요소들 (1) 의 각각과 상기 진동성 질량체 사이에 인가되며,
    상기 전기적 트리밍 전압들 (u1, u2, u3, u4) 의 각각은 공진 주파수 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00121
    ,
    Figure 112017048768386-pct00122
    ), 쿼드러쳐 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00123
    ,
    Figure 112017048768386-pct00124
    ) 및 재설정 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00125
    ) 의 함수로서 설정되고,
    상기 회전 레이트 센서는 상기 진동성 질량체 (2) 와 직접적으로 또는 간접적으로 공동으로 연관되는 적어도 네 개의 트리밍 전극 요소들 (1) 을 포함하며,
    제 1 전기적 트리밍 전압이 제 1 트리밍 전극 요소와 상기 진동성 질량체 사이에 인가되고,
    제 2 전기적 트리밍 전압이 제 2 트리밍 전극 요소와 상기 진동성 질량체 사이에 인가되며,
    제 3 전기적 트리밍 전압이 제 3 트리밍 전극 요소와 상기 진동성 질량체 사이에 인가되고,
    제 4 전기적 트리밍 전압이 제 4 트리밍 전극 요소와 상기 진동성 질량체 사이에 인가되며,
    상기 제 1 전기적 트리밍 전압 (u1), 상기 제 2 전기적 트리밍 전압 (u2), 상기 제 3 전기적 트리밍 전압 (u3), 및 상기 제 4 전기적 트리밍 전압 (u4) 은 각각 실질적으로 공진 주파수 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00162
    ), 쿼드러쳐 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00163
    ) 및 재설정 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00164
    ) 의 다음과 같은 의존성:
    Figure 112017048768386-pct00165
    ,
    Figure 112017048768386-pct00166

    을 갖도록 설정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 트리밍 전극 요소들 (1) 은, 커패시터 (C1, C2, C3 및 C4) 가 제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 트리밍 전극 요소와, 연관된 진동성 질량체의 제각각 연관된 질량체 전극 요소 (mass electrode element) (2) 사이에 형성되고, 연관된 트리밍 전압이, 트리밍 전극 요소와, 질량체 전극 요소 사이에 인가되는 방식으로,
    Figure 112017048768386-pct00131
    , 및
    Figure 112017048768386-pct00132

    와 같이 각각 구현 및 배치되며,
    여기서, i 는 각각의 경우에 상기 트리밍 전극 요소들의 넘버링에 관련된 인덱스이며,
    gi 는 비-편향 상태 (non-deflected mode) 에서 트리밍 전극 요소와, 연관된 질량체 전극 요소 간의 간극에 걸친 거리이고,
    Ai 는 비-편향 상태에서 트리밍 전극 요소와, 연관된 질량체 전극 요소 간의 중첩 면적이며,
    곱셈인 ± ri 곱하기 ti 곱하기 q1 은 상기 일차 모드 (q1) 의 편향의 함수로서 중첩 면적의 변화이고, 여기서 ti 는 트리밍 전극 요소와, 연관된 질량체 전극 요소 간의 중첩 깊이이고, ri 는 상기 일차 모드 (q1) 의 편향에 관련된 제 1 의 포지티브 기하 상수 (geometric constant) 이며,
    곱셈인 ± si 곱하기 q2 는 이차 모드 (q2) 의 편향의 함수로서 트리밍 전극 요소와, 질량체 전극 요소 간의 간극에 걸친 거리의 변화이고, 여기서 si 는 상기 이차 모드 (q2) 의 편향에 관련된 제 2 의 포지티브 기하 상수인 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    Ai, ri, ti, gi 및 si 는 모든 트리밍 전극 요소/질량체 전극 요소 쌍들 (1, 2) 에서 실질적으로 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 회전 레이트 센서는 제어 배열물 (3) 을 포함하며,
    상기 제어 배열물 (3)에서, 먼저, 제어 기준 변수의 사전 정의와 함께 제어 변수 (y) 로부터 제어 에러 변수가 형성되고,
    상기 제어 변수 (y) 는 자신의 이차 모드의 방향으로의 상기 진동성 질량체의 검출된 편향을 나타내며,
    상기 제어 기준 변수는, 일차 모드의 주파수 (ω1) 로 변조된 주파수 (ωs) 를 갖는 고조파 주파수 식별 신호 (yD) 이거나 또는 그러한 고조파 주파수 식별 신호가 상기 제어 기준 변수 상에 중첩되고,
    그 후, 이 방식으로 형성된 상기 제어 에러 변수는 적어도 상기 재설정 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00133
    ) 가 생성되는 제 1 제어기 유닛 (4) 에 공급되는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 재설정 변수 (
    Figure 112012084591071-pct00134
    ) 는 그 후에 제 1 복조기 유닛 (5) 에서 서로에 대해 90 도까지 위상-천이된 2 개의 고조파 신호들로 변조되고,
    그 결과로서, 쿼드러쳐 변수 및 회전 레이트 변수가 획득되며,
    그 후, 쿼드러쳐 제어 에러 변수가, 특히 값 "0"을 갖는, 쿼드러쳐 기준 변수의 함수로서 상기 쿼드러쳐 변수로부터 생성되고,
    상기 쿼드러쳐 제어 에러 변수는 출력 측에서 상기 쿼드러쳐 조작 변수 (
    Figure 112012084591071-pct00135
    ) 를 이용 가능하게 하는 쿼드러쳐 제어기 유닛 (10) 에 공급되며,
    상기 회전 레이트 변수 또는 쿼드러쳐 변수는 주파수 (ωs) 로 제 2 복조기 유닛 (8) 에서 복조되고,
    그 결과로서, 주파수 변수가 획득되고,
    그 후, 주파수 제어 에러 변수가, 특히 값 "0"을 갖는, 주파수 기준 변수의 함수로서 상기 주파수 변수로부터 생성되며,
    상기 주파수 제어 에러 변수는 출력 측에서 상기 공진 주파수 조작 변수 (
    Figure 112012084591071-pct00136
    ) 를 이용가능하게 하는 주파수 제어기 유닛 (9) 에 공급되는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 회전 레이트 센서는, 먼저, 제어 기준 변수의 사전 정의와 함께 제어 에러 변수가 제어 변수 (y) 로부터 형성되는 제어 배열물 (3) 을 포함하며,
    상기 제어 변수 (y) 는 자신의 이차 모드의 방향으로의 상기 진동성 질량체의 검출된 편향을 나타내고,
    상기 제어 기준 변수는 일차 모드의 주파수 (ω1) 로 변조된 주파수 (ωs) 를 갖는 고조파 주파수 식별 신호 (yD) 이거나 또는 그러한 고조파 주파수 식별 신호가 상기 제어 기준 변수 상에 중첩되며,
    그 후, 이 방식으로 형성된 상기 제어 에러 변수는 제 1 제어기 유닛 (4) 에 공급되고,
    상기 제 1 제어기 유닛 (4) 의 출력 신호는 그 후에 제 1 복조기 유닛 (5)에서 서로에 대해 90 도까지 위상-천이된 2 개의 고조파 신호들로 복조되며,
    그 결과로서, 쿼드러쳐 변수 및 회전 레이트 변수가 획득되고,
    그 후, 쿼드러쳐 제어 에러 변수가, 특히 값 "0"을 갖는, 쿼드러쳐 기준 변수의 함수로서 상기 쿼드러쳐 변수로부터 생성되며,
    상기 쿼드러쳐 제어 에러 변수는 출력 측에서 상기 쿼드러쳐 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00137
    ) 를 이용가능하게 하는 쿼드러쳐 제어기 유닛 (10) 에 공급되고,
    상기 회전 레이트 변수 또는 상기 쿼드러쳐 변수는 상기 주파수 (ωs) 로 제 2 복조기 유닛 (8) 에서 복조되며,
    그 결과로서, 주파수 변수가 획득되고,
    그 후, 주파수 제어 에러 변수가, 특히 값 "0"을 갖는 주파수 기준 변수의 함수로서 상기 주파수 변수로부터 생성되며,
    상기 주파수 제어 에러 변수는 출력 측에서 상기 공진 주파수 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00138
    ) 를 이용가능하게 하는 주파수 제어기 유닛 (9) 에 공급되는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 회전 레이트 센서는 상기 재설정 변수 (
    Figure 112012084591071-pct00139
    ) 를 이용가능하게 하는 재설정 유닛 (11) 을 가지며,
    상기 재설정 변수 (
    Figure 112012084591071-pct00140
    ) 는, 특히 정의된 일정한 재설정 값을 갖는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    제어 배열물 (3) 은 제어 변수가 직접적으로 디지털화되거나 또는 적어도 상기 제어 변수에 의존하는 변수가 디지털화되고,
    그 후, 상기 공진 주파수 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00141
    ), 상기 쿼드러쳐 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00142
    ) 및 상기 재설정 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00143
    ) 가 디지털 변수들로서 생성되는 시그마-델타 컨버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 시그마-델타 컨버터는 전자-기계적 시그마-델타 변조기로서 구현되는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 시그마-델타 변조기는, 입력 측에서 제 1 제어기 유닛 (4) 의 업스트림에 배열되는 커패시턴스/전압 컨버터 (13), 상기 제 1 제어기 유닛 자체, 출력 측에서 상기 제 1 제어기 유닛에 접속된 양자화기 (12), 및 제어 프로세스를 피드백시키는 디지털/아날로그 컨버터와 전압/힘 트랜스듀서를 포함하는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 회전 레이트 센서, 특히 상기 회전 레이트 센서의 제어 배열물 (3) 은, 수학식들
    Figure 112017048768386-pct00144
    Figure 112017048768386-pct00145
    에 따라서 상기 공진 주파수 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00146
    ), 상기 쿼드러쳐 조작 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00147
    ) 및 상기 재설정 변수 (
    Figure 112017048768386-pct00148
    ) 의 함수로서 상기 전기적 트리밍 전압들 (u1, u2, u3, u4) 을 이용가능하게 하는 조작 변수 변환 유닛 (7) 을 구비한 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  13. 제 7 항에 있어서,
    상기 제 1 제어기 유닛 (4) 의 출력 신호는 디지털화되고,
    적어도 제 1 복조기 유닛 (5), 상기 제 2 복조기 유닛 (8), 상기 쿼드러쳐 제어기 유닛 (10) 및 상기 주파수 제어기 유닛 (9) 은 디지털 형태로 구현되며,
    특히, 추가로, 조작 변수 변환 유닛 (7) 및/또는 재설정 유닛 (11) 도 디지털 형태로 구현되는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  14. 제 11 항에 있어서,
    각각의 경우에, 2 개의 전기적 트리밍 전압들은, 상기 양자화기 (12) 의 디지털 출력 신호의 함수로서 각각의 경우에 쌍으로, 각각의 경우에 하나의 믹서 (M1, M2) 에 의해, 쌍 (U1, U4), (U2, U3) 으로 프로세싱되는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서의 정밀한 측정 동작을 위한 방법.
  15. 미소-기계 회전 레이트 센서로서,
    적어도 하나의 진동성 질량체, 일차 모드에서 상기 진동성 질량체를 구동하기 위한 적어도 하나의 구동 디바이스, 및 상기 진동성 질량체 (2) 와 직접적으로 또는 간접적으로 공동으로 연관된 적어도 4 개의 트리밍 전극 요소들 (1) 을 포함하고,
    각각의 경우에, 전기적 트리밍 전압이 상기 트리밍 전극 요소들의 각각과 상기 진동성 질량체 사이에 인가되며,
    상기 미소-기계 회전 레이트 센서는 제 1 항, 제 3 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 기재된 방법을 실행하기에 적합하도록 하는 방식으로 구현되는 것을 특징으로 하는 미소-기계 회전 레이트 센서.
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