JP5725687B2 - マイクロメカニカル回転速度センサ - Google Patents

Description

本発明は、震動質量体と、震動質量体を第１の方向ｘで振動させる駆動手段と、震動質量体の第２の方向ｙへの偏向、すなわちコリオリ力に基づく測定偏向およびこの測定偏向に対してほぼ９０゜位相のずれた障害偏向から成る偏向を測定して偏向信号を形成する測定手段と、震動質量体を把持しており障害偏向を低減する補償手段とを有する、マイクロメカニカル回転速度センサに関する。

リニアに振動する振動ジャイロスコープは一般に知られている。回転角度センサではセンサ構造体の一部がアクティブに第１の方向つまりｘ軸方向へずれる。これを１次振動と称する。感応軸線に関して外部から回転速度がかかっている場合、コリオリ力が振動部へ作用する。このコリオリ力は１次振動の周波数により周期的に変化しながら、センサ構造体の一部を第１の方向に対して垂直な第２の方向へ、つまりｘ軸方向に対して垂直なｙ軸方向へ振動させる。これを２次振動と称する。センサ構造体には検出手段が取り付けられており、コリオリの測定原理にしたがってこの２次振動が検出される。

回転速度センサを構成する際の構想として、適切な対称性を選択することにより、基板平面内の１次振動および２次振動に対してチャート状の座標系Ｋ＝（ｘ，ｙ）が設定される。質量体およびばねの１次振動および２次振動に対する剛性テンソルの主軸系が正確に座標系Ｋに一致するように配置される。

さらに検出手段を構成する際には、センサの１次振動により外部の回転速度なしでコリオリ効果の検出手段に信号が発生しないように注意しなければならない。このために検出手段は座標系ＫＤが機械部の座標系Ｋに一致するように構成される。つまりＫＤ＝（ｘ，ｙ）である。

理想的な回転速度センサでは、１次振動がコリオリ効果の検出手段に重畳される。実際の回転速度センサで発生するこうした重畳結合は“２乗”と称される。２乗信号とは、センサが１次振動するように駆動されており、外部のイナーシャ系に対して相対運動していないのに発生し、コリオリ効果の検出手段に作用する信号である。

２乗信号により１次振動の周波数によって周期的に変調された信号がコリオリ効果の検出手段へ作用する。２乗信号の発生する原因として、センサ素子の機械部の座標系Ｋ（ｘ，ｙ）が検出手段の座標系ＫＤ（ｘ’，ｙ’）に一致せず、２つの系が所定の角度だけわずかに回転していることが挙げられる。

この小さな回転は典型的には製造工程における製造差などのセンサ構造体の不完全性に起因するものである。質量体の重量の分布が非対称であったり、ばね剛性が非対称であったりする。その結果、質量体およびばねの剛性テンソルの主軸系が検出手段の座標系ＫＤに一致しなくなってしまう。

回転速度センサの障害的な２乗信号が製造工程における不完全性に起因していることは周知であり、種々の技術分野の回転速度センサで問題となっている。ここで従来技術からもさまざまな障害信号の低減手段が公知である。

従来技術から知られる第１の２乗信号の抑圧方法は、回転速度信号および２乗信号とは異なる位相を利用することである。コリオリ力は１次振動の速度に比例し、２乗信号は１次信号の偏向に比例する。したがって回転速度信号の位相と２乗信号の位相とのあいだにはほぼ９０゜の位相ずれが存在している。検出手段では２乗信号および回転速度信号が１次振動の周波数によって振幅変調された信号として検出される。独国出願第１９７２６００６号明細書および米国特許第５６７２９４９号明細書から公知の同期変調法または位相増幅法によれば、まずこれらの信号はベースバンドへ復調される。さらに復調のための基準信号の位相を適切に選択することにより、２乗信号が抑圧される。ただしこれらの手法ではセンサ素子そのものでの２乗信号は制御されない。また２乗信号は検出手段へいたる１次振動の変換路を通過してしまい、抑圧は電子的に見ると信号路の後方でようやく行われるのである。回転速度の測定領域に比して大きな２乗信号が生じると、第１の信号変換段のダイナミクス領域への要求が著しく高くなり、しばしばセンサノイズが過度に大きくなってしまう。

従来技術から知られる第２の２乗信号の抑圧方法は、機械的なセンサ構造体を物理的に平衡させることである。第１の手法に比べてセンサ素子に追従して処理することにより直接に２乗信号の原因が排除され、検出手段に２乗信号が発生しなくなる。

また一般に、従来技術で周知の手法として、容量性のマイクロメカニカル回転速度センサにおいて電子的な２乗信号の補償が行われている。この場合２乗信号は、電気信号をコリオリ効果の検出手段より前方の電子変換器ユニットへ意図的に注入することにより抑圧される。ここで補償信号は２乗信号が補償されるちょうどの大きさに選定される。

米国特許第６０６７８５８号明細書には従来技術の手法として、容量性のマイクロメカニカル回転速度センサの２乗信号の電子的な補償が説明されている。運動する櫛歯フィンガと固定電極とのあいだに種々の電位が印加される。

独国公開第１０２３７４１１号明細書には、周期的に変化する力を意図的に作用させることに基づいて２乗信号の低減を達成する手法が説明されている。ここではセンサ構造体の適切な部材に補償用電極構造部が取り付けられ、外部の直流電圧を周期的に変化させながら意図的に印加することにより、センサ構造体にダイナミックな静電力が印加される。
独国出願第１９７２６００６号明細書 米国特許第５６７２９４９号明細書 米国特許第６０６７８５８号明細書 独国公開第１０２３７４１１号明細書

本発明の課題は、回転速度センサの補償および平衡化を簡単かつ確実に行えるようにすることである。

この課題は、震動質量体と、震動質量体の第１の方向での振動を駆動する駆動手段と、震動質量体の第２の方向への偏向、すなわちコリオリ力に基づく測定偏向および該測定偏向に対してほぼ９０゜位相のずれた障害偏向から成る偏向を測定する測定手段と、障害偏向を低減するために震動質量体を把持している補償手段とを有するマイクロメカニカル回転速度センサにおいて、閉ループ制御手段が設けられており、この閉ループ制御手段に偏向信号が入力信号として供給され、偏向信号から障害偏向信号が復調され、障害偏向信号から補償信号が形成され、補償信号が補償手段へ供給される構成により解決される。

有利には、本発明の閉ループ制御により補償信号が形成され、障害偏向が発生場所で、すなわち震動質量体の箇所で補償手段により低減される。これにより全偏向における障害偏向成分が測定偏向に比べて低下する。したがって得られた測定値に関して偏向信号を評価する際に課される要求も小さくなる。特に測定値の同期変調への要求は低減される。

さらに有利には、本発明の閉ループ制御により、障害信号の時間変化、例えばセンサのドリフトまたは経時劣化も補償される。経時劣化、温度、応力などに起因する障害信号は閉ループ制御手段により抑圧される。

有利には、閉ループ制御手段は障害偏向をゼロへ向かって制御するように構成されている。

有利な実施形態では、閉ループ制御手段は積分素子を含む。障害信号は積分素子を使用することにより理想的に抑圧される。

別の有利な実施形態では、回転速度センサは平衡情報から付加的な補償信号を形成する開制御部を有している。このように閉ループ制御と開制御とを組み合わせることにより、センサの耐用期間にわたる障害信号の変化の補償の利点と製造時の固定の平衡化の利点とが統合される。付加的な補償により閉ループ制御の捕捉範囲（Fangbereich）を小さく設定でき、また逆にその分解能を高めることができる。この分解能は、ディジタルの制御部でセンサの出力ノイズが小さく、制御部の量子化効果が高くなるように選定される。また閉ループ制御と開制御とを組み合わせることにより、制御の捕捉範囲をきわめて大きくすることができる。

特に有利な実施形態では、閉ループ制御手段は閉ループ制御の捕捉範囲を平衡情報に依存して調整可能であるように構成されている。これにより制御回路の捕捉範囲を動作点に適合させることができるので有利である。すなわち閉ループ制御の捕捉範囲は平衡となるように調整された動作点から独立に設定することができる。

また有利には、機械的なセンサ素子の最大障害信号の大きさに対する要求も低減される。なぜならこの障害信号は、本発明の制御において、適切に選択された捕捉範囲により簡単に補償されるからである。こうして精度への要求が低減され、機械的なセンサ素子に対する製造コストも小さくなる。

さらに、センサの評価電子回路の調整範囲への要求も低減される。なぜなら制御部がセンサ素子での障害偏向を抑圧し、評価すべき偏向の大部分が測定偏向しか含まなくなるからである。

他の実施形態は従属請求項から得られる。

本発明の実施例を図示し、以下に詳細に説明する。

図１には従来技術の回転角度センサのマイクロメカニカル部分の概略図が示されている。図示されているのはばね素子１５０によって基板１６０に懸架された震動質量体１００である。ばね素子１５０では震動質量体１００の第１の方向ｘへの振動と第１の方向ｘに垂直な第２の方向ｙへの偏向とが生じる。震動質量体１００の第１の方向ｘへの駆動のために駆動手段１１０が設けられている。駆動手段１１０は例えば容量的に構成されている。したがって図ではこれはコンデンサとして示されている。駆動手段１１０には駆動信号１０５が供給される。震動質量体１００にはさらに第１の測定手段１１５が設けられており、震動質量体１００の第１の方向ｘへの振動が測定され、そこから振動信号１１７が形成される。駆動を測定する第１の測定手段１１５も容量的に構成されているので、図ではコンデンサとして示されている。震動質量体１００にはさらに第２の方向ｙへの偏向を測定する第２の測定手段１２０が設けられている。

振動ジャイロスコープでは外部の回転速度を求めるためにコリオリ力が利用される。速度に比例して第２の方向ｙへ作用するコリオリ力
Ｆ_Ｃ＝２ｍｖ×Ω
が発生する。ここでｖは駆動振動であるから第１の方向ｘにあり、回転速度のベクトルまたは回転速度Ωは第１の方向ｘを含む平面に垂直な第３の方向ｚにある。コリオリ力Ｆ_Ｃは震動質量体１００の第２の方向ｙへの測定偏向に作用する。さらにマイクロメカニカルセンサ素子の不完全性のために、距離に比例する障害偏向、いわゆる２乗信号も駆動振動の共振周波数で生じる。震動質量体１００の障害偏向は力Ｆ_Ｑから発生し、速度に比例するコリオリ力から生じる測定偏向に対して９０゜位相ずれしている。第２の方向ｙへの全偏向は測定偏向と障害偏向とを重畳した量である。これが第２の測定手段１２０で測定され、偏向信号１２５へ変換される。第２の測定手段１２０も容量的に構成されているので、やはり図ではコンデンサとしてシンボリックに表されている。２乗信号または障害偏向は種々の方向を有する。重要なのは、検出手段によって正確に偏向を評価し、どの成分が第２の方向ｙにあるかを求めることである。障害偏向を抑圧するために、独国公開第１０２３７４１１号明細書では、震動質量体１００を把持する補償手段１３０が設けられている。補償手段１３０も容量的に構成されているので、図ではコンデンサとしてシンボリックに表されている。

図２には従来技術の回転速度センサの評価回路が概略的に示されている。震動質量体１００の第２の方向ｙへの偏向は図１の第２の測定手段１２０により記録され、そこから偏向信号１２５が形成される。偏向信号１２５は全偏向、つまりコリオリ力Ｆ_Ｃに由来する測定偏向成分と２乗信号Ｆ_Ｑに由来する障害偏向成分とから成る。

コリオリ力
Ｆ_Ｃ＝２ｍｖ×Ω
から得られる測定偏向は駆動振動の周波数を有する信号であり、震動質量体１００の第１の方向ｘ（駆動方向）への運動速度に比例する。測定偏向は駆動振動の偏向に対して９０゜位相がずれている。マイクロメカニカルセンサ素子の不完全性のためにさらに駆動信号の周波数を有する障害信号、すなわち２乗信号が発生する。２乗信号に由来する障害偏向は駆動偏向、すなわち震動質量体１００が振動中心位置から第１の方向ｘにおいて戻った距離に比例する。したがって障害偏向は測定偏向に対して９０゜位相ずれしており、駆動振動に対して１８０゜位相ずれしている。

アナログの偏向信号１２５はこの実施例では入力回路２００のアナログディジタル変換器ＡＤＵによりディジタル偏向信号２０２へ変換される。ディジタル偏向信号２０２は測定偏向の位相および駆動振動の周波数を有する周期信号２０５に同期して復調される。その結果測定信号２０３が得られる。測定信号２０３は出力回路２１０へ供給され、場合によりフィルタリングが行われ、そこから所望の形態の回転速度に関する情報を含むセンサ信号２１５が形成される。

駆動振動、測定偏向および障害偏向のあいだの上述の関係が障害信号の抑圧に用いられる。速度に比例する周期信号２１５に同期して復調されることにより障害信号が抑圧され、コリオリ信号はセンサの出力側でフィルタを介して調整される所望の有効帯域へ展開される。こうした障害抑圧法の欠点は復調信号および信号処理に必要な高いダイナミクス領域の絶対値精度に高い要求が課されることである。大きな障害信号は復調の前までに信号路で処理しなければならない。

図３には障害偏向の補償部を備えた従来技術の回転速度センサの評価回路が概略的に示されている。図２に示されている部材のほか、評価回路はメモリ３００（例えば読み出し専用プログラマブルメモリＰＲＯＭ）およびディジタルアナログ変換器ＤＡＵ３１０を有している。メモリ３００には平衡値３０２が格納されており、この平衡値がＤＡＵ３１０へ供給される。ＤＡＵ３１０では平衡値が直流電圧、すなわち補償信号１３５へ変換され、この信号が図１の補償手段１３０へ供給される。こうして障害偏向の補償が行われる。補償手段１３０はそれ自体が駆動構造体であってもよいし、センサの既存の構造体、例えば駆動手段または測定手段であってもよい。この種の装置およびその動作は、例えば米国特許第６０６７８５８号明細書に記載されている。評価回路からの補償信号１３５により障害偏向は適切な手段を介して直接にセンサ素子内で抑圧される。さらに平衡化も行われるが、その際には例えばＰＲＯＭを介して平衡値がディジタルアナログ変換される。ただし他の適切な手段によって平衡化を達成してもよい。しかしこの場合、障害信号が例えば経時劣化またはドリフトによって変化したときに固定の平衡値では理想的な抑圧が達成されないという欠点が残ってしまう。

図４には本発明の回転速度センサの評価回路の第１の実施例の概略図が示されている。図２に示されている部材のほか、この評価回路は閉ループ制御回路４００およびディジタルアナログ変換器ＤＡＵ４１０を有する。ディジタル偏向信号２０２は測定偏向の位相および駆動振動の周波数を有する周期信号２０５に同期して復調される。ディジタル偏向信号２０２は本発明によれば第２の信号路で測定偏向の位相および駆動振動の周波数を有する周期信号２０５に同期して復調される。その結果、障害信号４０１は閉ループ制御回路４００へ供給される。閉ループ制御回路４００は制御信号４０２を形成し、これをＤＡＵ４１０へ供給する。制御信号４０２はＤＡＵ４１０を介して補償信号１３５、すなわち直流電圧信号へ変換され、これが図１の補償手段１３０へ供給される。こうして震動質量体１００の障害偏向が補償されるか少なくとも低減され、測定手段１２０で形成された偏向信号１２５は小さな障害偏向成分と大きな測定偏向成分とを有するようになる。偏向信号１２５はアナログディジタル変換器ＡＤＵ２００で変換され、ディジタル偏向信号２０２として制御回路へ供給される。

本発明は従来技術に対して、障害抑圧が開制御手段を介してではなく閉ループ制御手段を介して図４に示されているようにセンサ素子で行われるという利点を有する。測定偏向と障害偏向とは相互に９０゜位相ずれしているので、これらの信号は正しい位相での同期変調により分離される。補償信号１３５はここでは機械的センサ素子の電極に印加される直流電圧である。震動質量体１００に固定された可動の第１の電極が定置の第２の電極の上方を通過すると、独国公開第１０２３７４１１号明細書に記載されているように、距離に比例する静電力が発生し、これが障害信号を抑圧する。閉ループ制御回路４００が有利に積分部を有するように構成されている場合、障害偏向は量子化に起因する効果まで理想的に抑圧される。いわゆる２乗信号制御回路は純粋にアナログに構成されており、フレキシビリティに関する理由から、一般に知られているアナログ回路でのドリフト問題の欠点を回避するために、２乗信号は変換されない。

ディジタルの構成では、図４に示されているように、量子化に起因して残留誤差が残ってしまう。これはディジタル偏向信号２０２を復調する際の位相シフトに関連して測定信号２０３のオフセットを発生させる。制御信号４０２の時間変化はバックエンド回路の出力フィルタの有効帯域に生じ、復調にエラーがあると回転速度の出力側にノイズが発生する。したがってディジタルアナログ変換器ＤＡＵの分解能は要求される出力ノイズが上方超過されないように選定しなければならない。

図５には本発明の回転速度センサの評価回路の第２の実施例が示されている。マイクロメカニカルセンサ素子は製造差に起因する不完全性のために距離に比例する障害信号として大きなトレランスを有する。閉ループ制御回路４００の分解能への要求は、障害信号４０１に対する捕捉範囲への要求と同様に、センサ全体のノイズへの要求が増大するにつれて増大する。

本発明の評価回路の第２の実施例では、図３の障害信号の平衡化と図４の閉ループ制御とが組み合わされることにより前述の問題点が回避される。図３，図４とは異なり、ここでは補償信号１３５の開制御成分１３５Ｂと閉ループ制御成分１３５Ａとが区別されて示されている。

この実施例では、第１のステップで開制御により障害偏向が粗く平衡化される。平衡値３０２はメモリ３００から取り出され、ディジタルアナログ変換器ＤＡＵ３１０へ供給される。ディジタルアナログ変換器ＤＡＵはここから補償信号１３５Ｂを形成し、直流電圧として震動質量体１００の電極対として構成された図１の補償手段１３０へ印加する。電圧‐力変換は一方側の固定の電極および他方側の可動の電極によって形成されるコンデンサ構造体を介して静電的に行われる。

図６には図５の本発明の回転速度センサの補償信号と捕捉範囲との関係のグラフが示されている。捕捉範囲Ｆは補償信号１３５（ここでは補償電圧Ｕ＿Ｑ）に関して示されている。グラフからわかるように、この関係は２次関数となっている。さらに捕捉範囲の変化量ΔＦ、補償電圧の変化量ΔＵ＿Ｑ、２つの異なる平衡点Ａｂｇｌ＿１，Ａｂｇｌ＿２が示されている。図６からわかるように、種々の動作点での平衡化に依存して、制御出力電圧の変化量ΔＵ＿Ｑが等しい場合、障害信号を抑圧するための捕捉範囲ΔＦ＿１，ΔＦ＿２は大きく異なってくる。

本発明によれば、ディジタルアナログ変換器ＤＡＵ４１０の捕捉範囲を動作点ごとに適合させることにより図５の評価回路の効果が補償される。このためにメモリ３００から取り出される平衡値３０２が比較テーブル５１０により平衡化に依存するＤＡＵの捕捉範囲の適合化量と結合される。比較テーブル５１０は平衡化に依存してディジタル語５１５を送出し、これがディジタルアナログ変換器ＤＡＵ５２０内でアナログ語５２５へディジタルアナログ変換される。このアナログ語５２５はＤＡＵ４１０の捕捉範囲を定める。こうして閉ループ制御は比較テーブル５１０の内容によって定義され、各動作点または平衡値３０２に対して所定の捕捉範囲が得られるように行われる。有利には例えば平衡化に依存してつねに同じ捕捉範囲が調整される。したがって捕捉範囲は図６のグラフの関数から独立に定められる。

開制御の平衡化および閉ループ制御の平衡化を組み合わせることにより、閉ループ制御に必要な捕捉範囲、ひいてはディジタルアナログ変換器ＤＡＵ４１０の分解能に対する要求が低減され、その際にも抑圧すべき障害信号に対する全捕捉範囲は縮小されない。

上述した以外の実施例も可能であり、本発明の閉ループ制御は種々に実行される。また本発明と従来技術の手段との組み合わせも可能である。

従来技術の回転速度センサのマイクロメカニカル機能部の概略図である。 従来技術の回転速度センサの評価回路の概略図である。 従来技術の障害偏向の補償部を備えた回転速度センサの概略図である。 本発明の回転速度センサの評価回路の第１の実施例の概略図である。 本発明の回転速度センサの評価回路の第２の実施例の概略図である。 図５の回転速度センサの補償信号と捕捉範囲との関係を示すグラフである。

符号の説明

１００ 震動質量体、 １０５ 駆動信号、 １１０ 駆動手段、 １１５ 第１の測定手段、 １１７ 振動信号、 １２０ 第２の測定手段、 １２５ 偏向信号、 １３０ 補償手段、 １３５ 補償信号、 ２００ 入力回路、 ２０２ 偏向信号、 ２０３ 測定信号、 ２０５ 周期信号、 ２１０ 出力回路、 ２１５ センサ信号、 ４１０ ディジタルアナログ変換器、 ４０２ 制御信号、 ４００ 閉ループ制御回路、 ４０１ 障害信号、 ４０５ 周期信号

Claims (3)

1. 震動質量体（１００）と、該震動質量体（１００）を第１の方向（ｘ）で振動させる駆動手段（１１０）と、前記震動質量体（１００）の第２の方向（ｙ）への偏向、すなわち、コリオリ力に基づく測定偏向および該測定偏向に対してほぼ９０°位相のずれた障害偏向から成る偏向を測定して偏向信号（１２５）を形成する測定手段（１２０）と、前記震動質量体（１００）を把持しており前記障害偏向を低減する補償手段（１３０）とを有する、
   マイクロメカニカル回転速度センサにおいて、
   該回転速度センサは、
   メモリ（３００）に記憶されている平衡値（３０２）から第１の補償信号（１３５Ｂ）を形成する開制御部と、
   入力信号として供給される前記偏向信号（１２５）から障害偏向信号（４０１）を復調し、該障害偏向信号に基づいて制御信号（４０２）を形成し、該制御信号から第２の補償信号（１３５Ａ）を形成する閉ループ制御部と、
   前記第１の補償信号（１３５Ｂ）と前記第２の補償信号（１３５Ａ）とを前記補償手段（１３０）へ供給する手段と、
   を有しており、
   前記閉ループ制御部は、前記制御信号をディジタルアナログ変換するディジタルアナログ変換器（４１０）を有しており、該ディジタルアナログ変換器の捕捉範囲は、前記ディジタルアナログ変換器の捕捉範囲を動作点ごとに適合させるための適合化量と結合された前記平衡値（３０２）に依存して調整され、
   前記補償手段（１３０）は、前記第１の補償信号（１３５Ｂ）による補償と、前記第２の補償信号（１３５Ａ）による補償とを、前記偏向信号（１２５）に対してそれぞれ行う、
   ことを特徴とするマイクロメカニカル回転速度センサ。
2. 前記制御信号（４０２）は、前記障害偏向をゼロへ向かって制御するための信号である、請求項１記載のセンサ。
3. 前記閉ループ制御部は前記障害偏向信号に基づいて前記制御信号を形成する閉ループ制御回路（４００）を有しており、該閉ループ制御回路は積分素子を含む、請求項１または２記載のセンサ。

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