JP3812543B2 - 角速度センサ装置及びその調整方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体基板上に振動子としての錘部を設けた形の静電気駆動静電容量検出型の角速度センサと、該センサ用の駆動回路、信号処理回路等の制御回路とから構成される角速度センサ装置に関し、特に角速度センサの駆動電極から錘部の振動制御のためのモニタ電極への回り込み信号を効果的に低減させることができる角速度センサ装置、及びその角速度センサ装置の調整方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、角速度センサとして半導体基板上に振動子としての錘部を設けた形の静電気駆動静電容量検出型の角速度センサが知られている。この種のセンサは一般に、半導体基板上に形成した相直交する第１の方向及び第２の方向へ振動可能な錘部と、この錘部を第１の方向へ周期的に振動させる駆動信号を印加する駆動電極と、錘部の第１の方向への振動に基づく静電容量変化をモニタするモニタ電極と、振動状態のもと第１、第２の方向と直交する軸回りに角速度が加わったときに発生する錘部の第２の方向へのコリオリの力に起因する振動による静電容量変化を検出する検出電極とから構成される。
【０００３】
図６に、このような角速度センサの平面図を、図７に、図６中のＡ−Ａ断面図を示す。角速度センサ１は、第１のシリコン基板２の表面に酸化膜３を形成し、その上に第２のシリコン基板４を貼り合わせた構造のＳＯＩ（Silicon On Insulator）基板５を用い、周知の半導体製造技術を用いて製作される。上面となる第２のシリコン基板４には、溝９を形成することにより各部が形成されている。錘部８は、第２のシリコン基板４を支持する酸化膜３及び第１のシリコン基板２を部分的に除去することにより形成された開口部１０上に配置されている。
【０００４】
錘部８は、図中き第１の方向（以下、Ｘ方向という）へバネ変形可能な駆動梁１４ａ〜１４ｄ及び第２の方向（以下、Ｙ方向という）へバネ変形可能な検出梁１３ａ〜１３ｄを介して、錘部８の外周の基部７に支持されている。錘部８の外周部と基部７とが対向する部位には、次に述べるような櫛歯状の各電極部が形成されている。
【０００５】
即ち、駆動信号を印加する駆動電極１５ａ、１５ｂと、錘部８のＸ方向への駆動振動をモニタしモニタ信号として検出するモニタ電極２０ａ〜２０ｄと、Ｘ−Ｙ方向に直交するＺ軸回りに角速度ωが加わったときに発生する錘部８のＹ方向への振動を検出信号として検出する検出電極１７ａ、１７ｂとが形成されている。また、各電極１５ａ、１５ｂ、１７ａ、１７ｂ、２０ａ〜２０ｄには、それぞれ対応したワイヤボンディング用のパッド２３ａ、２３ｂ、１９ａ、１９ｂ、２２ａ〜２２ｄが形成されている。
【０００６】
そして、この図６に示す角速度センサ１においては、駆動電極１５ａ、１５ｂに駆動信号（正弦波等）を印加すると、駆動梁１４ａ〜１４ｄによって錘部８はＸ方向へ振動する。このとき、モニタ電極２０ａ〜２０ｄと錘部８との間の静電容量が変化する。この変化から錘部８の振動の振幅、位相等を検出し、図示しない制御回路により駆動信号を調整するようになっている。
【０００７】
この錘部８のＸ方向への振動のもと、角速度ωがＺ軸回りに加わえられると、錘部８にはＹ方向にコリオリの力が発生し、錘部８は検出梁１３ａ〜１３ｄによってＹ方向へ振動する。すると、このＹ方向振動によって、検出電極１７ａ、１７ｂと錘部８間の静電容量に変化が生ずるため、その変化量を検出することによって加わった角速度ωの値を検出することができる。
【０００８】
ところで、図６に示すような角速度センサ１においては、図８に示すように、第２のシリコン基板４に形成された各電極は、酸化膜３を介して第１のシリコン基板２に支持された構成となっている。なお、図８は、各電極の支持構成を示すための模式的な断面図である。
【０００９】
このため、図８中の破線で示すように、駆動電極１５ａ、１５ｂと第１のシリコン基板２との間に形成される寄生容量Ｃｐ１０と、モニタ電極２０ａ〜２０ｄと第２のシリコン基板２との間及び検出電極１７ａ、１７ｂと第１のシリコン基板基板２との間に形成される寄生容量Ｃｐ２０とによって、駆動電極１５ａ、１５ｂと他の電極との間にはカップリングが生じる。
【００１０】
このようなカップリングが存在すると、モニタ電極２０ａ〜２０ｄにより検出されるモニタ信号及び検出電極１７ａ、１７ｂにより検出される検出信号には、駆動信号の回り込みによる回り込み信号がノイズとして乗ってくる。この回り込み信号は、モニタ信号、検出信号に比して非常に大きいので、錘部８の本来の振動により発生するモニタ信号、検出信号を正確に検出できないという問題が生ずる。
【００１１】
このような駆動信号の回り込みの影響を低減する方法としては、従来より次のような種々の方法が提案されている。その一つとして、第２のシリコン基板４に、駆動電極１５ａ、１５ｂとの間に形成される静電容量が、モニタ電極２０ａ〜２０ｄ及び検出電極１７ａ、１７ｂと駆動電極１５ａ、１５ｂとの間に形成される寄生容量と同じになるようになっているダミー電極３４ａ〜３４ｄを形成する。そして、モニタ信号及び検出信号に入り込む駆動信号による回り込みノイズを、そのダミー電極３４ａ〜３４ｄからの信号によりキャンセルする方法（特許文献１参照）が提案されている。
【００１２】
また、別の方法として、第２のシリコン基板４の駆動電極１５ａ、１５ｂの近傍に、駆動信号とは逆相の信号を印加するための逆相信号用電極３５ａ〜３５ｄを追加して形成し、この逆相信号用電極３５ａ〜３５ｄからの信号によって、モニタ信号及び検出信号へ入り込む回り込み信号をキャンセルする方法（特許文献２参照）が提案されている。
【００１３】
更には、各電極への配線が接近していることから生ずる誘導による回り込みを防止するために、駆動電極１５ａ、１５ｂへの配線と、モニタ電極２０ａ〜２０ｄ及び検出電極１７ａ、１７ｂへの配線との間に、電気的な遮蔽用配線を追加する方法（特許文献３参照）も提案されている。
【００１４】
【特許文献１】
特開２００２−１６２２２８号公報
【００１５】
【特許文献２】
特開２００２−２６７４５０号公報
【００１６】
【特許文献３】
特開２００２−１８８９２４号公報
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の各解決方法には、それなりに回り込み信号を低減させる効果が認められるが、必ずしも完全な解決策とはいえない。そこで、本発明は角速度の検出精度を向上させる観点から、特にモニタ電極に入り込む回り込み信号をキャンセルして確実に低減させることを目的とした。このようにモニタ信号への回り込みに着目したのは、角速度の検出精度を確保するには、錘部がその共振周波数で一定振幅の安定振動をすることが大前提として必要であり、例え、検出信号への回り込み信号を低減できたとしても、錘部の振動がモニタ信号への回り込み信号のために不安定では、高い検出精度を確保できないからである。
【００１８】
更には、回り込み信号の振幅が、本来のモニタ信号、すなわち錘部のＸ方向の振動にともなって発生する信号に較べて大きい場合には、自励発振が起こらず、角速度センサとして全く機能しないという致命的な欠陥が懸念されるからである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するための請求項１に記載の発明は、第１のシリコン基板（２）上に酸化膜（３）を介して第２のシリコン基板（４）を貼り合わせてなるＳＯＩ基板（５）を有し、前記第２のシリコン基板には、第１の方向（Ｘ方向）及びこの第１の方向と直交する第２の方向（Ｙ方向）へ振動可能な錘部（８）と、該錘部を前記第１の方向へ振動させるための駆動電圧を印加する１対の駆動電極（Ｄ１、Ｄ２）と、前記錘部の前記第１の方向への振動をモニタするための１対のモニタ電極（Ｍ１、Ｍ２）と、前記振動のもと前記第１及び第２の方向と直交する軸（Ｚ軸）回りに角速度が加わったときに発生する前記錘部の前記第２の方向への振動を検出するための検出電極（１７ａ、１７ｂ）と、が形成されている角速度センサ（１）と、
前記１対の駆動電極に印加する互いに逆相関係にある第１、第２の駆動電圧（Ｖｄ１、Ｖｄ２）を発生する自励発振回路（２７）と、
前記１対のモニタ電極の各電極と前記錘部とにより形成されるキャパシタ（Ｃｍ１、Ｃｍ２）に所定の直流電圧を印加し、流れる電流を検出して該キャパシタの静電容量に比例する電圧を生成する一対のＣ／Ｖ変換回路（３１、３２）と、
該一対のＣ／Ｖ変換回路の出力電圧の差電圧を演算して前記自励発振回路にフィードバック信号（Ｖf）として供給する差動増幅回路（Ｑ１）と、
を備えた角速度センサ装置において、
前記第１、第２の駆動信号の何れかを選択することのできるスイッチ（Ｓ１）と、該スイッチで選択した駆動信号の大きさを加減して前記差動増幅回路（Ｑ１）の出力する前記差電圧に加算する加算回路（２９）とを新たに設け、該加算回路の出力信号を前記フィードバック信号として前記自励発振回路に供給するようにしたことを特徴とする角速度センサ装置である。
【００２０】
このような回路構成の下で、請求項２に記載の調整方法によって前記スイッチの選択と、該スイッチで選択した駆動信号の大きさを加減すれば、前記駆動電極から前記モニタ電極に入り込む回り込み信号の影響を最小限に抑えることができ、前記錘部を第１の方向に安定に振動させることができる。
【００２１】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の角速度センサ装置の前記スイッチ（Ｓ１）による前記第１、第２の駆動信号の選択と、前記加算回路に入力する前記スイッチにより選択した駆動信号の大きさを加減する調整方法であって、
前記加算回路（２９）の出力信号を測定信号とし、前記第１又は第２の駆動信号の何れか一方の信号を参照信号としてロックインアンプに入力し、前記自励発振回路の代わりに信号発生器より前記駆動電極（Ｄ１、Ｄ２）に、前記錘部の共振周波数から離れた周波数の交流信号を印加し、その状態で前記ロックインアンプの直流出力電圧の絶対値が最小になるように、前記スイッチによる前記第１、第２の駆動信号の選択と、前記加算回路に入力する前記スイッチにより選択した駆動信号の大きさを加減し、その後前記ロックアンプを取り外し、前記加算回路の出力電圧を前記自励発振回路へフィードバック信号として供給して角速度の測定に入ることを特徴とする角速度センサ装置の調整方法である。
【００２２】
このような調整方法によって、請求項１に記載の角速度センサ装置を調整すれば、前記駆動電極から前記モニタ電極に入り込む回り込み信号の影響を最小限に抑えることができ、前記錘部を第１の方向に安定に振動させることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１〜図５を参照して本発明の一実施形態にかかる静電気駆動静電容量検出型の角速度センサ装置を説明する。本角速度センサ装置は、静電気駆動静電容量検出型の角速度センサと、該センサ用の駆動回路、信号処理回路等の制御回路とからなる。図２は、その一例としての角速度センサの平面図を、図７は、図２中のＡ−Ａ断面図を示したものである。なお、図７は従来技術の項で説明した図と同じである。
【００２４】
角速度センサ１は、第１のシリコン基板２の表面に酸化膜３を形成し、その上に第２のシリコン基板４を貼り合わせた構造のＳＯＩ基板５を用いて形成される。ＳＯＩ基板５は、駆動回路、信号処理回路等の制御回路が形成された回路チップ６上に接着剤等により固定されている。
【００２５】
第２のシリコン基板４は、エッチング加工により形成された溝９により、周辺に位置する枠状の基部７と、その基部７の内側に位置して可動する錘部８とに区画分けされている。但し、両区画は分離しているのではなく、後述する梁部によって連結された状態にある。
【００２６】
ここで、内側にある錘部８の下部に位置する酸化膜３及び第１のシリコン基板２は除去されて開口部１０が形成されている。そして、外側の基部７は、この開口部１０の縁部において酸化膜３を介して第１のシリコン基板２に支持されている。
【００２７】
錘部８は、更に、第２シリコン基板４の中央部に位置する略長方形状の第１の可動部１１と、第１の可動部１１におけるＸ方向（第１の方向）の両外側に設けられた柱状の第２の可動部１２ａ、１２ｂに区画分けされている。そして、錘部８においては、第１の可動部１１は、検出梁１３ａ〜１３ｄを介して第２の可動部１２ａ、１２ｂに連結され、第２の可動部１２ａ、１２ｂは、略コの字形状をなす駆動梁１４ａ〜１４ｄを介して基部７に連結されている。
【００２８】
ここで、駆動梁１４ａ〜１４ｄは、実質的にＸ方向にのみ自由度を持つものであり、この駆動梁１４ａ〜１４ｄによって、錘部８全体がＸ方向へ振動可能となっている。一方、検出梁１３ａ〜１３ｄは、実質的にＹ方向（第２の方向）にのみ自由度を持つものであり、この検出梁１３ａ〜１３ｄによって錘部８のうちの第１の可動部１１がＹ方向へ振動可能となっている。
【００２９】
また、第２シリコン基板４のうち、第２の可動部１２ａ、１２ｂにおけるＸ方向の両外側部には、開口部１０の縁部に支持された櫛歯状の駆動電極１５ａ、１５ｂが形成されている。この櫛歯状の駆動電極１５ａ、１５ｂは、第２の可動部１２ａ、１２ｂから突出する櫛歯部（駆動用櫛歯部）１６ａ〜１６ｂに対し、互いの櫛歯が噛み合うように対向して配置されている。この駆動電極１５ａ、１５ｂには、後述するように錘部８全体をＸ方向へ振動させるための駆動信号が印加される。駆動電極１５ａ、１５ｂには、制御回路を構成する回路チップ６とワイヤボンディング等により電気的に接続するためのパッド（駆動電極用パッド）２３ａ、２３ｂがアルミ等により形成されている。
【００３０】
また、第２のシリコン基板４のうち、第１の可動部１１におけるＹ方向の両外側部には、開口部１０の縁部に支持された櫛歯状の検出電極１７ａ、１７ｂが形成されている。錘部８における第１の可動部１１のうち検出電極１７ａ、１７ｂと対向する部位には、櫛歯部（検出用櫛歯部）１８ａ〜１８ｄが突出して形成されており、検出電極１７ａ、１７ｂはこの検出用櫛歯部に対し、互いに噛み合うように対向して配置されている。
【００３１】
この検出電極１７ａ、１７ｂ、錘部８がＸ軸方向に駆動振動している状態下で、角速度センサ１に対して、Ｘ軸及びＹ軸と直交するＺ軸回りに角速度ωが加わると、錘部８の第１の可動部１１に対してＹ軸方向にコリオリの力が働き、錘部８にＹ方向の振動が発生する。検出電極１７ａ、１７ｂは、このＹ方向振動を、検出電極１７ａ、１７ｂと第１の可動部１１とで形成されるキャパシタの静電容量変化として検出するための電極である。検出電極１７ａ、１７ｂには、制御回路を構成する回路チップ６とワイヤボンディング等により電気的に接続するためのパッド（検出電極用パッド）１９ａ〜１９ｂがアルミ等により形成されている。
【００３２】
更に、第２のシリコン基板４のうち、第２の可動部１２におけるＸ方向の両外側には、開口部１０の縁部に支持された櫛歯状のモニタ電極２０ａ〜２０ｄが形成されている。そして、モニタ電極２０ａ〜２０ｄは、第２の可動部１２ａ〜１２ｂから突出する櫛歯部（モニタ用櫛歯部）２４ａ〜２４ｄに対し、互いに噛み合うように対向して配置されている。
【００３３】
このモニタ電極２０ａ〜２０ｄは、錘部８のＸ方向への振動を、モニタ電極２０ａ〜２０ｄと第２の可動部１２ａ、１２ｂとで形成されるキャパシタの静電容量変化として検出するための電極である。モニタ電極２０ａ〜２０ｄには、制御回路を構成する回路チップ６とワイヤボンディング等により電気的に接続するためのパッド（モニタ電極用パッド）２２ａ〜２２ｄがアルミ等により形成されている。
【００３４】
なお、上記した駆動電極１５ａ、１５ｂ、検出電極１７ａ、１７ｂ、モニタ電極２０ａ〜２０ｄ及び錘部８は、溝９により互いに分離され、電気的に互いに絶縁されている。
【００３５】
かかる角速度センサ１においては、回路チップ６から駆動電極用パッド２３ａ、２３ｂを介して駆動電極１５ａ、１５ｂに周期的に変化する駆動電圧（正弦波又は矩形波の交流電圧）を印加して、上記駆動用櫛歯部１６ａ、１６ｂと駆動電極１５ａ、１５ｂとの間に静電気力を発生させる。駆動電極１５ａ、１５ｂには、互いに逆位相の駆動信号を印加する。静電気力が発生すると、駆動梁１４ａ〜１４ｄがバネとして働き、錘部８全体がＸ方向へ振動する。
【００３６】
振動が始まると、モニタ電極２０ａ〜２０ｄとモニタ用櫛歯部２４ａ〜２４ｄとの間の静電容量が変化するので、これを検出することで錘部８の振動周波数、振幅、位相をモニタする。そして、モニタした信号はフィードバック信号として、駆動信号を発生する後述の自励発振回路２７に入力される。これにより、自励発振回路２７の発振周波数は錘部８の共振周波数に自動調整され、錘部８２は安定した振動を行なうようになる。
【００３７】
この錘部８のＸ方向への振動のもと、Ｚ軸回りに角速度ωが加わると、錘部８にはＸ方向の振動速度に比例するＹ方向のコリオリの力が加わり、錘部８のうち第１の可動部１１が検出梁１３ａ〜１３ｄをバネとしてＹ方向に振動する。第１の可動部１１がＹ方向に振動すると、検出電極１７ａ〜１７ｄと検出用櫛歯部１８ａ〜１８ｄとの間の静電容量が変化する。従って、この静電容量変化を回路チップ６上の検出回路にて検出すれば、加わった角速度ωの大きさを求めることができる。
【００３８】
ここにおいて、本実施形態では、次のような独自のモニタ信号処理回路及びその調整方法を採用しており、その回路構成及び調整方法について図１、図３〜図５参照して説明する。図１は、角速度センサ１の錘部８をＸ方向に振動させる場合の回路構成を示したものである。
【００３９】
図１中の２５は、角速度センサ１の電気的等価回路である。電気的等価回路２５は、錘部８のＸ方向への振動駆動及びその振動のモニタに関連する部分のみの回路を示しており、Ｙ方向の振動検出に関連する部分は省略してある。図１中の等価回路２５以外の回路部分は、角速度センサ１用の制御回路であって、回路チップ６上に構成されている。但し、Ｙ方向の振動検出回路は、本発明と無関係であるので省略してあり、Ｘ方向振動のモニタ信号処理回路２６と、錘部８をＸ方向に振動させるための駆動信号を発生する自励発振回路２７のみを表わしている。
【００４０】
最初に角速度センサ１の等価回路２５について説明する。等価回路２５の中の相互接続ノードＤ１（以下、駆動電極Ｄ１という）は、図２で説明した駆動電極１５ａに相当し、相互接続ノードＤ２（以下、駆動電極Ｄ２という）は駆動電極１５ｂに相当する。また、相互接続ノードＭ１（以下、モニタ電極Ｍ１という）は並列接続したモニタ電極２０ａ、２０ｃに相当し、相互接続ノードＭ２（以下、モニタ電極Ｍ２という）は並列接続したモニタ電極２０ｂ、２０ｄに相当する。この並列接続は回路チップ６上で行なっている。また、相互接続ノードＮ１は錘部８に相当し、相互接続ノードＮ２は第１のシリコン基板２に相当する。
【００４１】
先に説明したように、駆動電極１５ａ、１５ｂと、錘部８の第１の可動部１１に検出梁１３ａ〜１３ｄによって結合している第２の可動部１２ａ、１２ｂとは、溝９により分離され電気的に絶縁されている。そして、櫛歯状の駆動電極１５ａ、１５ｂは、第２の可動部１２ａ、１２ｂから突出する櫛歯部（駆動用櫛歯部）１６ａ〜１６ｂに対し、互いの櫛歯が噛み合うように対向して配置されている。それゆえ、駆動電極１５ａ、１５ｂと、第２の可動部１２ａ、１２ｂとにより、溝９の中の空気を誘電体とするキャパシタが構成されていることになる。
【００４２】
第２の可動部１２ａ、１２ｂは、検出梁１３ａ〜１３ｄを介して錘部８の第１の可動部１１と電気的に接続され、また駆動梁１４ａ〜１４ｄを介して枠状の基部７とも電気的に接続されている。従って、駆動電極１５ａ、１５ｂと錘部８との間にもキャパシタが存在している。等価回路２５中のＣｄ１、Ｃｄ２はこのようなキャパシタを表わしている。キャパシタＣｄ１は駆動電極１５ａと錘部８との間のキャパシタを、キャパシタＣｄ２は駆動電極１５ｂと錘部８との間のキャパシタを表わしている。相互接続ノードＮ１は、先に説明したように錘部８を表わしている。
【００４３】
同様に、モニタ電極２０ａ〜２０ｄと錘部８との間にもキャパシタが存在する。等価回路２５中のＣｍ１は、モニタ電極２０ａ、２０ｃと錘部８との間のキャパシタを並列接続したキャパシタを表わしている。同じく、Ｃｍ２は、モニタ電極２０ｂ、２０ｄと錘部８との間のキャパシタを並列接続したキャパシタを表わしている。錘部８がＸ方向に振動すると、両者を隔てる溝９のＸ方向の間隔が変化してキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の静電容量の値が変化する。従って、その変化を検出すれば錘部８のＸ方向への振動の様子を把握することができる。
【００４４】
また、先に説明したように、角速度センサ１はＳＯＩ基板５を用いて製作されており、第１のシリコン基板２と第２のシリコン基板４との間には酸化膜３が両基板に挟まれて存在している（図７参照）。酸化膜３は誘電体であり、第１、第２のシリコン基板２、４は導体である。従って、第１のシリコン基板２を加工して作られた各電極と第１のシリコン基板２とは、図８に示すように酸化膜３を誘電体とする平行板キャパシタを形成していることになる。
【００４５】
角速度センサ１の等価回路２５中に示したキャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４は、このようなキャパシタを表わしている。即ち、Ｃｐ１は駆動電極Ｄ１と第１のシリコン基板２とにより構成されるキャパシタを、Ｃｐ２は駆動電極Ｄ２と第１のシリコン基板２とにより構成されるキャパシタを、Ｃｐ３はモニタ電極Ｍ１と第１のシリコン基板２とにより構成されるキャパシタを、Ｃｐ４はモニタ電極Ｍ２と第１のシリコン基板２とにより構成されるキャパシタをそれぞれ表わしている。相互接続ノードＮ２は、第１のシリコン基板２を表わしており、第１のシリコン基板２は他の部分とは電気的に絶縁されている。
【００４６】
次に、角速度センサ１の錘部８をＸ方向に駆動すための駆動回路について説明する。駆動信号は正弦波又は矩形波の交流電圧であって、周知の自励発振回路２７で発生される。自励発振回路２７の２つの出力端子はそれぞれ駆動電極Ｄ１、Ｄ２に接続されている。ここで、駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加される駆動電圧をそれぞれ第１の駆動電圧Ｖｄ１、第２の駆動電圧Ｖｄ２とする。また、錘部８にあたる相互接続ノードＮ１の電位をＶeeとする。Ｖeeの値は、駆動信号により発生する駆動力を増強するため、及び後述するＣ／Ｖ変換のため特定直流電位に維持される。駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は、この相互接続ノードＮ１の電位を基準として振幅が等しく位相が１８０°異なる（逆位相）の電圧である。従って、キャパシタＣｄ１、Ｃｄ２には、逆位相で振幅の等しい交流電圧が印加される。
【００４７】
駆動電極Ｄ１、Ｄ２との間にこのような逆位相の交流電圧が印加されると、駆動電極１５ａ、１５ｂと駆動用櫛歯部１６ａ、１６ｂとの間に静電気力が発生し、錘部８は、駆動梁１４ａ〜１４ｄをバネとしてＸ方向へ振動する。
【００４８】
錘部８がＸ方向に振動すると、モニタ電極Ｍ１、Ｍ２と錘部８に当たる相互接続ノードＮ１との間のキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の静電容量も変化する。そのキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変化は、位相が互いに１８０°ずれた逆位相となる。
【００４９】
キャパシタＣｍ１とＣｍ２の静電容量の差は、次に説明するモニタ信号処理回路２６にて電圧Ｖfに変換され自励発振回路２７にフィードバックされる。自励発振回路２７は、このフィードバック電圧Ｖfを受けると９０°位相をずらして出力に駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２を発生し、発生した電圧を角速度センサの駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加する。角速度センサ、モニタ信号処理回路、自励発振回路により構成される閉ループにより、共振周波数の成分のみが増幅され共振周波数で自励発振する。
【００５０】
このように、駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加する交流電圧の発生に自励発振回路２７を使用して錘部８の共振周波数で発振させるのは、少ない電力で大きな振幅の振動を錘部８に起こさせるためである。なお、Ｙ方向への振動を検出して角速度を検出するためには、このＸ方向への振動の振幅が一定している必要がある。これを確保するため、自励発振回路２７では、駆動電圧の振幅を適切に制御することによりフィードバック電圧Ｖfの振幅を一定に保つようにしている。
【００５１】
次にモニタ信号処理回路２６について説明する。モニタ信号処理回路２６は、２つのＣ／Ｖ（静電容量／電圧）変換回路３１、３２、差動増幅回路Ｑ１、回り込み補正回路２８を備えて構成される。回り込み補正回路２８は、本発明で新たに追加した部分である。
【００５２】
Ｃ／Ｖ変換回路３１、３２は、入力端子がそれぞれモニタ電極Ｍ１、Ｍ２に接続されていて、モニタ電極Ｍ１、Ｍ２と錘部８に相当する相互接続ノードＮ１との間の静電容量Ｃｍ１、Ｃｍ２の値に比例する電圧を出力する回路である。その回路構成は、例えば図３に示すような回路である。この回路は、等価回路２５のＣ／Ｖ変換回路３１に使用する回路例である。
【００５３】
演算増幅器Ｑ３の非反転入力端子は、等価回路２５のモニタ電極Ｍ１に接続される。キャパシタＣｍ１は非反転入力端子（モニタ電極Ｍ１）と相互接続ノードＮ１（錘部８）との間に接続されている。相互接続ノードＮ１の電位は、前に説明した一定の直流電位Ｖeeである。
【００５４】
キャパシタＣｍ１の静電容量が時間的に変化する場合、その出力電圧Ｖoutは次のようになる。但し、抵抗Ｒ４の値はキャパシタＣｆのインピーダンスより非常に大きいとする。
Ｖcm1＝−（ΔＣｍ１／Ｃｆ）・Ｖee （１）式
Ｃｆ、Ｖeeの値は、時間的に変化しない値であるので、出力電圧Ｖcm1はキャパシタＣｍ１の変化量ΔＣｍ１に比例し、位相はΔＣｍ１より１８０°遅れる。
【００５５】
錘部８がＸ方向に共振振動している場合、そのＸ方向への変位は、駆動電極Ｄ１への印加駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°遅れる。従って、キャパシタＣｄ１の値も、駆動信号Ｖｄ１より位相が９０°遅れて変化する。キャパシタＣｍ１の値は、キャパシタＣｄ１と同相で変化する。従って、キャパシタＣｍ１の変化によるＣ／Ｖ変換回路３１の出力電圧Ｖcm1は、（１）式の関係より駆動電圧Ｖｄ１より２７０°遅れる。即ち、駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°進んでいる。
【００５６】
同様に、キャパシタＣｍ２の変化によるＣ／Ｖ変換回路３２の出力電圧Ｖcm2は、駆動電圧Ｖｄ２より位相が９０°進む。駆動電圧Ｖｄ２は、駆動電圧Ｖｄ１より位相が１８０°遅れている。従って、キャパシタＣｍ２の変化によるＣ／Ｖ変換回路３２の出力電圧Ｖcm2は、駆動電圧Ｖｄ１に対しては位相が９０°遅れており、Ｃ／Ｖ変換回路３１の出力電圧Ｖcm1とは逆相の関係になる。
【００５７】
ここで、Ｃ／Ｖ変換回路３１の出力電圧Ｖcm1は差動増幅回路Ｑ１の非反転入力端子に入力され、Ｃ／Ｖ変換回路３２の出力電圧Ｖcm2は差動増幅回路Ｑ１の反転入力端子に入力されている。従って、差動増幅回路Ｑ１の出力端子でみると、キャパシタＣｍ１の変化による出力電圧Ｖｍの変化とキャパシタＣｍ２による出力電圧Ｖｍの変化とは同相となり加算されることになる。そして、加算結果である出力電圧Ｖｍは、駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°進んでいることになる。
【００５８】
以上のことより、キャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４の存在を考えなければ、差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍによって、錘部８の振幅と周波数、位相の状態を把握できることが分かる。
【００５９】
差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍは、キャパシタＣｍ１とＣｍ２の静電容量の変化量の差に比例する電圧であるので、この電圧を自励発振用のフィードバック電圧Ｖｆとして直接に自励発振回路２７に入力して使用すれば、駆動信号Ｖｄ１、Ｖｄ２を発生する上で何の支障もないように思われる。しかし、キャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４の静電容量の値はゼロでないために問題が生ずる。次にこの場合について説明する。
【００６０】
キャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４の値がゼロでないと、駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加された駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が、それらのキャパシタを通ってモニタ電極Ｍ１、Ｍ２に入り込むために、Ｃ／Ｖ変換回路３１、３２の出力電圧Ｖcm1、Ｖcm2に回り込み信号がノイズとして乗ってくる。
【００６１】
例えば、モニタ電極Ｍ１への回り込みを考慮して図３のＣ／Ｖ変換回路３１を書き直すと図４のようになる。駆動電極Ｄ１からは、印加された駆動電圧Ｖｄ１によりキャパシタＣｐ１、Ｃｐ２を通る経路によって回り込み電流がモニタ電極Ｍ１に入り込む。この場合は、駆動電極Ｄ１に印加される駆動電圧Ｖｄ１に起因する出力電圧Ｖcm1中の回り込み信号成分は、位相がＶｄ１より１８０°遅れたものとなる。
【００６２】
同様に、駆動電極Ｄ２に印加される駆動電圧Ｖｄ２によってモニタ電極Ｍ２に回り込み電流が入り込む。駆動電圧Ｖｄ２に起因する出力電圧Ｖcm2中の回り込み信号成分は、位相がＶｄ２より１８０°遅れたものとなる。駆動電圧Ｖｄ１とＶｄ２とは位相が１８０°ずれているために、Ｃ／Ｖ変換回路３１、３２の出力電圧Ｖcm1、Ｖcm2中に含まれる回り込み信号成分の位相は、１８０°ずれていることになる。
【００６３】
出力電圧Ｖcm1、Ｖcm2中に含まれる回り込み信号成分の位相が、１８０°ずれていると、出力電圧Ｖcm1、Ｖcm2は差動増幅回路Ｑ１にて減算されるため、差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中には、それら２つの回り込み信号成分が加算された形で現れてくる。その回り込み信号成分の位相は、駆動電圧Ｄ１に印加される駆動電圧Ｖｄ１と位相が１８０°ずれている。
【００６４】
このような理由により、現実の角速度センサ１における差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍは、本来のモニタ用キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の静電容量の変動に起因する本来のモニタ信号と、回り込み電流による回り込み信号とが加算された電圧となる。
【００６５】
この場合、キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動により差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中に現れる電圧成分（本来のモニタ信号成分）は、駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°進んで現れる。一方、回り込み信号成分により出力電圧Ｖｍ中に現れる電圧成分（回り込み信号成分）は、駆動電圧Ｖｄ１と位相が１８０°ずれて現れる。このような、駆動電圧Ｖｄ１に対して位相が９０°進んだ信号と、１８０°ずれた信号とを加算した出力電圧Ｖｍは、駆動電圧Ｖｄ１と周波数は同じであるが、駆動電圧Ｖｄ１に対する位相差が９０°にならない。
【００６６】
このような、駆動対象である錘部８の振動、それにより生ずるキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変化によって生ずる本来のモニタ信号成分の位相と一致しない、即ち、本来のモニタ信号成分と９０°位相がずれた信号成分を含む出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧Ｖｆとして自励発振回路２７に入力した場合には、自励発振回路２７は、錘部８の共振周波数で発振を起こしにくくなる。結果として、発振周波数が錘部８の共振周波数から外れるため、錘部８の振動の振幅は小さくなり、本来のモニタ信号成分の振幅も小さくなる。そうすると、自励発振回路２７の発振出力電圧は低下して発振が不安定になり、最悪の場合には発振停止という事態に至る。
【００６７】
このような不具合を解消するために、本実施形態では、この差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中に含まれる回り込み信号成分をキャンセルして無くす目的で、回り込み補正回路２８を新たに追加した。
【００６８】
回り込み補正回路２８は、図１に示すように反転の加算回路２９とスイッチＳ１により構成される。前段の差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍは、抵抗Ｒ１を介して加算回路２９の演算増幅器Ｑ２の反転入力端子に加えられる。演算増幅器Ｑ２の非反転入力端子は接地される。演算増幅器Ｑ２の出力端子と反転入力端子との間には抵抗Ｒ３が接続され、反転入力端子とスイッチＳ１のコモン端子Ｃとの間にはキャパシタＣ１と可変抵抗Ｒ２が接続される。キャパシタＣ１は駆動電圧の直流成分を阻止するための素子であり、その容量値は共振周波数において、キャパシタＣ１のインピーダンスが可変抵抗Ｒ２の抵抗値よりも十分に小さくなるように選んである。スイッチＳ１は２つの信号を選択するスイッチで、その切り換え選択により駆動電圧Ｖｄ１又はＶｄ２のいずれかがコモン端子ＣとキャパシタＣ１を介して可変抵抗Ｒ２に供給される。演算増幅器Ｑ２の出力電圧はフィードバック電圧Ｖｆとして自励発振回路２７に供給される。
【００６９】
前述したように、差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍに含まれる回り込み信号成分は、駆動電圧Ｖｄ１と逆相である。従って、スイッチＳ１のコモン端子Ｃに駆動電圧Ｖｄ１を印加すれば、回り込み信号成分を加算回路２９でキャンセルできる可能性がある。しかし、自励発振回路２７の電圧である駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２の駆動電極Ｄ１、Ｄ２への接続の極性、Ｃ／Ｖ変換回路３１、３２の減算回路Ｑ１への接続の仕方によっては、出力電圧Ｖｍに含まれる回り込み信号成分が、駆動電圧Ｖｄ１と同相となる場合もありうる。スイッチＳ１を設けて加算回路２９に回り込み信号のキャンセル用に印加する電圧を選択できるようにしたのはこのためである。
【００７０】
従って、スイッチＳ１により駆動電圧Ｖｄ１又はＶｄ２の何れかを選択し、選択した電圧を可変抵抗Ｖ２に供給する。その上で、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を調整すれば、差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中に含まれる回り込み信号をキャンセルすることができる。
【００７１】
スイッチＳ１の切り換え選択と可変抵抗Ｒ２の調整は、例えば次のようにして行なう。差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中のキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動に起因する電圧成分は、先に説明したように駆動電圧Ｖｄ１と位相が９０°ずれている。この出力電圧Ｖｍは、演算増幅器Ｑ２により反転されて演算増幅器Ｑ２の出力端にフィードバック電圧Ｖfとして現れる。即ち、フィードバック電圧Ｖf中のキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動に起因する電圧成分は、駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２と位相が９０°ずれている。
【００７２】
従って、駆動電圧Ｖｄ１と加算回路２９の出力電圧であるフィードバック電圧Ｖfの両波形を例えばオシロスコープ上に描かせておき、フィードバック電圧Ｖfの波形が駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°ずれた状態で且つその振幅が最大になるようにスイッチＳ１の切り換え選択と可変抵抗Ｒ２の値を調整すれば、回り込み信号をキャンセルできることになる。あるいは、オシロスコープの代わりに、駆動電圧Ｖｄ１を参照信号として２相ロックインアンプを使って、フィードバック電圧Ｖｆの位相が９０°ずれた状態で且つその振幅が最大になるようにスイッチＳ１の切り換え選択と可変抵抗Ｒ２の値を調整すれば、より正確に回り込み信号をキャンセルすることができる。
【００７３】
このようにして、図１中に示すような加算回路２９とスイッチＳ１からなる回り込み補正回路２８を設け、上述のような調整をすることで、回り込み信号をキャンセルすることができる。このように回り込み信号がキャンセルされたフィードバック電圧Ｖfを自励発振回路２７に供給すれば自励発振を安定させることができ、結果として錘部８を、その共振周波数に一致した周波数で、且つ一定の振幅で安定振動させることが可能となる。
【００７４】
次に、上述した回り込み補正回路２８内のスイッチＳ１と可変抵抗Ｒ２の調整方法についての別の方法を説明する。回り込み信号の振幅が、本来のモニタ信号、すなわち錘部のＸ方向の振動にともなって発生する信号に較べて大きい場合には自励振動が起こらないので、上述したような方法で調整することができない。以下に説明する方法は、自励発振が起こらないほど回り込み信号の振幅が大きくても、正確に回り込み信号をキャンセルすることができる調整方法である。
【００７５】
その調整方法を図５を参照して説明する。図５は調整時の回路構成を示したもきである。自励発振回路２７の代わりに信号発生器３４を駆動電極Ｄ１、Ｄ２に接続し、さらにロックインアンプ３３を準備し、加算回路２９の出力電圧を測定信号として入力する。ロックインアンプ３３の参照信号としては、駆動電圧Ｖｄ１又はＶｄ２を入力する。図５では駆動電圧Ｖｄ１を入力している。その上で、信号発生器３４から振幅が同じで、位相が逆相の交流電圧Ｖｄ１とＶｄ２を発生する。交流電圧の周波数は、錘部８の共振周波数から外れた周波数とする。例えば、共振周波数が５kHzの場合、１kHzに設定する。
【００７６】
このように錘部８の共振周波数から外れた周波数の駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２を駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加した場合には、錘部８の振幅は共振時の１／１００以下となる。従って、キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動は僅かとなり、キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動に起因して加算回路２９の出力に現れる正規のモニタ信号レベルは非常に小さなものとなる。さらに、直流電圧ＶeeをＣ／Ｖ変換回路３１、３２の演算増幅器（例えば図４のＱ３）の非反転入力端子と同じ電位とすれば、キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動に起因して加算回路２９の出力に現れる正規のモニタ信号レベルはほとんどゼロになる。一方、回り込みの原因となるキャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４の値は一定であるので、回り込みは共振周波数の場合と同様に発生し、それに起因する大きな回り込み信号が加算回路２９の出力に現れる。即ち、加算回路２９の出力電圧は、殆ど回り込み信号成分のみとなる。
【００７７】
ロックインアンプ３３は、同期検波器の一種で参照信号と同期した信号で測定信号をスイッチングし、その出力をローパスフィルタで平滑化して出力する。従って、参照信号と同相または逆相の測定信号の成分は一定の直流値に収束する。
【００７８】
先に説明したように、加算回路２９の出力電圧のうち、回り込み信号成分は、駆動電圧Ｖｄ１あるいはＶｄ２と同相または逆相である。従って、ロックインアンプ３３の出力直流電圧の絶対値が最小値になるようにスイッチＳ１と可変抵抗Ｒ２を調整すれば、加算回路２９の出力信号に含まれる回り込み信号を最小に調整ができたことになる。
【００７９】
このようにしてスイッチＳ１と可変抵抗Ｒ２の調整をした後に、加算回路２９の出力電圧をフィードバック電圧Ｖｆとして自励発振器２７に供給する。このようにすれば、フィードバック電圧Ｖｆに含まれる回り込み信号成分は最小となっているため、自励発振回路２７は、錘部８の共振周波数で安定して発振するようになる。
【００８０】
調整時に自励発振させていないので、自励発振が起こらないほど回り込み信号の振幅が大きくても、本発明の方法によれば、回り込み信号を最小値に確実に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態に係る角速度センサ装置の等価回路図である。
【図２】 本発明の一実施形態に係る角速度センサの平面図である。
【図３】 Ｃ／Ｖ変換回路の回路例である。
【図４】 回り込みを考慮したＣ／Ｖ変換回路の等価回路例である。
【図５】 信号発生器を使用した調整時の等価回路図である。
【図６】 従来技術を示す図１相当図である。
【図７】 図２と図６のＡ−Ａ線における共通の断面図である。
【図８】 各電極下に構成されるキャパシタを説明する模式図である。
【符号の説明】
図面中、１は角速度センサ、２は第１のシリコン基板、３は酸化膜、４は第２のシリコン基板、５はＳＯＩ基板、６は回路チップ、８は錘部、１５ａ、１５ｂは駆動電極、１７ａ、１７ｂは検出電極、２０ａ〜２０ｄはモニタ電極、２７は自励発振回路、２９は加算回路、３１、３２はＣ／Ｖ変換回路、３３はロックインアンプ、３４は信号発生器、３５は直流電源、Ｃｄ１、Ｃｄ２、Ｃｍ１、Ｃｍ２、Ｃｐ１〜Ｃｐ４はキャパシタ、Ｄ１、Ｄ２は駆動電極、Ｍ１、Ｍ２はモニタ電極、Ｑ１は差動増幅回路、Ｓ１はスイッチ、Ｖｄ１は第１の駆動電圧、Ｖｄ２は第２の駆動電圧、Ｖeeは直流電圧、Ｖfはフィードバック信号（電圧）を示す。
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体基板上に振動子としての錘部を設けた形の静電気駆動静電容量検出型の角速度センサと、該センサ用の駆動回路、信号処理回路等の制御回路とから構成される角速度センサ装置に関し、特に角速度センサの駆動電極から錘部の振動制御のためのモニタ電極への回り込み信号を効果的に低減させることができる角速度センサ装置、及びその角速度センサ装置の調整方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、角速度センサとして半導体基板上に振動子としての錘部を設けた形の静電気駆動静電容量検出型の角速度センサが知られている。この種のセンサは一般に、半導体基板上に形成した相直交する第１の方向及び第２の方向へ振動可能な錘部と、この錘部を第１の方向へ周期的に振動させる駆動信号を印加する駆動電極と、錘部の第１の方向への振動に基づく静電容量変化をモニタするモニタ電極と、振動状態のもと第１、第２の方向と直交する軸回りに角速度が加わったときに発生する錘部の第２の方向へのコリオリの力に起因する振動による静電容量変化を検出する検出電極とから構成される。
【０００３】
図６に、このような角速度センサの平面図を、図７に、図６中のＡ−Ａ断面図を示す。角速度センサ１は、第１のシリコン基板２の表面に酸化膜３を形成し、その上に第２のシリコン基板４を貼り合わせた構造のＳＯＩ（Silicon On Insulator）基板５を用い、周知の半導体製造技術を用いて製作される。上面となる第２のシリコン基板４には、溝９を形成することにより各部が形成されている。錘部８は、第２のシリコン基板４を支持する酸化膜３及び第１のシリコン基板２を部分的に除去することにより形成された開口部１０上に配置されている。
【０００４】
錘部８は、図中き第１の方向（以下、Ｘ方向という）へバネ変形可能な駆動梁１４ａ〜１４ｄ及び第２の方向（以下、Ｙ方向という）へバネ変形可能な検出梁１３ａ〜１３ｄを介して、錘部８の外周の基部７に支持されている。錘部８の外周部と基部７とが対向する部位には、次に述べるような櫛歯状の各電極部が形成されている。
【０００５】
即ち、駆動信号を印加する駆動電極１５ａ、１５ｂと、錘部８のＸ方向への駆動振動をモニタしモニタ信号として検出するモニタ電極２０ａ〜２０ｄと、Ｘ−Ｙ方向に直交するＺ軸回りに角速度ωが加わったときに発生する錘部８のＹ方向への振動を検出信号として検出する検出電極１７ａ、１７ｂとが形成されている。また、各電極１５ａ、１５ｂ、１７ａ、１７ｂ、２０ａ〜２０ｄには、それぞれ対応したワイヤボンディング用のパッド２３ａ、２３ｂ、１９ａ、１９ｂ、２２ａ〜２２ｄが形成されている。
【０００６】
そして、この図６に示す角速度センサ１においては、駆動電極１５ａ、１５ｂに駆動信号（正弦波等）を印加すると、駆動梁１４ａ〜１４ｄによって錘部８はＸ方向へ振動する。このとき、モニタ電極２０ａ〜２０ｄと錘部８との間の静電容量が変化する。この変化から錘部８の振動の振幅、位相等を検出し、図示しない制御回路により駆動信号を調整するようになっている。
【０００７】
この錘部８のＸ方向への振動のもと、角速度ωがＺ軸回りに加わえられると、錘部８にはＹ方向にコリオリの力が発生し、錘部８は検出梁１３ａ〜１３ｄによってＹ方向へ振動する。すると、このＹ方向振動によって、検出電極１７ａ、１７ｂと錘部８間の静電容量に変化が生ずるため、その変化量を検出することによって加わった角速度ωの値を検出することができる。
【０００８】
ところで、図６に示すような角速度センサ１においては、図８に示すように、第２のシリコン基板４に形成された各電極は、酸化膜３を介して第１のシリコン基板２に支持された構成となっている。なお、図８は、各電極の支持構成を示すための模式的な断面図である。
【０００９】
このため、図８中の破線で示すように、駆動電極１５ａ、１５ｂと第１のシリコン基板２との間に形成される寄生容量Ｃｐ１０と、モニタ電極２０ａ〜２０ｄと第２のシリコン基板２との間及び検出電極１７ａ、１７ｂと第１のシリコン基板基板２との間に形成される寄生容量Ｃｐ２０とによって、駆動電極１５ａ、１５ｂと他の電極との間にはカップリングが生じる。
【００１０】
このようなカップリングが存在すると、モニタ電極２０ａ〜２０ｄにより検出されるモニタ信号及び検出電極１７ａ、１７ｂにより検出される検出信号には、駆動信号の回り込みによる回り込み信号がノイズとして乗ってくる。この回り込み信号は、モニタ信号、検出信号に比して非常に大きいので、錘部８の本来の振動により発生するモニタ信号、検出信号を正確に検出できないという問題が生ずる。
【００１１】
このような駆動信号の回り込みの影響を低減する方法としては、従来より次のような種々の方法が提案されている。その一つとして、第２のシリコン基板４に、駆動電極１５ａ、１５ｂとの間に形成される静電容量が、モニタ電極２０ａ〜２０ｄ及び検出電極１７ａ、１７ｂと駆動電極１５ａ、１５ｂとの間に形成される寄生容量と同じになるようになっているダミー電極３４ａ〜３４ｄを形成する。そして、モニタ信号及び検出信号に入り込む駆動信号による回り込みノイズを、そのダミー電極３４ａ〜３４ｄからの信号によりキャンセルする方法（特許文献１参照）が提案されている。
【００１２】
また、別の方法として、第２のシリコン基板４の駆動電極１５ａ、１５ｂの近傍に、駆動信号とは逆相の信号を印加するための逆相信号用電極３５ａ〜３５ｄを追加して形成し、この逆相信号用電極３５ａ〜３５ｄからの信号によって、モニタ信号及び検出信号へ入り込む回り込み信号をキャンセルする方法（特許文献２参照）が提案されている。
【００１３】
更には、各電極への配線が接近していることから生ずる誘導による回り込みを防止するために、駆動電極１５ａ、１５ｂへの配線と、モニタ電極２０ａ〜２０ｄ及び検出電極１７ａ、１７ｂへの配線との間に、電気的な遮蔽用配線を追加する方法（特許文献３参照）も提案されている。
【００１４】
【特許文献１】
特開２００２−１６２２２８号公報
【００１５】
【特許文献２】
特開２００２−２６７４５０号公報
【００１６】
【特許文献３】
特開２００２−１８８９２４号公報
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の各解決方法には、それなりに回り込み信号を低減させる効果が認められるが、必ずしも完全な解決策とはいえない。そこで、本発明は角速度の検出精度を向上させる観点から、特にモニタ電極に入り込む回り込み信号をキャンセルして確実に低減させることを目的とした。このようにモニタ信号への回り込みに着目したのは、角速度の検出精度を確保するには、錘部がその共振周波数で一定振幅の安定振動をすることが大前提として必要であり、例え、検出信号への回り込み信号を低減できたとしても、錘部の振動がモニタ信号への回り込み信号のために不安定では、高い検出精度を確保できないからである。
【００１８】
更には、回り込み信号の振幅が、本来のモニタ信号、すなわち錘部のＸ方向の振動にともなって発生する信号に較べて大きい場合には、自励発振が起こらず、角速度センサとして全く機能しないという致命的な欠陥が懸念されるからである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するための請求項１に記載の発明は、第１のシリコン基板（２）上に酸化膜（３）を介して第２のシリコン基板（４）を貼り合わせてなるＳＯＩ基板（５）を有し、前記第２のシリコン基板には、第１の方向（Ｘ方向）及びこの第１の方向と直交する第２の方向（Ｙ方向）へ振動可能な錘部（８）と、該錘部を前記第１の方向へ振動させるための駆動電圧を印加する１対の駆動電極（Ｄ１、Ｄ２）と、前記錘部の前記第１の方向への振動をモニタするための１対のモニタ電極（Ｍ１、Ｍ２）と、前記振動のもと前記第１及び第２の方向と直交する軸（Ｚ軸）回りに角速度が加わったときに発生する前記錘部の前記第２の方向への振動を検出するための検出電極（１７ａ、１７ｂ）と、が形成されている角速度センサ（１）と、
前記１対の駆動電極に印加する互いに逆相関係にある第１、第２の駆動電圧（Ｖｄ１、Ｖｄ２）を発生する自励発振回路（２７）と、
前記１対のモニタ電極の各電極と前記錘部とにより形成されるキャパシタ（Ｃｍ１、Ｃｍ２）に所定の直流電圧を印加し、流れる電流を検出して該キャパシタの静電容量に比例する電圧を生成する一対のＣ／Ｖ変換回路（３１、３２）と、
該一対のＣ／Ｖ変換回路の出力電圧の差電圧を演算して前記自励発振回路にフィードバック信号（Ｖf）として供給する差動増幅回路（Ｑ１）と、
を備えた角速度センサ装置において、
前記第１、第２の駆動信号の何れかを選択することのできるスイッチ（Ｓ１）と、該スイッチで選択した駆動信号の大きさを加減して前記差動増幅回路（Ｑ１）の出力する前記差電圧に加算する加算回路（２９）とを新たに設け、該加算回路の出力信号を前記フィードバック信号として前記自励発振回路に供給するようにしたことを特徴とする角速度センサ装置である。
【００２０】
このような回路構成の下で、請求項２に記載の調整方法によって前記スイッチの選択と、該スイッチで選択した駆動信号の大きさを加減すれば、前記駆動電極から前記モニタ電極に入り込む回り込み信号の影響を最小限に抑えることができ、前記錘部を第１の方向に安定に振動させることができる。
【００２１】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の角速度センサ装置の前記スイッチ（Ｓ１）による前記第１、第２の駆動信号の選択と、前記加算回路に入力する前記スイッチにより選択した駆動信号の大きさを加減する調整方法であって、
前記加算回路（２９）の出力信号を測定信号とし、前記第１又は第２の駆動信号の何れか一方の信号を参照信号としてロックインアンプに入力し、前記自励発振回路の代わりに信号発生器より前記駆動電極（Ｄ１、Ｄ２）に、前記錘部の共振周波数から離れた周波数の交流信号を印加し、その状態で前記ロックインアンプの直流出力電圧の絶対値が最小になるように、前記スイッチによる前記第１、第２の駆動信号の選択と、前記加算回路に入力する前記スイッチにより選択した駆動信号の大きさを加減し、その後前記ロックアンプを取り外し、前記加算回路の出力電圧を前記自励発振回路へフィードバック信号として供給して角速度の測定に入ることを特徴とする角速度センサ装置の調整方法である。
【００２２】
このような調整方法によって、請求項１に記載の角速度センサ装置を調整すれば、前記駆動電極から前記モニタ電極に入り込む回り込み信号の影響を最小限に抑えることができ、前記錘部を第１の方向に安定に振動させることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１〜図５を参照して本発明の一実施形態にかかる静電気駆動静電容量検出型の角速度センサ装置を説明する。本角速度センサ装置は、静電気駆動静電容量検出型の角速度センサと、該センサ用の駆動回路、信号処理回路等の制御回路とからなる。図２は、その一例としての角速度センサの平面図を、図７は、図２中のＡ−Ａ断面図を示したものである。なお、図７は従来技術の項で説明した図と同じである。
【００２４】
角速度センサ１は、第１のシリコン基板２の表面に酸化膜３を形成し、その上に第２のシリコン基板４を貼り合わせた構造のＳＯＩ基板５を用いて形成される。ＳＯＩ基板５は、駆動回路、信号処理回路等の制御回路が形成された回路チップ６上に接着剤等により固定されている。
【００２５】
第２のシリコン基板４は、エッチング加工により形成された溝９により、周辺に位置する枠状の基部７と、その基部７の内側に位置して可動する錘部８とに区画分けされている。但し、両区画は分離しているのではなく、後述する梁部によって連結された状態にある。
【００２６】
ここで、内側にある錘部８の下部に位置する酸化膜３及び第１のシリコン基板２は除去されて開口部１０が形成されている。そして、外側の基部７は、この開口部１０の縁部において酸化膜３を介して第１のシリコン基板２に支持されている。
【００２７】
錘部８は、更に、第２シリコン基板４の中央部に位置する略長方形状の第１の可動部１１と、第１の可動部１１におけるＸ方向（第１の方向）の両外側に設けられた柱状の第２の可動部１２ａ、１２ｂに区画分けされている。そして、錘部８においては、第１の可動部１１は、検出梁１３ａ〜１３ｄを介して第２の可動部１２ａ、１２ｂに連結され、第２の可動部１２ａ、１２ｂは、略コの字形状をなす駆動梁１４ａ〜１４ｄを介して基部７に連結されている。
【００２８】
ここで、駆動梁１４ａ〜１４ｄは、実質的にＸ方向にのみ自由度を持つものであり、この駆動梁１４ａ〜１４ｄによって、錘部８全体がＸ方向へ振動可能となっている。一方、検出梁１３ａ〜１３ｄは、実質的にＹ方向（第２の方向）にのみ自由度を持つものであり、この検出梁１３ａ〜１３ｄによって錘部８のうちの第１の可動部１１がＹ方向へ振動可能となっている。
【００２９】
また、第２シリコン基板４のうち、第２の可動部１２ａ、１２ｂにおけるＸ方向の両外側部には、開口部１０の縁部に支持された櫛歯状の駆動電極１５ａ、１５ｂが形成されている。この櫛歯状の駆動電極１５ａ、１５ｂは、第２の可動部１２ａ、１２ｂから突出する櫛歯部（駆動用櫛歯部）１６ａ〜１６ｂに対し、互いの櫛歯が噛み合うように対向して配置されている。この駆動電極１５ａ、１５ｂには、後述するように錘部８全体をＸ方向へ振動させるための駆動信号が印加される。駆動電極１５ａ、１５ｂには、制御回路を構成する回路チップ６とワイヤボンディング等により電気的に接続するためのパッド（駆動電極用パッド）２３ａ、２３ｂがアルミ等により形成されている。
【００３０】
また、第２のシリコン基板４のうち、第１の可動部１１におけるＹ方向の両外側部には、開口部１０の縁部に支持された櫛歯状の検出電極１７ａ、１７ｂが形成されている。錘部８における第１の可動部１１のうち検出電極１７ａ、１７ｂと対向する部位には、櫛歯部（検出用櫛歯部）１８ａ〜１８ｄが突出して形成されており、検出電極１７ａ、１７ｂはこの検出用櫛歯部に対し、互いに噛み合うように対向して配置されている。
【００３１】
この検出電極１７ａ、１７ｂ、錘部８がＸ軸方向に駆動振動している状態下で、角速度センサ１に対して、Ｘ軸及びＹ軸と直交するＺ軸回りに角速度ωが加わると、錘部８の第１の可動部１１に対してＹ軸方向にコリオリの力が働き、錘部８にＹ方向の振動が発生する。検出電極１７ａ、１７ｂは、このＹ方向振動を、検出電極１７ａ、１７ｂと第１の可動部１１とで形成されるキャパシタの静電容量変化として検出するための電極である。検出電極１７ａ、１７ｂには、制御回路を構成する回路チップ６とワイヤボンディング等により電気的に接続するためのパッド（検出電極用パッド）１９ａ〜１９ｂがアルミ等により形成されている。
【００３２】
更に、第２のシリコン基板４のうち、第２の可動部１２におけるＸ方向の両外側には、開口部１０の縁部に支持された櫛歯状のモニタ電極２０ａ〜２０ｄが形成されている。そして、モニタ電極２０ａ〜２０ｄは、第２の可動部１２ａ〜１２ｂから突出する櫛歯部（モニタ用櫛歯部）２４ａ〜２４ｄに対し、互いに噛み合うように対向して配置されている。
【００３３】
このモニタ電極２０ａ〜２０ｄは、錘部８のＸ方向への振動を、モニタ電極２０ａ〜２０ｄと第２の可動部１２ａ、１２ｂとで形成されるキャパシタの静電容量変化として検出するための電極である。モニタ電極２０ａ〜２０ｄには、制御回路を構成する回路チップ６とワイヤボンディング等により電気的に接続するためのパッド（モニタ電極用パッド）２２ａ〜２２ｄがアルミ等により形成されている。
【００３４】
なお、上記した駆動電極１５ａ、１５ｂ、検出電極１７ａ、１７ｂ、モニタ電極２０ａ〜２０ｄ及び錘部８は、溝９により互いに分離され、電気的に互いに絶縁されている。
【００３５】
かかる角速度センサ１においては、回路チップ６から駆動電極用パッド２３ａ、２３ｂを介して駆動電極１５ａ、１５ｂに周期的に変化する駆動電圧（正弦波又は矩形波の交流電圧）を印加して、上記駆動用櫛歯部１６ａ、１６ｂと駆動電極１５ａ、１５ｂとの間に静電気力を発生させる。駆動電極１５ａ、１５ｂには、互いに逆位相の駆動信号を印加する。静電気力が発生すると、駆動梁１４ａ〜１４ｄがバネとして働き、錘部８全体がＸ方向へ振動する。
【００３６】
振動が始まると、モニタ電極２０ａ〜２０ｄとモニタ用櫛歯部２４ａ〜２４ｄとの間の静電容量が変化するので、これを検出することで錘部８の振動周波数、振幅、位相をモニタする。そして、モニタした信号はフィードバック信号として、駆動信号を発生する後述の自励発振回路２７に入力される。これにより、自励発振回路２７の発振周波数は錘部８の共振周波数に自動調整され、錘部８２は安定した振動を行なうようになる。
【００３７】
この錘部８のＸ方向への振動のもと、Ｚ軸回りに角速度ωが加わると、錘部８にはＸ方向の振動速度に比例するＹ方向のコリオリの力が加わり、錘部８のうち第１の可動部１１が検出梁１３ａ〜１３ｄをバネとしてＹ方向に振動する。第１の可動部１１がＹ方向に振動すると、検出電極１７ａ〜１７ｄと検出用櫛歯部１８ａ〜１８ｄとの間の静電容量が変化する。従って、この静電容量変化を回路チップ６上の検出回路にて検出すれば、加わった角速度ωの大きさを求めることができる。
【００３８】
ここにおいて、本実施形態では、次のような独自のモニタ信号処理回路及びその調整方法を採用しており、その回路構成及び調整方法について図１、図３〜図５参照して説明する。図１は、角速度センサ１の錘部８をＸ方向に振動させる場合の回路構成を示したものである。
【００３９】
図１中の２５は、角速度センサ１の電気的等価回路である。電気的等価回路２５は、錘部８のＸ方向への振動駆動及びその振動のモニタに関連する部分のみの回路を示しており、Ｙ方向の振動検出に関連する部分は省略してある。図１中の等価回路２５以外の回路部分は、角速度センサ１用の制御回路であって、回路チップ６上に構成されている。但し、Ｙ方向の振動検出回路は、本発明と無関係であるので省略してあり、Ｘ方向振動のモニタ信号処理回路２６と、錘部８をＸ方向に振動させるための駆動信号を発生する自励発振回路２７のみを表わしている。
【００４０】
最初に角速度センサ１の等価回路２５について説明する。等価回路２５の中の相互接続ノードＤ１（以下、駆動電極Ｄ１という）は、図２で説明した駆動電極１５ａに相当し、相互接続ノードＤ２（以下、駆動電極Ｄ２という）は駆動電極１５ｂに相当する。また、相互接続ノードＭ１（以下、モニタ電極Ｍ１という）は並列接続したモニタ電極２０ａ、２０ｃに相当し、相互接続ノードＭ２（以下、モニタ電極Ｍ２という）は並列接続したモニタ電極２０ｂ、２０ｄに相当する。この並列接続は回路チップ６上で行なっている。また、相互接続ノードＮ１は錘部８に相当し、相互接続ノードＮ２は第１のシリコン基板２に相当する。
【００４１】
先に説明したように、駆動電極１５ａ、１５ｂと、錘部８の第１の可動部１１に検出梁１３ａ〜１３ｄによって結合している第２の可動部１２ａ、１２ｂとは、溝９により分離され電気的に絶縁されている。そして、櫛歯状の駆動電極１５ａ、１５ｂは、第２の可動部１２ａ、１２ｂから突出する櫛歯部（駆動用櫛歯部）１６ａ〜１６ｂに対し、互いの櫛歯が噛み合うように対向して配置されている。それゆえ、駆動電極１５ａ、１５ｂと、第２の可動部１２ａ、１２ｂとにより、溝９の中の空気を誘電体とするキャパシタが構成されていることになる。
【００４２】
第２の可動部１２ａ、１２ｂは、検出梁１３ａ〜１３ｄを介して錘部８の第１の可動部１１と電気的に接続され、また駆動梁１４ａ〜１４ｄを介して枠状の基部７とも電気的に接続されている。従って、駆動電極１５ａ、１５ｂと錘部８との間にもキャパシタが存在している。等価回路２５中のＣｄ１、Ｃｄ２はこのようなキャパシタを表わしている。キャパシタＣｄ１は駆動電極１５ａと錘部８との間のキャパシタを、キャパシタＣｄ２は駆動電極１５ｂと錘部８との間のキャパシタを表わしている。相互接続ノードＮ１は、先に説明したように錘部８を表わしている。
【００４３】
同様に、モニタ電極２０ａ〜２０ｄと錘部８との間にもキャパシタが存在する。等価回路２５中のＣｍ１は、モニタ電極２０ａ、２０ｃと錘部８との間のキャパシタを並列接続したキャパシタを表わしている。同じく、Ｃｍ２は、モニタ電極２０ｂ、２０ｄと錘部８との間のキャパシタを並列接続したキャパシタを表わしている。錘部８がＸ方向に振動すると、両者を隔てる溝９のＸ方向の間隔が変化してキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の静電容量の値が変化する。従って、その変化を検出すれば錘部８のＸ方向への振動の様子を把握することができる。
【００４４】
また、先に説明したように、角速度センサ１はＳＯＩ基板５を用いて製作されており、第１のシリコン基板２と第２のシリコン基板４との間には酸化膜３が両基板に挟まれて存在している（図７参照）。酸化膜３は誘電体であり、第１、第２のシリコン基板２、４は導体である。従って、第１のシリコン基板２を加工して作られた各電極と第１のシリコン基板２とは、図８に示すように酸化膜３を誘電体とする平行板キャパシタを形成していることになる。
【００４５】
角速度センサ１の等価回路２５中に示したキャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４は、このようなキャパシタを表わしている。即ち、Ｃｐ１は駆動電極Ｄ１と第１のシリコン基板２とにより構成されるキャパシタを、Ｃｐ２は駆動電極Ｄ２と第１のシリコン基板２とにより構成されるキャパシタを、Ｃｐ３はモニタ電極Ｍ１と第１のシリコン基板２とにより構成されるキャパシタを、Ｃｐ４はモニタ電極Ｍ２と第１のシリコン基板２とにより構成されるキャパシタをそれぞれ表わしている。相互接続ノードＮ２は、第１のシリコン基板２を表わしており、第１のシリコン基板２は他の部分とは電気的に絶縁されている。
【００４６】
次に、角速度センサ１の錘部８をＸ方向に駆動すための駆動回路について説明する。駆動信号は正弦波又は矩形波の交流電圧であって、周知の自励発振回路２７で発生される。自励発振回路２７の２つの出力端子はそれぞれ駆動電極Ｄ１、Ｄ２に接続されている。ここで、駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加される駆動電圧をそれぞれ第１の駆動電圧Ｖｄ１、第２の駆動電圧Ｖｄ２とする。また、錘部８にあたる相互接続ノードＮ１の電位をＶeeとする。Ｖeeの値は、駆動信号により発生する駆動力を増強するため、及び後述するＣ／Ｖ変換のため特定直流電位に維持される。駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２は、この相互接続ノードＮ１の電位を基準として振幅が等しく位相が１８０°異なる（逆位相）の電圧である。従って、キャパシタＣｄ１、Ｃｄ２には、逆位相で振幅の等しい交流電圧が印加される。
【００４７】
駆動電極Ｄ１、Ｄ２との間にこのような逆位相の交流電圧が印加されると、駆動電極１５ａ、１５ｂと駆動用櫛歯部１６ａ、１６ｂとの間に静電気力が発生し、錘部８は、駆動梁１４ａ〜１４ｄをバネとしてＸ方向へ振動する。
【００４８】
錘部８がＸ方向に振動すると、モニタ電極Ｍ１、Ｍ２と錘部８に当たる相互接続ノードＮ１との間のキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の静電容量も変化する。そのキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変化は、位相が互いに１８０°ずれた逆位相となる。
【００４９】
キャパシタＣｍ１とＣｍ２の静電容量の差は、次に説明するモニタ信号処理回路２６にて電圧Ｖfに変換され自励発振回路２７にフィードバックされる。自励発振回路２７は、このフィードバック電圧Ｖfを受けると９０°位相をずらして出力に駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２を発生し、発生した電圧を角速度センサの駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加する。角速度センサ、モニタ信号処理回路、自励発振回路により構成される閉ループにより、共振周波数の成分のみが増幅され共振周波数で自励発振する。
【００５０】
このように、駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加する交流電圧の発生に自励発振回路２７を使用して錘部８の共振周波数で発振させるのは、少ない電力で大きな振幅の振動を錘部８に起こさせるためである。なお、Ｙ方向への振動を検出して角速度を検出するためには、このＸ方向への振動の振幅が一定している必要がある。これを確保するため、自励発振回路２７では、駆動電圧の振幅を適切に制御することによりフィードバック電圧Ｖfの振幅を一定に保つようにしている。
【００５１】
次にモニタ信号処理回路２６について説明する。モニタ信号処理回路２６は、２つのＣ／Ｖ（静電容量／電圧）変換回路３１、３２、差動増幅回路Ｑ１、回り込み補正回路２８を備えて構成される。回り込み補正回路２８は、本発明で新たに追加した部分である。
【００５２】
Ｃ／Ｖ変換回路３１、３２は、入力端子がそれぞれモニタ電極Ｍ１、Ｍ２に接続されていて、モニタ電極Ｍ１、Ｍ２と錘部８に相当する相互接続ノードＮ１との間の静電容量Ｃｍ１、Ｃｍ２の値に比例する電圧を出力する回路である。その回路構成は、例えば図３に示すような回路である。この回路は、等価回路２５のＣ／Ｖ変換回路３１に使用する回路例である。
【００５３】
演算増幅器Ｑ３の非反転入力端子は、等価回路２５のモニタ電極Ｍ１に接続される。キャパシタＣｍ１は非反転入力端子（モニタ電極Ｍ１）と相互接続ノードＮ１（錘部８）との間に接続されている。相互接続ノードＮ１の電位は、前に説明した一定の直流電位Ｖeeである。
【００５４】
キャパシタＣｍ１の静電容量が時間的に変化する場合、その出力電圧Ｖoutは次のようになる。但し、抵抗Ｒ４の値はキャパシタＣｆのインピーダンスより非常に大きいとする。
Ｖcm1＝−（ΔＣｍ１／Ｃｆ）・Ｖee （１）式
Ｃｆ、Ｖeeの値は、時間的に変化しない値であるので、出力電圧Ｖcm1はキャパシタＣｍ１の変化量ΔＣｍ１に比例し、位相はΔＣｍ１より１８０°遅れる。
【００５５】
錘部８がＸ方向に共振振動している場合、そのＸ方向への変位は、駆動電極Ｄ１への印加駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°遅れる。従って、キャパシタＣｄ１の値も、駆動信号Ｖｄ１より位相が９０°遅れて変化する。キャパシタＣｍ１の値は、キャパシタＣｄ１と同相で変化する。従って、キャパシタＣｍ１の変化によるＣ／Ｖ変換回路３１の出力電圧Ｖcm1は、（１）式の関係より駆動電圧Ｖｄ１より２７０°遅れる。即ち、駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°進んでいる。
【００５６】
同様に、キャパシタＣｍ２の変化によるＣ／Ｖ変換回路３２の出力電圧Ｖcm2は、駆動電圧Ｖｄ２より位相が９０°進む。駆動電圧Ｖｄ２は、駆動電圧Ｖｄ１より位相が１８０°遅れている。従って、キャパシタＣｍ２の変化によるＣ／Ｖ変換回路３２の出力電圧Ｖcm2は、駆動電圧Ｖｄ１に対しては位相が９０°遅れており、Ｃ／Ｖ変換回路３１の出力電圧Ｖcm1とは逆相の関係になる。
【００５７】
ここで、Ｃ／Ｖ変換回路３１の出力電圧Ｖcm1は差動増幅回路Ｑ１の非反転入力端子に入力され、Ｃ／Ｖ変換回路３２の出力電圧Ｖcm2は差動増幅回路Ｑ１の反転入力端子に入力されている。従って、差動増幅回路Ｑ１の出力端子でみると、キャパシタＣｍ１の変化による出力電圧Ｖｍの変化とキャパシタＣｍ２による出力電圧Ｖｍの変化とは同相となり加算されることになる。そして、加算結果である出力電圧Ｖｍは、駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°進んでいることになる。
【００５８】
以上のことより、キャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４の存在を考えなければ、差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍによって、錘部８の振幅と周波数、位相の状態を把握できることが分かる。
【００５９】
差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍは、キャパシタＣｍ１とＣｍ２の静電容量の変化量の差に比例する電圧であるので、この電圧を自励発振用のフィードバック電圧Ｖｆとして直接に自励発振回路２７に入力して使用すれば、駆動信号Ｖｄ１、Ｖｄ２を発生する上で何の支障もないように思われる。しかし、キャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４の静電容量の値はゼロでないために問題が生ずる。次にこの場合について説明する。
【００６０】
キャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４の値がゼロでないと、駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加された駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が、それらのキャパシタを通ってモニタ電極Ｍ１、Ｍ２に入り込むために、Ｃ／Ｖ変換回路３１、３２の出力電圧Ｖcm1、Ｖcm2に回り込み信号がノイズとして乗ってくる。
【００６１】
例えば、モニタ電極Ｍ１への回り込みを考慮して図３のＣ／Ｖ変換回路３１を書き直すと図４のようになる。駆動電極Ｄ１からは、印加された駆動電圧Ｖｄ１によりキャパシタＣｐ１、Ｃｐ２を通る経路によって回り込み電流がモニタ電極Ｍ１に入り込む。この場合は、駆動電極Ｄ１に印加される駆動電圧Ｖｄ１に起因する出力電圧Ｖcm1中の回り込み信号成分は、位相がＶｄ１より１８０°遅れたものとなる。
【００６２】
同様に、駆動電極Ｄ２に印加される駆動電圧Ｖｄ２によってモニタ電極Ｍ２に回り込み電流が入り込む。駆動電圧Ｖｄ２に起因する出力電圧Ｖcm2中の回り込み信号成分は、位相がＶｄ２より１８０°遅れたものとなる。駆動電圧Ｖｄ１とＶｄ２とは位相が１８０°ずれているために、Ｃ／Ｖ変換回路３１、３２の出力電圧Ｖcm1、Ｖcm2中に含まれる回り込み信号成分の位相は、１８０°ずれていることになる。
【００６３】
出力電圧Ｖcm1、Ｖcm2中に含まれる回り込み信号成分の位相が、１８０°ずれていると、出力電圧Ｖcm1、Ｖcm2は差動増幅回路Ｑ１にて減算されるため、差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中には、それら２つの回り込み信号成分が加算された形で現れてくる。その回り込み信号成分の位相は、駆動電圧Ｄ１に印加される駆動電圧Ｖｄ１と位相が１８０°ずれている。
【００６４】
このような理由により、現実の角速度センサ１における差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍは、本来のモニタ用キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の静電容量の変動に起因する本来のモニタ信号と、回り込み電流による回り込み信号とが加算された電圧となる。
【００６５】
この場合、キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動により差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中に現れる電圧成分（本来のモニタ信号成分）は、駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°進んで現れる。一方、回り込み信号成分により出力電圧Ｖｍ中に現れる電圧成分（回り込み信号成分）は、駆動電圧Ｖｄ１と位相が１８０°ずれて現れる。このような、駆動電圧Ｖｄ１に対して位相が９０°進んだ信号と、１８０°ずれた信号とを加算した出力電圧Ｖｍは、駆動電圧Ｖｄ１と周波数は同じであるが、駆動電圧Ｖｄ１に対する位相差が９０°にならない。
【００６６】
このような、駆動対象である錘部８の振動、それにより生ずるキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変化によって生ずる本来のモニタ信号成分の位相と一致しない、即ち、本来のモニタ信号成分と９０°位相がずれた信号成分を含む出力電圧Ｖｍをフィードバック電圧Ｖｆとして自励発振回路２７に入力した場合には、自励発振回路２７は、錘部８の共振周波数で発振を起こしにくくなる。結果として、発振周波数が錘部８の共振周波数から外れるため、錘部８の振動の振幅は小さくなり、本来のモニタ信号成分の振幅も小さくなる。そうすると、自励発振回路２７の発振出力電圧は低下して発振が不安定になり、最悪の場合には発振停止という事態に至る。
【００６７】
このような不具合を解消するために、本実施形態では、この差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中に含まれる回り込み信号成分をキャンセルして無くす目的で、回り込み補正回路２８を新たに追加した。
【００６８】
回り込み補正回路２８は、図１に示すように反転の加算回路２９とスイッチＳ１により構成される。前段の差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍは、抵抗Ｒ１を介して加算回路２９の演算増幅器Ｑ２の反転入力端子に加えられる。演算増幅器Ｑ２の非反転入力端子は接地される。演算増幅器Ｑ２の出力端子と反転入力端子との間には抵抗Ｒ３が接続され、反転入力端子とスイッチＳ１のコモン端子Ｃとの間にはキャパシタＣ１と可変抵抗Ｒ２が接続される。キャパシタＣ１は駆動電圧の直流成分を阻止するための素子であり、その容量値は共振周波数において、キャパシタＣ１のインピーダンスが可変抵抗Ｒ２の抵抗値よりも十分に小さくなるように選んである。スイッチＳ１は２つの信号を選択するスイッチで、その切り換え選択により駆動電圧Ｖｄ１又はＶｄ２のいずれかがコモン端子ＣとキャパシタＣ１を介して可変抵抗Ｒ２に供給される。演算増幅器Ｑ２の出力電圧はフィードバック電圧Ｖｆとして自励発振回路２７に供給される。
【００６９】
前述したように、差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍに含まれる回り込み信号成分は、駆動電圧Ｖｄ１と逆相である。従って、スイッチＳ１のコモン端子Ｃに駆動電圧Ｖｄ１を印加すれば、回り込み信号成分を加算回路２９でキャンセルできる可能性がある。しかし、自励発振回路２７の電圧である駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２の駆動電極Ｄ１、Ｄ２への接続の極性、Ｃ／Ｖ変換回路３１、３２の減算回路Ｑ１への接続の仕方によっては、出力電圧Ｖｍに含まれる回り込み信号成分が、駆動電圧Ｖｄ１と同相となる場合もありうる。スイッチＳ１を設けて加算回路２９に回り込み信号のキャンセル用に印加する電圧を選択できるようにしたのはこのためである。
【００７０】
従って、スイッチＳ１により駆動電圧Ｖｄ１又はＶｄ２の何れかを選択し、選択した電圧を可変抵抗Ｖ２に供給する。その上で、可変抵抗Ｒ２の抵抗値を調整すれば、差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中に含まれる回り込み信号をキャンセルすることができる。
【００７１】
スイッチＳ１の切り換え選択と可変抵抗Ｒ２の調整は、例えば次のようにして行なう。差動増幅回路Ｑ１の出力電圧Ｖｍ中のキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動に起因する電圧成分は、先に説明したように駆動電圧Ｖｄ１と位相が９０°ずれている。この出力電圧Ｖｍは、演算増幅器Ｑ２により反転されて演算増幅器Ｑ２の出力端にフィードバック電圧Ｖfとして現れる。即ち、フィードバック電圧Ｖf中のキャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動に起因する電圧成分は、駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２と位相が９０°ずれている。
【００７２】
従って、駆動電圧Ｖｄ１と加算回路２９の出力電圧であるフィードバック電圧Ｖfの両波形を例えばオシロスコープ上に描かせておき、フィードバック電圧Ｖfの波形が駆動電圧Ｖｄ１より位相が９０°ずれた状態で且つその振幅が最大になるようにスイッチＳ１の切り換え選択と可変抵抗Ｒ２の値を調整すれば、回り込み信号をキャンセルできることになる。あるいは、オシロスコープの代わりに、駆動電圧Ｖｄ１を参照信号として２相ロックインアンプを使って、フィードバック電圧Ｖｆの位相が９０°ずれた状態で且つその振幅が最大になるようにスイッチＳ１の切り換え選択と可変抵抗Ｒ２の値を調整すれば、より正確に回り込み信号をキャンセルすることができる。
【００７３】
このようにして、図１中に示すような加算回路２９とスイッチＳ１からなる回り込み補正回路２８を設け、上述のような調整をすることで、回り込み信号をキャンセルすることができる。このように回り込み信号がキャンセルされたフィードバック電圧Ｖfを自励発振回路２７に供給すれば自励発振を安定させることができ、結果として錘部８を、その共振周波数に一致した周波数で、且つ一定の振幅で安定振動させることが可能となる。
【００７４】
次に、上述した回り込み補正回路２８内のスイッチＳ１と可変抵抗Ｒ２の調整方法についての別の方法を説明する。回り込み信号の振幅が、本来のモニタ信号、すなわち錘部のＸ方向の振動にともなって発生する信号に較べて大きい場合には自励振動が起こらないので、上述したような方法で調整することができない。以下に説明する方法は、自励発振が起こらないほど回り込み信号の振幅が大きくても、正確に回り込み信号をキャンセルすることができる調整方法である。
【００７５】
その調整方法を図５を参照して説明する。図５は調整時の回路構成を示したもきである。自励発振回路２７の代わりに信号発生器３４を駆動電極Ｄ１、Ｄ２に接続し、さらにロックインアンプ３３を準備し、加算回路２９の出力電圧を測定信号として入力する。ロックインアンプ３３の参照信号としては、駆動電圧Ｖｄ１又はＶｄ２を入力する。図５では駆動電圧Ｖｄ１を入力している。その上で、信号発生器３４から振幅が同じで、位相が逆相の交流電圧Ｖｄ１とＶｄ２を発生する。交流電圧の周波数は、錘部８の共振周波数から外れた周波数とする。例えば、共振周波数が５kHzの場合、１kHzに設定する。
【００７６】
このように錘部８の共振周波数から外れた周波数の駆動電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２を駆動電極Ｄ１、Ｄ２に印加した場合には、錘部８の振幅は共振時の１／１００以下となる。従って、キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動は僅かとなり、キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動に起因して加算回路２９の出力に現れる正規のモニタ信号レベルは非常に小さなものとなる。さらに、直流電圧ＶeeをＣ／Ｖ変換回路３１、３２の演算増幅器（例えば図４のＱ３）の非反転入力端子と同じ電位とすれば、キャパシタＣｍ１、Ｃｍ２の変動に起因して加算回路２９の出力に現れる正規のモニタ信号レベルはほとんどゼロになる。一方、回り込みの原因となるキャパシタＣｐ１〜Ｃｐ４の値は一定であるので、回り込みは共振周波数の場合と同様に発生し、それに起因する大きな回り込み信号が加算回路２９の出力に現れる。即ち、加算回路２９の出力電圧は、殆ど回り込み信号成分のみとなる。
【００７７】
ロックインアンプ３３は、同期検波器の一種で参照信号と同期した信号で測定信号をスイッチングし、その出力をローパスフィルタで平滑化して出力する。従って、参照信号と同相または逆相の測定信号の成分は一定の直流値に収束する。
【００７８】
先に説明したように、加算回路２９の出力電圧のうち、回り込み信号成分は、駆動電圧Ｖｄ１あるいはＶｄ２と同相または逆相である。従って、ロックインアンプ３３の出力直流電圧の絶対値が最小値になるようにスイッチＳ１と可変抵抗Ｒ２を調整すれば、加算回路２９の出力信号に含まれる回り込み信号を最小に調整ができたことになる。
【００７９】
このようにしてスイッチＳ１と可変抵抗Ｒ２の調整をした後に、加算回路２９の出力電圧をフィードバック電圧Ｖｆとして自励発振器２７に供給する。このようにすれば、フィードバック電圧Ｖｆに含まれる回り込み信号成分は最小となっているため、自励発振回路２７は、錘部８の共振周波数で安定して発振するようになる。
【００８０】
調整時に自励発振させていないので、自励発振が起こらないほど回り込み信号の振幅が大きくても、本発明の方法によれば、回り込み信号を最小値に確実に調整することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態に係る角速度センサ装置の等価回路図である。
【図２】 本発明の一実施形態に係る角速度センサの平面図である。
【図３】 Ｃ／Ｖ変換回路の回路例である。
【図４】 回り込みを考慮したＣ／Ｖ変換回路の等価回路例である。
【図５】 信号発生器を使用した調整時の等価回路図である。
【図６】 従来技術を示す図１相当図である。
【図７】 図２と図６のＡ−Ａ線における共通の断面図である。
【図８】 各電極下に構成されるキャパシタを説明する模式図である。
【符号の説明】
図面中、１は角速度センサ、２は第１のシリコン基板、３は酸化膜、４は第２のシリコン基板、５はＳＯＩ基板、６は回路チップ、８は錘部、１５ａ、１５ｂは駆動電極、１７ａ、１７ｂは検出電極、２０ａ〜２０ｄはモニタ電極、２７は自励発振回路、２９は加算回路、３１、３２はＣ／Ｖ変換回路、３３はロックインアンプ、３４は信号発生器、３５は直流電源、Ｃｄ１、Ｃｄ２、Ｃｍ１、Ｃｍ２、Ｃｐ１〜Ｃｐ４はキャパシタ、Ｄ１、Ｄ２は駆動電極、Ｍ１、Ｍ２はモニタ電極、Ｑ１は差動増幅回路、Ｓ１はスイッチ、Ｖｄ１は第１の駆動電圧、Ｖｄ２は第２の駆動電圧、Ｖeeは直流電圧、Ｖfはフィードバック信号（電圧）を示す。
Claims (2)
- 第１のシリコン基板（２）上に酸化膜（３）を介して第２のシリコン基板（４）を貼り合わせてなるＳＯＩ基板（５）を有し、前記第２のシリコン基板には、第１の方向（Ｘ方向）及びこの第１の方向と直交する第２の方向（Ｙ方向）へ振動可能な錘部（８）と、該錘部を前記第１の方向へ振動させるための駆動電圧を印加する１対の駆動電極（Ｄ１、Ｄ２）と、前記錘部の前記第１の方向への振動をモニタするための１対のモニタ電極（Ｍ１、Ｍ２）と、前記振動のもと前記第１及び第２の方向と直交する軸（Ｚ軸）回りに角速度が加わったときに発生する前記錘部の前記第２の方向への振動を検出するための検出電極（１７ａ、１７ｂ）と、が形成されている角速度センサ（１）と、
前記１対の駆動電極に印加する互いに逆相関係にある第１、第２の駆動電圧（Ｖｄ１、Ｖｄ２）を発生する自励発振回路（２７）と、
前記１対のモニタ電極の各電極と前記錘部とにより形成されるキャパシタ（Ｃｍ１、Ｃｍ２）に所定の直流電圧を印加し、流れる電流を検出して該キャパシタの静電容量に比例する電圧を生成する一対のＣ／Ｖ変換回路（３１、３２）と、
該一対のＣ／Ｖ変換回路の出力電圧の差電圧を演算して前記自励発振回路にフィードバック信号（Ｖf）として供給する差動増幅回路（Ｑ１）と、
を備えた角速度センサ装置において、
前記第１、第２の駆動信号の何れかを選択することのできるスイッチ（Ｓ１）と、該スイッチで選択した駆動信号の大きさを加減して前記差動増幅回路（Ｑ１）の出力する前記差電圧に加算する加算回路（２９）とを新たに設け、該加算回路の出力信号を前記フィードバック信号として前記自励発振回路に供給するようにしたことを特徴とする角速度センサ装置。 - 請求項１に記載の角速度センサ装置の前記スイッチ（Ｓ１）による前記第１、第２の駆動信号の選択と、前記加算回路に入力する前記スイッチにより選択した駆動信号の大きさを加減する調整方法であって、
前記加算回路（２９）の出力信号を測定信号とし、前記第１又は第２の駆動信号の何れか一方の信号を参照信号としてロックインアンプ（３３）に入力し、
前記自励発振回路の代わりに信号発生器より前記駆動電極（Ｄ１、Ｄ２）に、前記錘部の共振周波数から離れた周波数の交流信号を印加し、
その状態で前記ロックインアンプの直流出力電圧の絶対値が最小になるように、前記スイッチによる前記第１、第２の駆動信号の選択と、前記加算回路に入力する前記スイッチにより選択した駆動信号の大きさを加減し、
その後前記信号発生器と前記ロックインアンプを取り外し、前記加算回路の出力電圧を前記自励発振回路へフィードバック信号として供給して角速度の測定に入ることを特徴とする角速度センサ装置の調整方法。
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