JP5136016B2 - 駆動装置、物理量測定装置及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、振動子に駆動振動を励振する駆動装置、これを用いた物理量測定装置、例えば振動型ジャイロスコープ、及び電子機器等に関する。

いわゆるジャイロスコープには、物体に働く力の検出方法によって回転側や振動型等がある。中でも、振動型ジャイロスコープは、構成部品等の観点から小型化や低コスト化に有利とされている。このような振動型ジャイロスコープのうち、物体に働く角速度を検出する振動型ジャイロセンサには、信頼性や小型化に有利な水晶や圧電素子を励振する圧電振動型ジャイロセンサがある。圧電振動型ジャイロセンサは、振動している物体に角速度が加わると、その振動と直角方向にコリオリ力が生じることを利用している。

例えば、角速度を検出する振動型ジャイロセンサでは、物理量トランスデューサ（振動子）に一定方向の駆動振動が励振される。この振動子に角速度が加わると、駆動振動と垂直な方向にコリオリ力が生じ、これによって検出振動が生じる。検出振動は駆動振動に直交する方向に生じるため、検出信号（検出振動による信号成分）は駆動信号（駆動振動による信号成分）と位相が９０度ずれている。このことを利用して、例えば同期検波によって検出信号を、駆動信号とは区別して検出することができる。

振動型ジャイロセンサが適用される用途は広く、例えばビデオカメラやデジタルカメラの手振れ検出や、カーナビゲーションシステムのＧＰＳ（Global Positioning System）の位置検出、航空機やロボットの姿勢検出等に用いられる。

こうした用途において、振動型ジャイロセンサは、電池によって駆動される。従って、振動型ジャイロセンサの消費電力をできるだけ減らし、電池の寿命を長くする必要がある。この場合、角速度の検出等を行わない期間は振動型ジャイロセンサへの電源供給を停止させ、振動型ジャイロセンサを使用する期間のみ電池から電源供給を行わせることが好ましい。そのため、振動型ジャイロセンサを起動してから短時間で正常な動作を行わせる必要が生じる。

このような振動型ジャイロセンサの起動時間の短縮化を図る技術は、例えば特許文献１及び特許文献２に開示されている。特許文献１には、発振ループ内にＣＲ発振回路又はリングオシレータを付加した構成により、起動直後であっても、増幅器により発振振幅を増大させるようにした技術が開示されている。また特許文献２には、水晶振動子と直列に抵抗を付加した構成により、振動子からの信号が安定化するまでの時間を短くした技術が開示されている。
特開２００４−２８６５０３号公報 特開２００３−２４０５５６号公報

ところで、振動型ジャイロセンサの駆動装置には、振動子に働く角速度を安定して検出するために、振動子を共振周波数で一定に振動（発振）させる必要がある。また、短時間で振動子が発振し正常な動作を開始させる必要がある。更には、低コストで、電池の寿命を長くするために、小型で低消費電力な回路で構成させることが好ましい。

一方、例えば振動子をＱ値の高い水晶によって形成し、該振動子をパッケージ内に真空封止すると、振動子の駆動Ｑ値が非常に高くなる。そのため、振動子に駆動振動を励振する際に、振動子からの信号が安定するまでの時間（起動時間）が長くなるという問題がある。

しかしながら、引用文献１の技術では、水晶振動子の駆動周波数に近い周波数で発振させようとすると、ＣＲ発振回路のコンデンサや抵抗器の素子面積が大きくなる。そのため、振動型ジャイロスコープ（振動型ジャイロセンサ）の大型化及びコスト高を招くという問題がある。また、引用文献１の技術では、起動時には一旦別の周波数で起動させているため、Ｑ値の高い水晶振動子の駆動周波数に引き込みにくい。そのため、製造ばらつき等の影響を受けると、より一層安定発振までの時間が長くなるという問題がある。更に、引用文献１の技術では、発振が起動した後は、矩形波で振動子が駆動される。そのため、発振の定常状態であってもエネルギーの損失が生じ、振動子を正弦波で駆動する場合に比べて消費電力が大きくなる。

また引用文献２の技術では、抵抗器を挿入する必要がある。一般に、集積回路装置内に抵抗器を作り込む場合、抵抗器の製造ばらつきが大きく、所望のエネルギーを振動子に与えることが困難になるという問題がある。更に引用文献２の技術では、抵抗器により、振動子に与えられるエネルギーが分割されるため、ゲインがロスするという問題がある。

本発明は、上述の考察に基づいてなされたものである。本発明の幾つかの態様によれば、例えば、回路規模を増大させることなく発振起動時間を短縮できる駆動装置、これを用いた物理量測定装置及び電子機器を提供することができる。

（１）本発明の駆動装置の一態様は、振動子と発振ループを形成し、該振動子に駆動振動を励振するための駆動装置であって、前記発振ループ内に設けられ、前記振動子に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換器と、前記発振ループ内に設けられ、前記電流電圧変換器の出力と所与の電圧との比較結果に対応した信号を前記振動子に出力するコンパレータとを含み、前記コンパレータが、発振起動過程では、第１のハイレベル電圧又はローレベル電圧を出力し、発振定常状態では、第２のハイレベル電圧又は前記ローレベル電圧を出力し、前記第１のハイレベル電圧が、前記第２のハイレベル電圧より高電位の電圧である。

本態様においては、駆動装置が、振動子と発振ループを形成し、該振動子に駆動振動を励振するために用いられる。そして、本発明によれば、発振起動時には、発振ループ内に設けられたコンパレータが、第１のハイレベル電圧又はローレベル電圧を出力するようにしている。そして、その後の発振定常状態においては、該コンパレータが、第２のハイレベル電圧又はローレベル電圧を出力するようにしている。ここで、第１のハイレベル電圧は、第２のハイレベル電圧より高電位の電圧であるため、非常に簡素な構成で、発振起動の高速化を実現させることができる。

（２）本発明の駆動装置の他の態様は、前記振動子に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に基づいて前記振動子から出力される検出信号を同期検波するための参照信号を、前記発振ループ内の信号に基づいて生成するコンパレータを含む。

本態様によれば、振動子に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に基づいて振動子から出力される検出信号を同期検波した出力信号を用いて物理量を測定するのに際して、回路規模を増大させることなく、同期検波処理と発振起動の高速化とを実現させることができる。

（３）本発明の駆動装置の他の態様は、前記振動子からの信号を検出する発振検出器を含み、前記発振検出器の検出結果に基づいて、前記コンパレータの出力のハイレベル電圧を前記第１のハイレベル電圧から前記第２のハイレベル電圧に切り替える。

（４）本発明の駆動装置の他の態様は、前記発振検出器が、前記振動子に流れる電流を変換した直流電圧が所与の閾値電圧に達したことを検出したことを条件に、前記第１のハイレベル電圧から前記第２のハイレベル電圧に切り替える。

上述の（３）または（４）の態様によれば、一般的に発振ループの発振制御を行うために用いられる振動子からの信号検出結果を流用してスイッチ素子の切り替え制御を行うことができるので、回路規模を増大させることなく、同期検波処理と発振起動の高速化とを実現させることができる。

（５）本発明の駆動装置の他の態様は、前記第１のハイレベル電圧が、前記発振ループ内のゲインが１より大きくなる電圧である。

本態様によれば、発振起動時の発振ループ内のゲインが１より大きくなるために確実に発振起動を高速化させることができるようになる。

（６）本発明の駆動装置の他の態様は、前記コンパレータが、前記振動子に流れる電流を制限する機能を有する。

本態様によれば、コンパレータが振動子に流れる電流を制限する機能を有しているので、発振起動過程において第１のハイレベル電圧が高くなり、振動子に過剰な電流が供給されてしまう事態を確実に回避できる要になる。

（７）本発明の駆動装置の他の態様は、前記第１のハイレベル電圧を制限する制限回路を含み、前記制限回路により制限された電圧を、前記第１のハイレベル電圧として出力する。

本態様によれば、制限回路により、第１のハイレベル電圧を制限することで、コンパレータのゲインを制御でき、振動子に過剰な電流が供給されることを制限することができるようになる。

（８）本発明の物理量測定装置の一態様は、振動子に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に基づいて前記振動子から出力される検出信号に対応した物理量を測定するための物理量測定装置であって、振動子と、前記振動子に駆動振動を励振する上記のいずれか記載の駆動装置と、前記検出信号に基づいて前記物理量に対応した出力信号を検出する検出装置とを含み、前記検出装置が、前記コンパレータの出力に基づいて前記検波信号を同期検波する同期検波器を含む。

本態様によれば、一般的に発振ループの発振制御を行うために用いられる振動子からの信号検出結果を流用してコンパレータの第１のレベル出力時の出力電圧の切り替え制御を行うことができるので、回路規模を増大させることなく、同期検波処理と発振起動の高速化とを実現し、小型化及び低消費電力化を図る物理量測定装置を提供することができる。

（９）本発明の物理量測定装置の他の態様は、前記検出装置が、前記コンパレータの出力と前記検波信号との位相を調整するための移相器を含む。

本態様によれば、微少な検出信号の検出処理中の位相変化に応じて位相調整を行うことができるので、その結果として、高精度な位相調整と回路規模増大の防止とを両立させることができる。

（１０）本発明の電子機器は、上記記載の物理量測定装置を含む。

本態様によれば、物理量の測定結果を用いて所与の処理を行う電子機器の小型化及び低消費電力化に寄与できるようになる。

（１１）本発明の駆動装置の他の態様は、前記振動子は容量結合型の振動子であり、前記振動子を駆動するコンパレータは、矩形波の駆動信号を前記振動子に与えることによって前記駆動振動を励振する。

矩形波による駆動方式は駆動信号のばらつきが少ないという利点がある。また、電圧振幅の制御が容易であるため、回路構成を簡素化でき、回路規模を縮小できるという利点がある。また、容量結合型の振動子（内部等価回路において、信号経路に直流阻止コンデンサが介在するタイプの振動子）を用いると、発振ループの直流電位として任意の電位を使用でき、回路構成上の自由度が向上するという利点がある。なお、容量結合型の振動子（容量性の振動子）の例としては、圧電素子があげられる。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成のすべてが本発明の必須構成要件であるとは限らない。

（第１の実施形態）
本実施形態では、駆動装置（発振駆動装置）の構成および動作の一例について説明する。

１． 駆動装置
図１に、本実施形態における駆動装置としての発振駆動回路の構成例のブロック図を示す。本実施形態における駆動装置としての発振駆動回路は、振動子に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に基づいて振動子から出力される検出信号を同期検波した出力信号を用いて物理量を測定するのに用いられる。

発振駆動回路１０には、第１及び第２の接続端子ＴＭ１、ＴＭ２（電極、パッド）が設けられ、発振駆動回路１０の外部において、第１及び第２の接続端子の間に振動子１２が挿入されている。振動子１２には、励振手段１４が取り付けられており、励振手段１４が発振駆動回路１０に対して接続されており、発振ループを構成している。まず、発振駆動回路１０内の駆動器の利得（ゲイン）が大きい状態（ゲインが１より大きい状態）で発振スタートする。この時点では、駆動器への入力は雑音のみである。この雑音は、目的とする駆動振動の固有共振周波数を含む幅広い周波数の波動を含む。この雑音を、振動子１２に入力する。

振動子１２は、例えば後述するような圧電性単結晶からなる。振動子１２の周波数フィルタ作用によって、目的とする固有共振周波数の波動を多く含む信号が出力され、この信号が駆動器に入力される。発振ループ内でこうした操作が繰り返されることによって、目的とする固有共振周波数の信号の割合が高くなり、駆動器への入力信号の振幅が大きくなる。

発振定常状態においては、振動子１２からの出力電流を電流電圧変換器３０により電圧値に変換し、この電圧値に基づいてＡＧＣ（Auto Gain Control）回路４０によって発振ループ内の発振振幅を制御する。これによって、発振ループを信号が一周する間の利得（ループゲイン）が１となり、この状態で振動子１２が安定発振する。

振動子の安定発振は、物理量の測定に必要不可欠である。なぜなら、振動子において発振している駆動信号の振幅が一定でないと、振動子から出力されるべき出力信号の値も一定とならず、正確な測定を行うことができないからである。

また、振動子及び発振駆動回路を含むシステムの低消費電力化には、振動子の発振起動の高速化が必要不可欠である。なぜなら、迅速に安定発振を得ることで、必要なときにのみ発振を起動させることができるようになり、無駄に電力を消費する動作期間を短くできるからである。

そこで、本実施形態では、発振駆動回路１０において、発振起動時には駆動器として、コンパレータとして機能するゲインコントロールアンプ（Gain Control Amplifier:以下、ＧＣＡ）２０（広義にはコンパレータ）を用いる。ＧＣＡ２０は、第１のハイレベル電圧、第２のハイレベル電圧、又はローレベル電圧のいずれかを出力する３値出力機能を有する。即ち、ＧＣＡ２０は、その入力レベルに応じてハイレベル電圧又はローレベル電圧を出力するが、ハイレベル電圧として、第１のハイレベル電圧と該第１のハイレベル電圧より高電位の電圧である第２のハイレベル電圧とがある。

より具体的には、このＧＣＡ２０により、発振駆動回路１０は、発振起動過程では、第１のハイレベル電圧又はローレベル電圧を出力し、発振定常状態では、第２のハイレベル電圧又はローレベル電圧を出力する。更に具体的には、ＧＣＡ２０のハイレベル出力時に振動子１２に供給される出力電圧を所与の第１のハイレベル電圧Ｖｘとし、発振定常状態においては該出力電圧をＡＧＣ回路４０により制御される第２のハイレベル電圧とする。ここで、第１のハイレベル電圧Ｖｘは、発振ループ内のゲインが１より大きくなる電圧である。

ＧＣＡ２０の出力レベルを、第１のハイレベル電圧Ｖｘと第２のハイレベル電圧に切り換えるための構成としては、種々、考えられるが、本実施形態では、例えば、ＧＣＡ２０の内部の出力段回路（具体的には、出力段のＣＭＯＳインバータ）の電源電圧を切り換える構成を採用する。すなわち、ＧＣＡ２０内部の出力段のＣＭＯＳインバータの電源電圧を第１のハイレベル電圧Ｖｘにすれば、そのＣＭＯＳインバータの出力（つまり、ＧＣＡ２０の出力）の電圧レベルは第１のハイレベル電圧Ｖｘとなる。また、ＧＣＡ２０内部の出力段のＣＭＯＳインバータの電源電圧を第２のハイレベル電圧（例えば、発振ループの利得を１に維持するための電圧）にすれば、そのＣＭＯＳインバータの出力（つまり、ＧＣＡ２０の出力）の電圧レベルは第２のハイレベル電圧となる。上述のとおり、第１のハイレベル電圧Ｖｘは、発振ループの利得を１より大きくすることができる電圧であることが望ましい。

すなわち、第１のハイレベル電圧Ｖｘは、例えば、回路の高レベル電源電圧（ＶＤＤ）である。但し、これに限定されるものではなく、ＶＤＤを超える昇圧された電圧であってもよく、ＶＤＤを若干、下回る電圧であってもよい。

また、第１のハイレベル電圧Ｖｘは、例えば、グランド（ＧＮＤ）に対して負の電源電圧であってもよい。すなわち、上述の説明の“ハイレベル電圧”という言葉は、“ハイレベル電圧”と基準電位（例えばＧＮＤ）との間の電位差が、“ローレベル電圧”と基準電位（例えばＧＮＤ）との間の電位差よりも大きいことを意味している。

本実施形態では、発振駆動回路１０は、ＧＣＡ２０のゲインを制御する制御信号ＶＣＴＬを生成するために、第１及び第２のスイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２を含む。第１のスイッチ素子ＳＷ１は、発振ループ内が定常発振条件を満足するように生成されたＡＧＣ回路４０からの制御信号ＶＣＴＬ０をＧＣＡ２０の制御信号ＶＣＴＬとして伝達するための素子である。第２のスイッチ素子ＳＷ２は、所与の第１のハイレベル電圧ＶｘをＧＣＡ２０の制御信号ＶＣＴＬとして伝達するための素子である。

第１のハイレベル電圧Ｖｘは、発振駆動回路１０内で生成された電圧であってもよいし、発振駆動回路１０の外部から供給された電圧であってもよい。また、第１のハイレベル電圧Ｖｘは、発振駆動回路１０内で、内部で生成された電圧又は外部から供給された電圧を、昇圧若しくは抵抗分割により生成された電圧であってもよい。

第１のスイッチ素子ＳＷ１は、スイッチ制御信号ＳＷＣＴＬによりオンオフ制御される。第２のスイッチ素子ＳＷ２は、スイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃によりオンオフ制御される。スイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃は、スイッチ制御信号ＳＷＣＴＬの反転信号である。

更に発振駆動回路１０は、電流電圧変換器３０により電圧値に変換された発振ループ内の信号が入力される同期検波用コンパレータ５０を含む。そして、発振駆動回路１０は、同期検波用コンパレータ５０の出力を、同期検波の参照信号としての同期検波用クロックとして出力することができる。即ち、コンパレータ５０は、振動子１２に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に基づいて振動子１２から出力される検出信号を同期検波するための参照信号を、発振ループ内の信号に基づいて生成することができる。

ＡＧＣ回路４０は、全波整流器４２と、発振検出器４４と、積分器４６とを含む。全波整流器４２は、電流電圧変換器３０によって変換された電圧値を直流信号としての電圧値に変換する。発振検出器４４は、全波整流器４２によって変換された電圧値に基づいて、振動子１２を含む発振ループが発振状態か否かを検出し、その検出結果に対応したスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃（又はスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ）を生成する。例えば発振検出器４４は、全波整流器４２によって変換された電圧値と所与の基準電圧値とを比較し、その比較結果に基づいてスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃（又はスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ）を生成する。また、積分器４６は、全波整流器４２によって変換された電圧値の積分結果に基づいて、ＧＣＡ２０による発振ループ内の発振制御を行うための制御信号ＶＣＴＬ０を生成する。例えば、積分器４６は、全波整流器４２によって変換された電圧値を積分して直流成分のレベルを求め、該レベルと所与の基準信号レベルとを比較し、その比較結果に基づいて制御信号ＶＣＴＬ０を生成する。例えばＧＣＡ２０の出力段（最終段）の回路（出力回路）の高電位側電源電圧は、制御信号ＶＣＴＬ０又は第１のハイレベル電圧Ｖｘに基づいて制御されるようになっている。

このように、本実施形態では、発振ループ内に設けられコンパレータとして機能するＧＣＡ２０がＨレベル出力時に出力する高電位側電圧を制御することで、発振起動過程において発振ループ内のゲインが１より大きくなるように制御される一方、発振定常状態において発振ループ内のゲインが１となるように制御される。

そして、ＡＧＣ回路４０は、第１及び第２のスイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２のスイッチ制御を行い、発振起動過程においては第１のハイレベル電圧ＶｘをＧＣＡ２０に出力し、発振定常状態においては制御信号ＶＣＴＬ０をＧＣＡ２０に出力する。

なお、本実施形態では、発振起動過程は、例えば発振駆動回路１０の電源投入時から発振が定常状態になるまでの期間や、発振駆動回路１０がいわゆるスリープ動作モード時からの復帰タイミングから発振ループ内の発振が定常状態になるまでの期間であってもよい。

図２に、スイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ、ＳＷＣＴＬ＃のタイミング波形図を示す。

電源投入直後等の発振起動過程においては、ＡＧＣ回路４０の発振検出器４４では振動子１２からの電流信号を変換した電圧値が所与の基準電圧値より低いことが検出され、発振検出器４４は、Ｈレベルのスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃（又はＬレベルのスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ）を生成する。これにより、第１のスイッチ素子ＳＷ１がオフ状態、第２のスイッチ素子ＳＷ２がオン状態に設定される。このとき、ＧＣＡ２０の制御信号ＶＣＴＬとして、第１のハイレベル電圧Ｖｘが供給される。これにより、ＧＣＡ２０がＨレベルとして出力するときに非常に大きなゲインで増幅動作が行われ、振動子１２、電流電圧変換器３０及びＧＣＡ２０により形成される発振ループ内のゲインが１より大きくなる。この結果、発振起動過程では、振動子１２及びＧＣＡ２０を含む発振ループにおいて、発振ループ内のゲインが１より大きく、且つ発振ループ内の位相が３６０×ｎ（ｎは整数）となるように振動子１２に駆動振動を励振する。

その後、発振検出器４４において、振動子１２からの電流信号を変換した電圧値が所与の基準電圧値より高いことが検出されると、発振検出器４４は、Ｌレベルのスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃（又はＨレベルのスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ）を生成する。これにより、第１のスイッチ素子ＳＷ１がオン状態、第２のスイッチ素子ＳＷ２がオフ状態に設定される。このとき、ＧＣＡ２０の制御信号ＶＣＴＬとして、積分器４６からの制御信号ＶＣＴＬ０が供給される。これにより、振動子１２、電流電圧変換器３０及びＧＣＡ２０により形成される発振ループ内のゲインが１となるように制御される。この結果、発振起動過程が終了して発振定常状態に移る。この発振定常状態では、振動子１２及びＧＣＡ２０を含む発振ループにおいて、発振ループ内のゲインが１であり、且つ発振ループ内の位相が３６０×ｎとなるように振動子１２に駆動振動を励振する。

即ち、本実施形態では、発振検出器４４の検出結果に基づいて、ＧＣＡ２０のＨレベル出力時の高電位側電圧が制御される。より具体的には、発振検出器４４において、振動子１２に流れる電流を変換した直流電圧が所与の閾値電圧に達したことを条件に、第１のハイレベル電圧Ｖｘから制御信号ＶＣＴＬへの切り替え制御を行う。即ち、発振検出器４４の検出結果に基づいて、振動子１２に流れる電流を変換した直流電圧が所与の閾値電圧に達したことを検出したことを条件に、第１のハイレベル電圧Ｖｘから第２のハイレベル電圧に切り替えることができる。こうすることで、一般的に発振ループの発振制御を行うために用いられる振動子１２からの信号検出結果を流用してスイッチ素子の切り替え制御を行うことができるので、回路規模をそれほど増大させることなく、高速な発振起動を実現させることができるようになる。

ところで、本実施形態では、発振定常状態において、同期検波用コンパレータ５０の出力が、同期検波用のクロックとして出力される。こうすることで、振動子１２に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に基づいて振動子１２から出力される検出信号を同期検波した出力信号を用いて物理量を測定するのに際して、回路規模を増大させることなく、同期検波処理と発振起動の高速化とを実現させることができる。

なお、同期検波用コンパレータ５０のゲインをできる限り大きくすることが好ましい。こうすることで、発振定常状態において出力される同期検波用クロックのクロック精度を向上できるようになる。

図３に、図１の発振駆動回路１０の詳細な構成例の回路図を示す。

図３において、図１と同一部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

電流電圧変換器３０は、オペアンプＯＰ１、帰還キャパシタＣ１及び帰還抵抗Ｒ１を含む。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子（＋）には、所与の基準電圧ＶＲ０が供給され、反転入力端子（−）には第１の接続端子ＴＭ１が電気的に接続される。

全波整流器４２は、オペアンプＯＰ２、ＯＰ３、抵抗Ｒ２、Ｒ３を含む。オペアンプＯＰ２、抵抗Ｒ２、Ｒ３は、反転回路として機能する。またオペアンプＯＰ３は、電流電圧変換器３０の出力電圧と基準電圧ＶＲ０とを比較するコンパレータとして機能する。全波整流器４２は、オペアンプＯＰ２の出力側に設けられるスイッチ素子と、全波整流器４２の入力と出力とをバイパスするスイッチ素子とを含む。両スイッチ素子は、オペアンプＯＰ３の出力信号に基づいて排他的にオンオフ制御される。

発振検出器４４は、ローパスフィルタ（Low Pass Filter：以下、ＬＰＦ）と、オペアンプＯＰ４を含む。ＬＰＦは、抵抗Ｒ４、キャパシタＣ２を含む。抵抗Ｒ４は、ＬＰＦの入力と出力との間に直列に挿入される。キャパシタＣ２の一端は、ＬＰＦの出力ノードに電気的に接続される。キャパシタＣ２の他端には、基準電圧ＶＲ１が供給される。このＬＰＦのカットオフ周波数は１／（２π×Ｃ２×Ｒ４）である。オペアンプＯＰ４の反転入力端子に、ＬＰＦの出力ノードが接続される。オペアンプＯＰ４の出力と非反転入力端子との間に、抵抗Ｒ５が帰還抵抗として挿入される。オペアンプＯＰ４の非反転入力端子には、抵抗Ｒ６を介して基準電圧ＶＲ１が供給される。オペアンプＯＰ４の出力信号が、スイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃として出力される。

積分器４６は、オペアンプＯＰ５、抵抗Ｒ７、Ｒ８、キャパシタＣ３を含む。キャパシタＣ３は、オペアンプＯＰ５の帰還キャパシタとして接続される。抵抗Ｒ８は、オペアンプＯＰ５の帰還抵抗として挿入される。抵抗Ｒ７は、オペアンプＯＰ５の反転入力端子と全波整流器４２の出力ノードとの間に挿入される。積分器４６では、抵抗Ｒ７、Ｒ８により入力電圧オフセットや入力電流オフセットの影響を低減し、ゲイン調整が行われる。オペアンプＯＰ５の非反転入力端子には、基準電圧ＶＲ２が供給されている。積分器４６のキャパシタＣ３、抵抗Ｒ８によりＬＰＦの機能を備え、カットオフ周波数は１／（２π×Ｃ３×Ｒ８）である。オペアンプＯＰ５の出力信号が、制御信号ＶＣＴＬ０として出力される。

ここで、発振起動過程において振動子１２に流れる電流をＩｄ、発振定常状態において振動子１２に流れる電流をＩｄ´とする。電流電圧変換器３０によって平滑化されることを考慮すると、基準電圧ＶＲ２は、次式のように表すことができる。

ＶＲ２＝（Ｉｄ×Ｒ１×２／π）＋ＶＲ０ ・・・（１）

ここで、Ｒ１は、電流電圧変換器３０の帰還抵抗の抵抗値を意味する。同様に、基準電圧ＶＲ１は、次式のように表すことができる。

ＶＲ１＝（Ｉｄ´×Ｒ１×２／π）＋ＶＲ０ ・・・（２）

Ｉｄ´＜Ｉｄであるため、ＶＲ２＞ＶＲ１である。また、基準電圧ＶＲ０との関係で、以下の関係を有することが好ましい。

ＶＲ０＜ＶＲ１＜ＶＲ２ ・・・（３）

図４（Ａ）、図４（Ｂ）に、図３のＧＣＡ２０の構成例の回路図を示す。

図４（Ａ）は、ＧＣＡ２０を、Ｐ型差動増幅器を用いて構成した場合の構成例を示し、図４（Ｂ）は、ＧＣＡ２０を、Ｎ型差動増幅器を用いて構成した場合の構成例を示す。

図４（Ａ）では、電流源で発生した電流Ｉ０が、２つのカレントミラー回路によってＰ型差動増幅器の動作電流Ｉ０´として供給されている。Ｐ型差動増幅器のＰ型差動トランジスタ対の一方のゲートには、入力信号ＩＮとして電流電圧変換器３０の出力ノードの電圧が供給される。Ｐ型差動増幅器のＰ型差動トランジスタ対の他方のゲートには、基準電圧ＶＲ０が供給される。Ｐ型差動増幅器の出力電圧は、出力バッファに供給される。出力バッファの出力信号は、振動子１２に供給される。

ここで、上記の２つのカレントミラー回路及びＰ型差動増幅器は、高電位側電源電圧が電圧ＶＤＤであり、低電位側電源電圧が電圧ＡＧＮＤである。一方、出力バッファは、Ｐ型出力トランジスタ及びＮ型出力トランジスタにより構成されるインバータ回路である。この出力バッファのＮ型トランジスタのソースには電圧ＡＧＮＤが供給され、Ｐ型トランジスタのソースに、ＡＧＣ回路４０からの制御信号ＶＣＴＬが供給される。従って、制御信号ＶＣＴＬを変化させることで、出力バッファの出力電圧を変化させることができる。

即ち、発振起動過程において制御信号ＶＣＴＬとして第１のハイレベル電圧ＶｘをＧＣＡ２０に供給することで、ＧＣＡ２０のＨレベル出力時の出力電圧は、第１のハイレベル電圧Ｖｘとすることができる。また、発振定常状態において制御信号ＶＣＴＬとして制御信号ＶＣＴＬ０（第２のハイレベル電圧）をＧＣＡ２０に供給することで、ＧＣＡ２０のＨレベル出力時の出力電圧は、制御信号ＶＣＴＬ０とすることができる。

また図４（Ｂ）では、電流源で発生した電流Ｉ１が、２つのカレントミラー回路によってＮ型差動増幅器の動作電流Ｉ１´として供給されている。Ｎ型差動増幅器のＮ型差動トランジスタ対の一方のゲートには、入力信号ＩＮとして電流電圧変換器３０の出力ノードの電圧が供給される。Ｎ型差動増幅器のＮ型差動トランジスタ対の他方のゲートには、基準電圧ＶＲ０が供給される。Ｎ型差動増幅器の出力電圧は、出力バッファに供給される。出力バッファの出力信号は、振動子１２に供給される。

ここで、上記の２つのカレントミラー回路及びＮ型差動増幅器は、高電位側電源電圧が電圧ＶＤＤであり、低電位側電源電圧が電圧ＡＧＮＤである。一方、出力バッファは、Ｐ型出力トランジスタ及びＮ型出力トランジスタにより構成されるインバータ回路である。この出力バッファのＮ型トランジスタのソースには電圧ＡＧＮＤが供給され、Ｐ型トランジスタのソースに、ＡＧＣ回路４０からの制御信号ＶＣＴＬが供給される。従って、制御信号ＶＣＴＬを変化させることで、出力バッファの出力電圧を変化させることができる。

即ち、発振起動過程において制御信号ＶＣＴＬとして第１のハイレベル電圧ＶｘをＧＣＡ２０に供給することで、ＧＣＡ２０のＨレベル出力時の出力電圧は、第１のハイレベル電圧Ｖｘとすることができる。また、発振定常状態において制御信号ＶＣＴＬとして制御信号ＶＣＴＬ０をＧＣＡ２０に供給することで、ＧＣＡ２０のＨレベル出力時の出力電圧は、制御信号ＶＣＴＬ０とすることができる。

なお図４（Ａ）、図４（Ｂ）において出力バッファのＰ型出力トランジスタの基板電位として制御信号ＶＣＴＬを与えることで基板バイアス効果を防止することができる。

２． 変形例
本発明に係る発振駆動回路の構成は、本実施形態の構成に限定されるものではない。例えば本実施形態の変形例では、発振起動過程において、振動子１２に過剰な電流が供給されないように、ＧＣＡ２０が振動子１２に流れる電流を制限する機能を有することが望ましい。このため、本変形例では、振動子１２に過剰な電流が供給されないように制限回路が設けられる。

図５に、本実施形態の変形例における発振駆動回路１０の構成例を示す。

図５において、図１と同一部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

図５では、電流制限回路（広義には制限回路）９０に第１のハイレベル電圧Ｖｘが供給され、電流制限回路９０により制限された発振起動用制限電圧ＶｘＯが第２のスイッチ素子ＳＷ２に供給される。こうすることで、発振起動時に、発振起動用制限電圧ＶｘＯがＧＣＡ２０の制御信号ＶＣＴＬとして供給される。

即ち、電流制限回路９０により制限された電圧が、発振起動過程においてＧＣＡ２０のＨレベル出力時にＧＣＡ２０の出力電圧として出力される。

これにより、電流制限回路９０により、第１のハイレベル電圧Ｖｘの電圧を制限することで、ＧＣＡ２０のゲインを制御し、振動子１２に過剰な電流が供給されることを制限することができる。

図６に、図５の電流制限回路９０の構成例の回路図を示す。

この電流制限回路９０は、ソースに第１のハイレベル電圧Ｖｘが供給されるＰ型トランジスタＰＴＲ１、ＰＴＲ２と、抵抗ＲＬとを含む。Ｐ型トランジスタＰＴＲ１のゲート及びドレインが接続され、Ｐ型トランジスタＰＴＲ１、ＰＴＲ２のゲート同士が接続される。抵抗ＲＬの一端は、Ｐ型トランジスタＰＴＲ１のドレインに接続され、抵抗ＲＬの他端に電圧ＡＧＮＤが供給される。このような電流制限回路９０では、Ｐ型トランジスタＰＴＲ１、ＰＴＲ２によりカレントミラー回路が構成され、抵抗ＲＬに流れる電流に対応したドレイン電流がＰ型トランジスタＰＴＲ２に発生するように、発振起動用制限電圧ＶｘＯが生成される。

このように生成された発振起動用制限電圧ＶｘＯが、発振起動過程においてＧＣＡ２０の制御信号ＶＣＴＬとして供給される。従って、抵抗ＲＬや、Ｐ型トランジスタＰＴＲ１、ＰＴＲ２の電流駆動能力比を調整することで、第１のハイレベル電圧Ｖｘを制限できる。その結果、ＧＣＡ２０に過度なゲインを発生させて振動子１２を破壊してしまう事態を回避できるようになる。

３ 発振起動時および安定発振時の発振条件
図１に示される発振駆動回路（駆動装置）１０は、発振ループによって物理量トランスデューサ１２を駆動する。本実施形態の発振駆動回路１０では、高速な起動を可能とするため、発振起動時においてループゲインを１より大きく設定する。すなわち、発振起動時における発振条件は、ループゲイン＞１、かつ、ループ内の位相＝３６０度・ｎ（ｎは整数）を満足することである。安定発振時の発振条件は、ループゲイン＝１、かつ、ループ内の位相＝３６０度・ｎ（ｎは整数）を満足することである。

４ 発振駆動回路の電源電圧について
図１の発振駆動回路１０は、ＶＤＤ（高電位電源電圧）とＡＧＮＤ（低電位電源電圧）との間で動作する。ＡＧＮＤは例えば接地電位である。但し、接地電位の代わりに他の基準電位を用いることもあり得る。具体的には、振動子１２の種類に応じて、使用できる電源電位が異なる。

振動子１２が容量結合型のトランスデジューサ（内部等価回路において、信号経路に直流阻止コンデンサが介在する構成）である場合には、直流がカットされていることから、発振ループの直流レベル（バイアス点）は回路動作に関係なく、発振ループの駆動信号の電圧振幅を調整できればよいことになる。よって、例えば、低電位電源として、基本的には任意の電位を使用することができる。

振動子１２が可変抵抗型トランスデューサである場合、発振ループのバイアス電圧を所望レベルに設定する必要があることから、このために所望レベルの基準電圧を使用するのが一般的である。

また、電源方式としては、片電源方式（正電源のみを用いる方式）と、両電源方式（正および負の双方の電源を用いる方式）とがある。後者の方式は、特に精度を重視する場合に使用される。

本発明では、上述の電源の形態のいずれも採用が可能である。図１（以降の図でも同じ）では、振動子１２は、図８（Ａ），図８（Ｂ）に示す等価回路から明らかなように、容量結合型トランスデューサである。また、上述の説明では、片電源方式を採用し、発振駆動回路２００は、ＶＤＤ（例えば５Ｖ）とＧＮＤ（接地電位）間で動作するものとして説明している。

５ 矩形波駆動と正弦波駆動ならびに容量結合型の振動子について
図１の本実施形態の駆動装置では、矩形波駆動および正弦波駆動のいずれも採用することができる。

図８（Ａ），図８（Ｂ）は、矩形波駆動と正弦波駆動、ならびに容量結合型の振動子について説明するための回路図である。図８（Ａ）は、矩形波駆動を実行する駆動装置の要部を示す。図示されるように、振動子１２は、矩形波の駆動信号（ＰＬ）によって駆動される。発振ループの利得制御は、駆動信号（ＰＬ）のハイレベル電圧またはローレベル電圧を調整することによって、簡単に行うことができる。

矩形波による駆動方式は駆動信号（ＰＬ）のばらつきが少ないという利点がある。また、駆動信号の電圧振幅の制御が容易であるため、回路構成を簡素化でき、回路規模を縮小できるという利点がある。

図８（Ｂ）は、正弦波駆動を実行する駆動装置の要部を示す。図示されるように、振動子１２は、正弦波の駆動信号（ＰＱ）によって駆動される。ゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）に含まれる前段のアンプ２０ａにおける可変抵抗Ｒ１００の抵抗値を可変に制御することによって、発振ループのゲインを調整することができる。

また、図８（Ａ），図８（Ｂ）では、振動子１２として、容量結合型の振動子を用いている。但し、これに限定されるものではなく、可変抵抗型等の、種々の振動子を用いることができる。

容量結合型の振動子（容量性の振動子）は、内部等価回路において、信号経路に直流阻止コンデンサ（図８のＣ１，Ｃ２）が介在するタイプの振動子である。容量結合型の振動子（容量性の振動子）の例としては、圧電素子があげられる。

容量結合型の振動子を用いると、発振ループの直流電位として任意の電位を使用できる。よって、回路構成上の自由度が向上するという利点がある。

（振動子の種類）
上述のとおり、本実施形態では、振動子１２として、容量結合型の振動子を用いている（但し、これに限定されるものではなく、可変抵抗型等の、種々の振動子を用いることができる）。

容量結合型の振動子（容量性の振動子）は、図８（Ａ），図８（Ｂ）に記載されるとおり、内部等価回路において、信号経路に直流阻止コンデンサが介在するタイプの振動子である。容量結合型の振動子（容量性の振動子）の例としては、圧電素子があげられる。

容量結合型の振動子を用いると、発振ループの直流電位として任意の電位を使用できる。よって、直流電位を気にすることなく回路を構成することができ、回路構成上の自由度が向上するという利点がある。

（第２の実施形態）
本実施形態では、本発明の駆動装置と、その駆動装置によって駆動される振動子と、を有する振動型ジャイロセンサについて説明する。

６． 振動型ジャイロセンサ
図７に、本実施形態における発振駆動回路１０が適用された振動型ジャイロセンサの構成例のブロック図を示す。

図７において、図１と同一部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

振動型ジャイロセンサ（広義には物理量測定装置）１００は、発振回路２００と検出回路（広義には検出装置）３００とを含む。発振回路２００は、振動子１２と発振駆動回路１０とを含む。発振駆動回路１０は、振動子１２の駆動振動部１２ａを励振するためのものである。

発振起動時には、発振駆動回路１０に対して、制御信号ＶＣＴＬによりゲインが１より大きくなったＧＣＡ２０の出力を雑音として入力する。この雑音は、振動子１２の駆動振動部１２ａを通過して周波数選択を受け、次いで駆動振動部１２ａを通過した信号の一部を取り出し、全波整流器４２に入力し、振幅に変換する。この振幅の信号を発振検出器４４に入力し、スイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃を生成する。発振起動時には、振動子１２ａを通過して周波数選択を受けた信号の振幅が小さく、発振検出器４４は、Ｈレベルのスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃（Ｌレベルのスイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ）を出力する。

発振起動直後には、振動子１２ａを通過して周波数選択を受けた信号の振幅が大きくなり、発振検出器４４は、スイッチ制御信号ＳＷＣＴＬ＃をＬレベルとする。これにより、振動子１２ａを通過して周波数選択を受けた信号は、ＧＣＡ２０により振幅制御されるように発振ループが切り替えられる。その後、駆動振動部１２ａにおいて雑音の大部分がカットされて全波整流器４２からの出力が比較的小さい場合には、ＧＣＡ２０における利得を大きくし、発振ループを一周する間のループゲインが１になるようにする。時間が経過すると、全波整流器４２からの出力が大きくなるので、ＧＣＡ２０における利得を小さくし、ループゲインが１になるようにする。

そして、駆動信号の発振状態が安定化すると、振動子１２の駆動検出部１２ｂ、１２ｃからの信号の検出を開始する。即ち、振動子の駆動検出部１２ｂ、１２ｃからの検出信号（交流）を交流増幅回路３１０の交流増幅器３１２Ａ、３１２Ｂを用いて増幅し、各増幅器３１２Ａ、３１２Ｂからの出力を加算器３１４によって加算する。

加算器３１４の出力は移相器３２０に通し、移相信号を得る。移相信号の移相は、発振駆動回路１０の同期検波用コンパレータ５０の出力である同期検波用クロックの移相に対して、所定角度、例えば９０度ずれている。この移相信号と発振駆動回路１０からの同期検波用クロックとを同期検波器３３０に入力し、振動子１２からの出力信号を検波する。この結果、検波後の出力信号においては、不要な漏れ信号は消去されており、あるいは少なくとも低減されているはずである。このように検出回路３００において同期検波用クロックと検出信号との位相調整を行うことで、微少信号の検出処理中の位相変化に応じて位相調整を行うことができるので、その結果として、高精度な位相調整と回路規模増大の防止とを両立させることができる。

この検波後の出力信号をローパスフィルタ３４０に入力し、平滑化し、次いで０点調整器３５０に入力する。この０点調整器３５０の出力を、測定すべき物理量（例えば角速度）に対応した出力信号として外部に取り出す。

図７の振動型ジャイロセンサ１００は、電子機器として例えばビデオカメラやデジタルカメラや、カーナビゲーションシステム、航空機やロボットに搭載されることが好ましい。

なお本発明は、本実施形態における振動子１２に限定されるものではない。振動子１２を構成する材質としては、エリンバー等の恒弾性合金、強誘電性単結晶（圧電性単結晶）を例示できる。こうした単結晶としては、水晶、ニオブ酸リチウム、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム−タンタル酸リチウム固溶体、ホウ酸リチウム、ランガサイトを例示できる。また、振動子１２は、パッケージ内に気密封止されることが好ましい。パッケージ内の雰囲気は、乾燥窒素又は真空とするのが、好ましい。

また本発明において測定されるべき物理量は、本実施形態のような角速度に限定されるものではない。振動子に駆動振動を励振し、駆動振動中の振動子に対する物理量の影響によって振動子の振動状態に変化が生じたときに、この振動状態の変化から検出海路を通して検出可能な物理量を対象とする。こうした物理量としては、振動子に印加される角速度の他に、加速度、角加速度が特に好ましい。また、検出装置としては慣性センサが好ましい。

本実施形態における発振駆動回路の構成例の回路ブロック図。 図１のスイッチ制御信号の一例のタイミング図。 図１の発振駆動回路の詳細な回路例を示す図。 図４（Ａ）、図４（Ｂ）は図１のＧＣＡ２０の構成例の回路図。 本実施形態の変形例における発振駆動回路の構成例の回路ブロック図。 図５の電流制限回路の構成例の回路図。 本実施形態における振動型ジャイロセンサの構成例のブロック図。 図８（Ａ），図８（Ｂ）は、矩形波駆動と正弦波駆動、ならびに容量結合型の振動子について説明するための回路図である。

符号の説明

１０ 発振駆動回路、 １２ 振動子、 １２ａ 駆動振動部、
１２ｂ、１２ｃ 駆動検出部、 １４ 励振手段、 ２０ ＧＣＡ、
３０ 電流電圧変換回路、 ４０ ＡＧＣ回路、 ４２ 全波整流器、
４４ 発振検出器、 ４６ 積分器、 ５０ 同期検波用コンパレータ、
９０ 電流制限回路、１００ 振動型ジャイロセンサ、 ２００ 発振回路、
３００ 検出回路、 ３１０ 交流増幅回路、 ３１２Ａ、３１２Ｂ 交流増幅器、
３１４ 加算器、 ３２０ 移相器、 ３３０ 同期検波器、 ３４０ ＬＰＦ、
３５０ ０点調整器、 ＳＷ１〜ＳＷ２ 第１〜第２のスイッチ素子、
ＳＷＣＴＬ、ＳＷＣＴＬ＃ スイッチ制御信号、 ＶＣＴＬ、ＶＣＴＬ０ 制御信号、
Ｖｘ 第１のハイレベル電圧、 ＶｘＯ 発振起動用制限電圧

Claims (11)

1. 振動子と発振ループを形成し、該振動子に駆動振動を励振するための駆動装置であって、
   前記発振ループ内に設けられ、前記振動子に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換器と、
   前記発振ループ内に設けられ、前記電流電圧変換器の出力と所与の電圧との比較結果に対応した信号を前記振動子に出力するコンパレータとを含み、
   前記コンパレータが、
   発振起動過程では、第１のハイレベル電圧又はローレベル電圧を出力し、
   発振定常状態では、第２のハイレベル電圧又は前記ローレベル電圧を出力し、
   前記第１のハイレベル電圧が、
   前記第２のハイレベル電圧より高電位の電圧であることを特徴とする駆動装置。
2. 請求項１において、
   前記振動子からの信号を検出する発振検出器を含み、
   前記発振検出器の検出結果に基づいて、前記コンパレータの出力のハイレベル電圧を前記第１のハイレベル電圧から前記第２のハイレベル電圧に切り替えることを特徴とする駆動装置。
3. 請求項２において、
   前記発振検出器が、前記振動子に流れる電流を変換した直流電圧が所与の閾値電圧に達したことを検出したことを条件に、前記第１のハイレベル電圧から前記第２のハイレベル電圧に切り替えることを特徴とする駆動装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記第１のハイレベル電圧が、
   前記発振ループ内のゲインが１より大きくなる電圧であることを特徴とする駆動装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
   前記コンパレータが、
   前記振動子に流れる電流を制限する機能を有することを特徴とする駆動装置。
6. 請求項５において、
   前記第１のハイレベル電圧を制限する制限回路を含み、
   前記制限回路により制限された電圧を、前記第１のハイレベル電圧として出力することを特徴とする駆動装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかにおいて、
   前記振動子に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に基づいて前記振動子から出力される検出信号を同期検波するための参照信号を、前記発振ループ内の信号に基づいて生成する同期検波用コンパレータを含むことを特徴とする駆動装置。
8. 振動子に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に基づいて前記振動子から出力される検出信号に対応した物理量を測定するための物理量測定装置であって、
   振動子と、
   前記振動子に駆動振動を励振する請求項７に記載の駆動装置と、
   前記検出信号に基づいて前記物理量に対応した出力信号を検出する検出装置とを含み、
   前記検出装置が、
   前記同期検波用コンパレータの出力に基づいて前記検波信号を同期検波する同期検波器を含むことを特徴とする物理量測定装置。
9. 請求項８において、
   前記検出装置が、
   前記同期検波用コンパレータの出力と前記検波信号との位相を調整するための移相器を含むことを特徴とする物理量測定装置。
10. 請求項８又は９記載の物理量測定装置を含むことを特徴とする電子機器。
11. 請求項１〜請求項７のいずれかに記載の駆動装置であって、
    前記振動子は容量結合型の振動子であり、
    前記振動子を駆動する前記コンパレータは、矩形波の駆動信号を前記振動子に与えることによって前記駆動振動を励振することを特徴とする駆動装置。

Images