JP2012149904A

JP2012149904A - 温度検出回路及びセンサー装置

Info

Publication number: JP2012149904A
Application number: JP2011006818A
Authority: JP
Inventors: Masahiro Kanai; 正博金井
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2011-01-17
Filing date: 2011-01-17
Publication date: 2012-08-09
Also published as: US20120183016A1

Abstract

【課題】ノイズレベルを低減させた温度検出電圧を生成可能な温度検出回路及びこれを用いたセンサー装置を提供すること。
【解決手段】温度検出回路１は、温度検出電圧発生部１０と、温度検出電圧反転部２０と、温度検出電圧加算部と、を含む。温度検出電圧発生部１０は、所与の基準電圧１４を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第１の温度検出電圧１２を発生させる。温度検出電圧反転部２０は、第１の温度検出電圧１２を、基準電圧１４を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第２の温度検出電圧２２を生成する。温度検出電圧加算部３０は、第１の温度検出電圧１２と第２の温度検出電圧２２を加算する。
【選択図】図１

Description

本発明は、温度検出回路及びセンサー装置に関する。

近年の技術の進歩に伴い、様々な装置やシステムにおいて多種多様なセンサーが使用されている。デジタル出力とアナログ出力のセンサーがあり、アナログ出力のセンサーは、一般に、所定の基準値を検出した時の電圧（直流バイアス電圧）を基準として検出値に応じて出力電圧が変化する。例えば、ジャイロセンサーは無入力（角速度が０）の時に直流バイアス電圧を出力し、角速度の大きさに応じて出力電圧が変化する。一般に、この直流バイアス電圧は温度に対してほぼ線形な特性を有しており、温度が変化すると直流バイアス電圧が変化してしまう。ジャイロセンサーの場合、角速度が加わっていないのにあたかも角速度が加わっているかのような電圧を出力するという問題が生じる。温度センサーを用いて環境温度（周囲温度）を検出し、温度に応じた温度補償を行うことでこの問題を解決することができる（例えば特許文献１）。

特開２００７−２９２６８０号公報

ところで、センサーＩＣの内部に温度センサーを内蔵する場合、ＰＮ接合のバンドギャップを利用した温度センサーが用いられ、温度センサーが出力する温度検出電圧は、反転増幅器などを用いて任意の温度係数に変更されて温度補正を必要とする回路ブロックに供給される。ところが、この温度検出電圧のノイズレベルが大きいため、特に低ノイズ化が必要なＩＣでは、このノイズレベルを低減させることが要求される。

本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明のいくつかの態様によれば、ノイズレベルを低減させた温度検出電圧を生成可能な温度検出回路及びこれを用いたセンサー装置を提供することができる。

（１）本発明は、所与の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第１の温度検出電圧を発生させる温度検出電圧発生部と、前記第１の温度検出電圧を、前記基準電圧を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第２の温度検出電圧を生成する温度検出電圧反転部と、前記第１の温度検出電圧と前記第２の温度検出電圧を加算する温度検出電圧加算部と、を含む、温度検出回路である。

本発明によれば、第１の温度検出電圧に重畳されるノイズと第２の温度検出電圧に重畳されるノイズは理想的には１８０°位相が異なるので、温度検出電圧加算部により第１の温度検出電圧と第２の温度検出電圧を加算することでノイズレベルを低減させることができる。

また、温度検出電圧加算部により第１の温度検出電圧と第２の温度検出電圧を加算して得られる温度検出電圧の温度係数は、温度検出電圧反転部の利得に応じて変化する。従って、本発明によれば、温度検出電圧反転部の利得を適切に設定することで、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の温度係数を所望の値に設定することができる。こうすることにより、例えば、本発明の温度検出回路が出力する温度検出電圧をそのまま温度補償電圧として用いることができる。

（２）本発明は、第１の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第１の温度検出電圧を発生させる温度検出電圧発生部と、前記第１の温度検出電圧を前記第１の基準電圧を基準に増幅又は減衰させて第２の温度検出電圧に変換する温度検出電圧変換部と、前記第２の温度検出電圧を、第２の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第３の温度検出電圧に変換する基準電圧変換部と、前記第３の温度検出電圧を、前記第２の基準電圧を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第４の温度検出電圧を生成する温度検出電圧反転部と、前記第３の温度検出電圧と前記第４の温度検出電圧を加算する温度検出電圧加算部と、を含む、温度検出回路である。

本発明によれば、第３の温度検出電圧に重畳されるノイズと第４の温度検出電圧に重畳されるノイズは理想的には１８０°位相が異なるので、温度検出電圧加算部により第３の温度検出電圧と第４の温度検出電圧を加算することでノイズレベルを低減させることができる。

また、温度検出電圧加算部により第３の温度検出電圧と第４の温度検出電圧を加算して得られる温度検出電圧の温度係数は、温度検出電圧反転部の利得に応じて変化する。従って、本発明によれば、温度検出電圧反転部の利得を適切に設定することで、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の温度係数を所望の値に設定することができる。こうすることにより、例えば、本発明の温度検出回路が出力する温度検出電圧をそのまま温度補償電圧として用いることができる。

さらに、本発明によれば、基準電圧変換部により、第３の温度検出電圧の基準電圧（第２の基準電圧）を第１の基準電圧に関係なく任意の電圧にすることができる。これにより、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の基準電圧も第２の基準電圧に設定されるので、例えば、第２の基準電圧を温度補償回路のアナロググランド電圧と同じ電圧にすることで、温度補償回路の設計を容易にすることができる。

（３）この温度検出回路において、前記基準電圧変換部は、前記第２の基準電圧を基準として前記第１の温度検出電圧と前記第２の温度検出電圧の差分を増幅又は減衰させて前記第３の温度検出電圧を生成するようにしてもよい。

このように、第２の基準電圧を基準として第１の温度検出電圧と第２の温度検出電圧の差分を増幅又は減衰させることで、温度検出電圧の基準電圧を第１の基準電圧から第２の基準電圧に容易に変換することができる。

（４）この温度検出回路において、前記温度検出電圧変換部は、前記第１の温度検出電圧を前記第１の基準電圧を基準に反転させるとともに増幅又は減衰させて前記第２の温度検出電圧を生成するようにしてもよい。

このように、基準電圧変換部により第１の温度検出電圧を反転させて第２の温度検出電圧を生成することで、基準電圧変換部により得られる第３の温度検出電圧のノイズレベルを低減させることができる。

（５）この温度検出回路において、前記温度検出電圧反転部は、前記利得が可変であるようにしてもよい。

この温度検出回路によれば、温度検出電圧反転部の利得を調整することで、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の温度係数を調整することができる。例えば、温度検出電圧発生部が発生させる温度検出電圧の温度係数のばらつきに対応して温度検出電圧反転部の利得を適切に変更することで、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の温度係数をほぼ一定に保つことができる。

（６）本発明は、上記のいずれかの温度検出回路を含む、センサー装置である。

第１実施形態の温度検出回路の機能ブロック図。第１実施形態の温度検出回路の具体的な構成例を示す図。バンドギャップリファレンス回路の構成例を示す図。第１実施形態の温度検出回路の温度特性の一例を示す図。第２実施形態の温度検出回路の機能ブロック図。第２実施形態の温度検出回路の具体的な構成例を示す図。第２実施形態の温度検出回路の温度特性の一例を示す図。センサー装置の一例である角速度検出装置の構成例を示す図。

以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。

１．温度検出回路
（１）第１実施形態
図１は、第１実施形態の温度検出回路の機能ブロック図である。第１実施形態の温度検出回路１は、温度検出電圧発生部１０、温度検出電圧反転部２０、温度検出電圧加算部３０を含む。なお、本実施形態の温度検出回路１は、これらの一部の構成（要素）を省略した構成としてもよい。

温度検出電圧発生部１０は、所与の基準電圧１４を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第１の温度検出電圧１２を発生させる。

温度検出電圧反転部２０は、第１の温度検出電圧１２を基準電圧１４を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第２の温度検出電圧２２を生成する。温度検出電圧反転部２０は、利得が可変であるようにしてもよい。

温度検出電圧加算部３０は、第１の温度検出電圧１２と第２の温度検出電圧２２を加算する。

図２は、第１実施形態の温度検出回路の具体的な構成例を示す図である。温度検出回路１は、バンドギャップリファレンス回路１００（温度検出電圧発生部１０の一例）、反転増幅回路２００（温度検出電圧反転部２０の一例）、電圧加算回路３００（温度検出電圧加算部３０の一例）を含む。なお、本実施形態の温度検出回路１は、これらの一部の構成（要素）を省略した構成としてもよい。

バンドギャップリファレンス回路１００は、基準電圧ＶＢＧＲ（基準電圧１４の一例）と温度検出電圧ＶＴＳ（第１の温度検出電圧１２の一例）を発生させる。

図３に、バンドギャップリファレンス回路１００の構成例を示す。バンドギャップリファレンス回路１００は、ＰＭＯＳトランジスター１０２，１１８、抵抗１０４，１０６，１１４，１２０、ＰＮＰ型バイポーラトランジスター１０８，１１６、演算増幅器１１２を含む。ＰＭＯＳトランジスター１０２は、ゲート端子が演算増幅器１１２の出力端子と接続され、ソース端子が電源と接続され、ドレイン端子が抵抗１０４（抵抗値Ｒ_１）の第１端子及び抵抗１１４（抵抗値Ｒ_２）の第１端子と接続されている。抵抗１０４の第２端子は抵抗１０６（抵抗値Ｒ_３）の第１端子と接続され、抵抗１０６の第２端子はｍ_１個のＰＮＰ型バイポーラトランジスター１０８のエミッター端子と共通接続されている。ｍ_１個のＰＮＰ型バイポーラトランジスター１０８のベース端子とコレクター端子はすべてグランドに接続されている。すなわち、抵抗１０６の第２端子とグランドの間にｍ_１個のＰＮダイオードが形成されている。抵抗１１４の第２端子はｍ_２個のＰＮＰ型バイポーラトランジスター１１６のエミッター端子と共通接続され、ｍ_２個のＰＮＰ型バイポーラトランジスター１１６のベース端子とコレクター端子はすべてグランドに接続されている。すなわち、抵抗１１４の第２端子とグランドの間にｍ_２個のＰＮダイオードが形成されている。

演算増幅器１１２は、反転入力端子（−入力端子）が抵抗１１４の第２端子及びｍ_２個のＰＮＰ型バイポーラトランジスター１１６のエミッター端子と共通接続され、非反転入力端子（＋入力端子）がオフセット電圧Ｖ_ｏｓを介して抵抗１０４の第２端子及び抵抗１０６の第１端子と接続されている。また、演算増幅器１１２の出力端子には、ＰＭＯＳトランジスター１０２のゲート端子とＰＭＯＳトランジスター１１８のゲート端子が接続されている。ＰＭＯＳトランジスター１１８のソース端子は電源と接続され、ドレイン端子は抵抗１２０（抵抗値Ｒ_４）の第１端子と接続されている。抵抗１２０の第２端子はグランドに接続されている。

このような構成のバンドギャップリファレンス回路１００において、ＰＭＯＳトランジスター１０２のドレイン端子、抵抗１０４の第１端子及び抵抗１１４の第１端子の接続点の電圧ＶＢＧＲ（基準電圧）は、次式（１）で計算される。また、ＰＭＯＳトランジスター１１８のドレイン端子と抵抗１２０の第１端子の接続点の電圧ＶＴＳ（温度検出電圧）は、次式（２）で計算される。

式（１）、式（２）において、ｋはボルツマン定数、ｑは電気素量、Ｔは温度、Ｉ_ｓはＰＮダイオードに逆方向電圧を印加した際の漏れ電流（逆方向飽和電流）である。また、抵抗１０４を流れる電流Ｉ_１、抵抗１１４を流れる電流Ｉ_２、抵抗１２０を流れる電流Ｉ_４に対して、α＝Ｉ_２／Ｉ_１、β＝Ｉ_４／Ｉ_１である。また、ｍ＝ｍ_１／ｍ_２である。

式（１）で示される基準電圧ＶＢＧＲが温度Ｔに依存せずにほぼ一定になるように、Ｒ_２，Ｒ_３，α，β，ｍが調整される。一方、式（２）で示される温度検出電圧ＶＴＳはＴの値に線形に変化し、基準温度Ｔ_０（例えば２５度）においてＶＢＧＲと一致するようにＲ_３，Ｒ_４，α，β，ｍが調整される。すなわち、式（２）で計算される温度検出電圧ＶＴＳは、１次温度係数Ａを用いて次式（３）のように表すことができる。

図２に戻り、反転増幅回路２００は、演算増幅器２０２、抵抗２０４（抵抗値Ｒ_２１）、可変抵抗２０６（抵抗値Ｒ_２２）を含む。抵抗２０４は、第１端子にバンドギャップリファレンス回路１００が発生させる温度検出電圧ＶＴＳが供給され、第２端子が演算増幅器２０２の反転入力端子（−入力端子）及び可変抵抗２０６の第１端子と接続されている。可変抵抗２０６の第２端子は演算増幅器２０２の出力端子と接続されており、演算増幅器２０２の非反転入力端子（＋入力端子）にはバンドギャップリファレンス回路１００が発生させる基準電圧ＶＢＧＲが供給される。このような構成により、反転増幅回路２００の出力電圧（演算増幅器２０２の出力電圧）Ｖ１（第２の温度検出電圧２２の一例）は、次式（４）で計算される。

電圧加算回路３００は、抵抗３０２（抵抗値Ｒ_３１）と抵抗３０４（抵抗値Ｒ_３２）を含む。抵抗３０２の第１端子には、バンドギャップリファレンス回路１００が発生させる温度検出電圧ＶＴＳが供給され、抵抗３０４の第１端子には反転増幅回路２００の出力電圧Ｖ１が供給され、抵抗３０２の第２端子と抵抗３０４の第２端子が接続されている。抵抗３０２と抵抗３０４は、温度検出電圧ＶＴＳと反転増幅回路２００の出力電圧Ｖ１のコンフリクト対策用の抵抗として機能し、電圧加算回路３００の出力電圧（抵抗３０２の第２端子と抵抗３０４の第２端子の接続点の電圧）Ｖ２は、次式（５）で計算される。この電圧Ｖ２が温度検出回路１の出力電圧である。

バンドギャップリファレンス回路１００が発生させる温度検出電圧ＶＴＳに重畳されるノイズと反転増幅回路２００の出力電圧Ｖ１に重畳されるノイズは理想的には１８０°位相が異なるので、式（５）に従って電圧加算回路３００によりＶＴＳとＶ１を加算することで、温度検出回路１の出力電圧（温度検出電圧）Ｖ２のノイズレベル（特に１／ｆノイズ）を低減させることができる。

式（４）を式（５）に代入して整理すると、Ｖ２は次式（６）で表される。

式（３）を式（６）に代入すると、Ｖ２は次式（７）で表され、Ｖ２の１次温度係数Ｂは式（８）で表される。

式（８）より、温度検出電圧ＶＴＳと反転増幅回路２００の出力電圧Ｖ１を加算して得られる温度検出電圧Ｖ２の温度係数Ｂは、抵抗値Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_３１，Ｒ_３２（反転増幅回路２００の利得）に応じて変化する。従って、Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_３１，Ｒ_３２の値を適切に設定することで、温度検出電圧Ｖ２の１次温度係数Ｂを所望の値に設定することができる。こうすることにより、例えば、温度検出電圧Ｖ２をそのまま温度補償電圧として用いることができる。例えば、次式（９）を満たすように、Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_３１，Ｒ_３２を設定することで、Ｖ２の１次温度係数Ｂの絶対値をＶＴＳの１次温度係数Ａの絶対値よりも小さくすることができる。

図４（Ａ）〜図４（Ｃ）に、ＶＢＧＲ、ＶＴＳ、Ｖ２の温度特性の一例をそれぞれ示す。図４（Ａ）〜図４（Ｃ）において、横軸は温度、縦軸は電圧である。例えば、Ｒ_２２＝２Ｒ_２１，Ｒ_３１＝Ｒ_３２として式（７）を計算すると、Ｖ２＝−１／２・Ａ・（Ｔ−Ｔ_０）＋ＶＢＧＲとなり、温度検出回路１の出力電圧Ｖ２は、ＶＢＧＲを基準電圧としてＶＴＳの１／２の温度係数を持つ温度検出電圧になる。また、例えば、Ｒ_２１＝２Ｒ_２２，Ｒ_３１＝Ｒ_３２として式（７）を計算すると、Ｖ２＝１／４・Ａ・（Ｔ−Ｔ_０）＋ＶＢＧＲとなり、温度検出回路１の出力電圧Ｖ２は、ＶＢＧＲを基準電圧としてＶＴＳの１／４の温度係数を持つ温度検出電圧になる。

また、可変抵抗２０６の抵抗値Ｒ_２２を調整することで、温度検出電圧Ｖ２の温度係数Ｂを微調整することができる。例えば、温度検出電圧ＶＴＳの温度係数Ａのばらつきに対応して可変抵抗２０６の抵抗値Ｒ_２２を適切に調整することで、温度検出回路１の出力電圧Ｖ２の温度係数Ｂをほぼ一定に保つことができる。

さらに、式（９）を満たすように抵抗値Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_３１，Ｒ_３２を設定することで、温度検出電圧ＶＴＳの温度係数を反転増幅回路２００のみで所望の値に調整する場合（電圧加算回路３００が無い場合）と比較して、調整ステップを細かくすることができる。

（２）第２実施形態
図５は、第２実施形態の温度検出回路の機能ブロック図である。第２実施形態の温度検出回路１は、温度検出電圧発生部１０、温度検出電圧変換部４０、基準電圧変換部５０、温度検出電圧反転部２０、温度検出電圧加算部３０を含む。なお、本実施形態の温度検出回路１は、これらの一部の構成（要素）を省略した構成としてもよい。

温度検出電圧発生部１０は、第１の基準電圧１４を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第１の温度検出電圧１２を発生させる。

温度検出電圧変換部４０は、第１の温度検出電圧１２を第１の基準電圧１４を基準に増幅又は減衰させて第２の温度検出電圧４２に変換する。温度検出電圧変換部４０は、第１の温度検出電圧１２を第１の基準電圧１４を基準に反転させるとともに増幅又は減衰させて第２の温度検出電圧４２を生成するようにしてもよい。

基準電圧変換部５０は、第２の温度検出電圧４２を、第２の基準電圧５４を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第３の温度検出電圧５２に変換する。基準電圧変換部５０は、第２の基準電圧５４を基準として第１の温度検出電圧１２と第２の温度検出電圧４２の差分を増幅又は減衰させて第３の温度検出電圧５２を生成するようにしてもよい。

温度検出電圧反転部２０は、第３の温度検出電圧５２を第２の基準電圧５４を基準に反転させるとともに増幅又は減衰させて第４の温度検出電圧２２を生成する。温度検出電圧反転部２０は、利得が可変であるようにしてもよい。

温度検出電圧加算部３０は、第３の温度検出電圧５２と第４の温度検出電圧２２を加算する。

図６は、第２実施形態の温度検出回路の具体的な構成例を示す図である。温度検出回路１は、バンドギャップリファレンス回路１００（温度検出電圧発生部１０の一例）、反転増幅回路４００（温度検出電圧変換部４０の一例）、差動増幅回路５００（基準電圧変換部５０の一例）、反転増幅回路２００（温度検出電圧反転部２０の一例）、電圧加算回路３００（温度検出電圧加算部３０の一例）を含む。なお、本実施形態の温度検出回路１は、これらの一部の構成（要素）を省略した構成としてもよい。

バンドギャップリファレンス回路１００の構成は、第１実施形態と同じであるため、その図示及び説明を省略する。

反転増幅回路４００は、演算増幅器４０２、抵抗４０４（抵抗値Ｒ_４１）、抵抗４０６（抵抗値Ｒ_４２）を含む。抵抗４０４は、第１端子にバンドギャップリファレンス回路１００が発生させる温度検出電圧ＶＴＳが供給され、第２端子が演算増幅器４０２の反転入力端子（−入力端子）及び抵抗４０６の第１端子と接続されている。抵抗４０６の第２端子は演算増幅器４０２の出力端子と接続されており、演算増幅器４０２の非反転入力端子（＋入力端子）にはバンドギャップリファレンス回路１００が発生させる基準電圧ＶＢＧＲが供給される。このような構成により、反転増幅回路４００の出力電圧（演算増幅器４０２の出力電圧）Ｖ１（第２の温度検出電圧４２の一例）は、次式（１０）で計算される。

差動増幅回路５００は、演算増幅器５０２、抵抗５０４（抵抗値Ｒ_５１）、抵抗５０６（抵抗値Ｒ_５２）、抵抗５０８（抵抗値Ｒ_５３）、抵抗５１０（抵抗値Ｒ_５４）を含む。抵抗５０４は、第１端子にバンドギャップリファレンス回路１００が発生させる温度検出電圧ＶＴＳが供給され、第２端子が演算増幅器５０２の反転入力端子（−入力端子）及び抵抗５０６の第１端子と接続されている。抵抗５０６の第２端子は演算増幅器５０２の出力端子と接続されている。抵抗５０８は、第１端子に反転増幅器４００の出力電圧Ｖ１が供給され、第２端子が演算増幅器５０２の非反転入力端子（＋入力端子）及び抵抗５１０の第１端子と接続されている。抵抗５１０の第２端子には任意の電圧Ｖａ（第２の基準電圧５４の一例）が供給される。このような構成により、差動増幅回路５００の出力電圧（演算増幅器５０２の出力電圧）Ｖ２（第３の温度検出電圧５２の一例）は、次式（１１）で計算される。

ここで、Ｒ_５１＝Ｒ_５３、Ｒ_５２＝Ｒ_５４に設定すると、Ｖ２は次式（１２）のように表される。

式（１０）を式（１２）に代入して整理すると、Ｖ２は次式（１３）で表される。

式（３）を式（１３）に代入すると、Ｖ２は次式（１４）で表される。

式（１４）より、Ｔ＝Ｔ_０の時にＶ２＝Ｖａとなるので、Ｖ２の基準電圧はＶａである。すなわち、ＶＴＳの基準電圧がＶＢＧＲであったのに対して、差動増幅回路５００の出力では基準電圧がＶａに変換されている。

反転増幅回路２００は、演算増幅器２０２、抵抗２０４（抵抗値Ｒ_２１）、可変抵抗２０６（抵抗値Ｒ_２２）を含む。抵抗２０４は、第１端子に差動増幅回路５００の出力電圧Ｖ２が供給され、第２端子が演算増幅器２０２の反転入力端子（−入力端子）及び可変抵抗２０６の第１端子と接続されている。可変抵抗２０６の第２端子は演算増幅器２０２の出力端子と接続されており、演算増幅器２０２の非反転入力端子（＋入力端子）には任意電圧Ｖａが供給される。このような構成により、反転増幅回路２００の出力電圧（演算増幅器２０２の出力電圧）Ｖ３（第４の温度検出電圧２２の一例）は、次式（１５）で計算される。

電圧加算回路３００は、抵抗３０２（抵抗値Ｒ_３１）と抵抗３０４（抵抗値Ｒ_３２）を含む。抵抗３０２の第１端子には、差動増幅回路５００の出力電圧Ｖ２が供給され、抵抗３０４の第１端子には反転増幅回路２００の出力電圧Ｖ３が供給され、抵抗３０２の第２端子と抵抗３０４の第２端子が接続されている。抵抗３０２と抵抗３０４は、差動増幅回路５００の出力電圧Ｖ２と反転増幅回路２００の出力電圧Ｖ３のコンフリクト対策用の抵抗として機能し、電圧加算回路３００の出力電圧（抵抗３０２の第２端子と抵抗３０４の第２端子の接続点の電圧）Ｖ４は、次式（１６）で計算される。この電圧Ｖ４が温度検出回路１の出力電圧である。

差動増幅回路５００の出力電圧Ｖ２に重畳されるノイズと反転増幅回路２００の出力電圧Ｖ３に重畳されるノイズは理想的には１８０°位相が異なるので、式（１６）に従って電圧加算回路３００によりＶ２とＶ３を加算することで、温度検出回路１の出力電圧（温度検出電圧）Ｖ４のノイズレベル（特に１／ｆノイズ）を低減させることができる。

式（１５）を式（１６）に代入して整理すると、Ｖ４は次式（１７）で表される。

式（１４）を式（１７）に代入すると、Ｖ４は次式（１８）で表され、Ｖ４の１次温度係数Ｃは式（１９）で表される。

式（１９）より、差動増幅回路５００の出力電圧Ｖ２と反転増幅回路２００の出力電圧Ｖ３を加算して得られる温度検出電圧Ｖ４の温度係数Ｃは、抵抗値Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_３１，Ｒ_３２，Ｒ_４１，Ｒ_４２，Ｒ_５１，Ｒ_５２（反転増幅回路２００の利得）に応じて変化する。従って、Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_３１，Ｒ_３２，Ｒ_４１，Ｒ_４２，Ｒ_５１，Ｒ_５２の値を適切に設定することで、温度検出電圧Ｖ４の１次温度係数Ｃを所望の値に設定することができる。こうすることにより、例えば、温度検出電圧Ｖ４をそのまま温度補償電圧として用いることができる。例えば、次式（２０）を満たすように、Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_３１，Ｒ_３２，Ｒ_４１，Ｒ_４２，Ｒ_５１，Ｒ_５２を設定することで、Ｖ４の１次温度係数Ｃの絶対値をＶＴＳの１次温度係数Ａの絶対値よりも小さくすることができる。

図７（Ａ）〜図７（Ｆ）に、ＶＢＧＲ、ＶＴＳ、Ｖ１、Ｖａ、Ｖ２、Ｖ４の温度特性の一例をそれぞれ示す。図７（Ａ）〜図７（Ｆ）において、横軸は温度、縦軸は電圧である。例えば、Ｒ_２２＝２Ｒ_２１，Ｒ_３１＝Ｒ_３２，Ｒ_４１＝Ｒ_４２，Ｒ_５１＝２Ｒ_５２として式（１８）を計算すると、Ｖ４＝１／２・Ａ・（Ｔ−Ｔ_０）＋Ｖａとなり、温度検出回路１の出力電圧Ｖ４は、任意電圧Ｖａを基準電圧としてＶＴＳの１／２の温度係数を持つ温度検出電圧になる。また、例えば、Ｒ_２１＝２Ｒ_２２，Ｒ_３１＝Ｒ_３２，Ｒ_４１＝Ｒ_４２，Ｒ_５１＝２Ｒ_５２として式（１８）を計算すると、Ｖ４＝−１／４・Ａ・（Ｔ−Ｔ_０）＋Ｖａとなり、温度検出回路１の出力電圧Ｖ４は、任意電圧Ｖａを基準電圧としてＶＴＳの１／４の温度係数を持つ温度検出電圧になる。

また、可変抵抗２０６の抵抗値Ｒ_２２を調整することで、温度検出電圧Ｖ４の温度係数Ｃを微調整することができる。例えば、温度検出電圧Ｖ２の温度係数のばらつきに対応して可変抵抗２０６の抵抗値Ｒ_２２を適切に調整することで、温度検出回路１の出力電圧Ｖ４の温度係数Ｃをほぼ一定に保つことができる。

さらに、式（２０）を満たすように抵抗値Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_３１，Ｒ_３２，Ｒ_４１，Ｒ_４２，Ｒ_５１，Ｒ_５２を設定することで、温度検出電圧Ｖ２の温度係数を反転増幅回路２００のみで所望の値に調整する場合（電圧加算回路３００が無い場合）と比較して、調整ステップを細かくすることができる。

また、本実施形態によれば、差動増幅回路５００により、温度検出電圧Ｖ４の基準電圧を基準電圧ＶＢＧＲに関係なく任意の電圧Ｖａにすることができる。これにより、温度検出回路１の出力電圧Ｖ４の基準電圧もＶａに設定されるので、例えば、Ｖａを温度補償回路のアナロググランド電圧と同じ電圧にすることで、温度補償回路の設計を容易にすることができる。

２．センサー装置
図８は、センサー装置の一例である角速度検出装置の構成例を示す図である。本発明は、角速度検出装置以外にも、加速度、角加速度、力、磁気等の種々の物理量のいずれかを検出するものに適用することができる。

本実施形態の角速度検出装置２は、振動型のジャイロセンサー素子４と角速度検出用ＩＣ６０を含んで構成されている。

ジャイロセンサー素子４は、駆動電極と検出電極が配置された振動片が不図示のパッケージに封止されて構成されている。ジャイロセンサー素子４の振動片は、例えば、水晶（ＳｉＯ_２）、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）等の圧電単結晶やジルコン酸チタン酸鉛（ＰＺＴ）等の圧電セラミックスなどの圧電性材料を用いて構成してもよいし、シリコン半導体の表面の一部に、駆動電極に挟まれた酸化亜鉛（ＺｎＯ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ）等の圧電薄膜を配置した構造であってもよい。

本実施形態では、ジャイロセンサー素子４は、２本の駆動振動腕とともにその間に１本の検出振動腕を有するいわゆるダブルＴ型の振動片により構成される。ただし、ジャイロセンサー素子４の振動片は、例えば、音叉型であってもよいし、三角柱、四角柱、円柱状等の形状の音片型であってもよい。また、シリコン半導体基板をくし歯状に加工したものであってもよい。

２本の駆動振動腕にはそれぞれ２つの駆動電極が形成されており、角速度検出用ＩＣ６０の外部出力端子６１、外部入力端子６２を介して駆動回路７０に接続されている。

検出振動腕１０２には検出電極が形成されており、角速度検出用ＩＣ６０の外部入力端子６３、６４を介して検出回路８０に接続されている。

２本の駆動振動腕は、駆動信号として交流電圧が与えられると、逆圧電効果によって、互いの先端が接近と離間を繰り返す屈曲振動（励振振動）をする。この２本の駆動振動腕の屈曲振動の振幅が等しければ、２本の駆動振動腕は検出振動腕に対して常に線対称な関係で屈曲振動をするので、検出振動腕は振動を起こさない。

この状態で、ジャイロセンサー素子４の振動片に励振振動面に垂直な軸を回転軸とする角速度が加わると、２本の駆動振動腕は、屈曲振動の方向と回転軸の両方に垂直な方向にコリオリの力を得る。その結果、２本の駆動振動腕の屈曲振動の対称性が崩れ、検出振動腕は、バランスを保つように屈曲振動をする。このコリオリ力に伴う検出振動腕の屈曲振動と駆動振動腕の屈曲振動（励振振動）とは位相が９０°ずれている。

なお、実際には、コリオリ力が加わっていなくても２本の駆動振動腕の屈曲振動の振幅がわずかに異なるため、検出振動腕はバランスを保つようにわずかに屈曲振動をする。この屈曲振動は漏れ振動と呼ばれ、駆動信号とは同位相である。そして、圧電効果によってこれらの屈曲振動に基づいた交流電荷が、検出振動腕の検出電極に発生する。コリオリ力に基づいて発生する交流電荷は、コリオリ力の大きさ（言い換えれば、ジャイロセンサー素子４に加わる角速度の大きさ）に応じて変化するのに対して、漏れ振動に基づいて発生する交流電荷は、ジャイロセンサー素子４に加わる角速度の大きさに関係せず一定である。

角速度検出用ＩＣ６０は、駆動回路７０、検出回路８０、基準電源回路９０、メモリー９２を含んで構成されている。

基準電源回路９０は、電源入力端子６５を介して供給される電源電圧ＶＤＤから、各回路ブロックの動作の基準となるアナロググランド電圧ＡＧＮＤ（例えばＶＤＤ／２）を生成する。

駆動回路７０は、Ｉ／Ｖ変換回路（電流電圧変換回路）７１０、コンパレーター７２０、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路７３０及び起動回路７４０を含んで構成されている。

ジャイロセンサー素子４の振動片に流れた駆動電流は、Ｉ／Ｖ変換回路７１０によって交流電圧信号に変換される。

Ｉ／Ｖ変換回路７１０から出力された交流電圧信号は、コンパレーター７２０及びＡＧＣ回路７３０に入力される。コンパレーター７２０は、入力された交流電圧信号の電圧を２値化信号（方形波電圧信号）に変換して出力する。

ＡＧＣ回路７３０は、Ｉ／Ｖ変換回路７１０が出力する交流電圧信号の振幅に応じて、コンパレーター７２０が出力する２値化信号の振幅を変化させ、駆動電流が一定に保持されるように制御する。

コンパレーター７２０が出力する２値化信号は、外部出力端子６１を介してジャイロセンサー素子４の振動片の駆動電極に供給される。

このように、駆動回路７０を介する発振ループにより、ジャイロセンサー素子４は所定の駆動振動を継続して励振している。また、駆動電流を一定に保つことにより、ジャイロセンサー素子４の２つの駆動振動腕は一定の振動速度を得ることができる。そのため、コリオリ力を発生させる元となる振動速度は一定となり、感度をより安定にすることができる。

なお、起動回路７４０は、電源の投入時などにジャイロセンサー素子４に屈曲振動を開始させるための発振源を含み、Ｉ／Ｖ変換回路７１０が出力する交流電圧信号の振幅が所定の閾値を超えると発振ループから切り離される。

検出回路８０は、チャージアンプ８１０，８１２、差動アンプ８１４、ハイパスフィルター８１６、アンプ８１８、同期検波回路８２０、アンプ８２２、ローパスフィルター８２４、アンプ８２６、オフセット調整・温度補償回路８２８、温度検出回路８３０を含んで構成されている。

チャージアンプ８１０には、外部入力端子６３を介してジャイロセンサー素子４の振動片の検出電極から角速度成分と振動漏れ成分を含む交流電荷が入力される。同様に、チャージアンプ８１２には、外部入力端子６４を介してジャイロセンサー素子４の振動片の検出電極から角速度成分と振動漏れ成分を含む交流電荷が入力される。このチャージアンプ８１０及び８１２は、それぞれ入力された交流電荷を交流電圧信号に変換する。チャージアンプ８１０の出力信号とチャージアンプ８１２の出力信号の位相は互いに逆位相である（１８０°ずれている）。

差動アンプ８１４は、チャージアンプ８１０の出力信号とチャージアンプ８１２の出力信号を差動増幅する。差動アンプ８１４により、同相成分はキャンセルされ、逆相成分は加算増幅される。

ハイパスフィルター８１６は、差動アンプ８１４の出力信号に含まれる直流成分をキャンセルし、アンプ８１８は、ハイパスフィルター８１６の出力信号を増幅する。

同期検波回路８２０は、アンプ８１８の出力信号をコンパレーター７２０が出力する２値化信号で同期検波する。同期検波回路８２０は、例えば、２値化信号の電圧レベルがＡＧＮＤよりも高い時はアンプ８１８の出力信号をそのまま選択し、２値化信号の電圧レベルがＡＧＮＤよりも低い時はアンプ８１８の出力信号をＡＧＮＤに対して反転した信号を選択するスイッチ回路として構成することができる。

アンプ８１８の出力信号には角速度成分と振動漏れ成分が含まれているが、この角速度成分はコンパレーター７２０が出力する２値化信号と同位相であるのに対して、振動漏れ成分は逆位相である。そのため、同期検波回路８２０により角速度成分は検波されるが、振動漏れ成分は検波されないようになっている。

アンプ８２２は同期検波回路８２０の出力信号を増幅又は減衰させて所望の電圧レベルの信号を出力し、ローパスフィルター８２４はアンプ８２２の出力信号に含まれる高周波成分を除去するとともに仕様で決められる周波数範囲の信号を抽出する。

ローパスフィルター８２４の出力信号は、アンプ８２６で所望の電圧レベルの信号に増幅又は減衰される。このアンプ８２６の出力信号は、ＡＧＮＤを基準として角速度に応じた電圧レベルの信号である。

オフセット調整・温度補償回路８２８は、アンプ８２６の出力信号に対して、メモリー４１０に設定されたオフセット調整データに応じてオフセット電圧をキャンセルするとともに、温度検出回路８３０が出力する温度検出電圧に応じて温度補償を行う。そして、オフセット調整・温度補償回路８２８の出力信号が、角速度信号として、外部出力端子６６を介して外部に出力される。ただし、オフセット調整や温度補償は、必ずしもアンプ８２６の出力信号に対して行う必要はなく、その前段のブロックで行ってもよい。

温度検出回路８３０は、例えば、図２や図６に示した本実施形態の温度検出回路であり、温度に対して線形な温度係数の温度検出電圧を出力する。このように、本実施形態の温度検出回路を組み込むことにより、低ノイズの角速度信号を出力する角速度検出装置を実現することができる。

なお、本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。

本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成（例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成）を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。

１温度検出回路、２角速度検出装置、４ジャイロセンサー素子、１０温度検出電圧発生部、１２温度検出電圧、１４基準電圧、２０温度検出電圧反転部、２２温度検出電圧、３０温度検出電圧加算部、３２温度検出電圧、４０温度検出電圧変換部、４２温度検出電圧、５０基準電圧変換部、５２温度検出電圧、５４基準電圧、６０角速度検出用ＩＣ、６１外部出力端子、６２，６３，６４外部入力端子、６５電源入力端子、６６外部出力端子、７０駆動回路、８０検出回路、９０基準電源回路、９２メモリー、１００バンドギャップリファレンス回路、１０２ＰＭＯＳトランジスター、１０４，１０６抵抗、１０８ＰＮＰ型バイポーラトランジスター、１１２演算増幅器、１１４抵抗、１１６ＰＮＰ型バイポーラトランジスター、１１８ＰＭＯＳトランジスター、１２０抵抗、２００反転増幅回路、２０２演算増幅器、２０４抵抗、２０６可変抵抗、３００電圧加算回路、３０２，３０４抵抗、４００反転増幅回路、４０２演算増幅器、４０４，４０６抵抗、５００差動増幅回路、５０２演算増幅器、５０４，５０６，５０８，５１０抵抗、７１０Ｉ／Ｖ変換回路（電流電圧変換回路）、７２０コンパレーター、７３０ＡＧＣ回路、７４０起動回路、８１０，８１２チャージアンプ、８１４差動アンプ、８１６ハイパスフィルター、８１８アンプ、８２０同期検波回路、８２２アンプ、８２４ローパスフィルター、８２６アンプ、８２８オフセット調整・温度補償回路、８３０温度検出回路

Claims

所与の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第１の温度検出電圧を発生させる温度検出電圧発生部と、
前記第１の温度検出電圧を、前記基準電圧を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第２の温度検出電圧を生成する温度検出電圧反転部と、
前記第１の温度検出電圧と前記第２の温度検出電圧を加算する温度検出電圧加算部と、を含む、温度検出回路。
第１の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第１の温度検出電圧を発生させる温度検出電圧発生部と、
前記第１の温度検出電圧を前記第１の基準電圧を基準に増幅又は減衰させて第２の温度検出電圧に変換する温度検出電圧変換部と、
前記第２の温度検出電圧を、第２の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第３の温度検出電圧に変換する基準電圧変換部と、
前記第３の温度検出電圧を、前記第２の基準電圧を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第４の温度検出電圧を生成する温度検出電圧反転部と、
前記第３の温度検出電圧と前記第４の温度検出電圧を加算する温度検出電圧加算部と、を含む、温度検出回路。
請求項２において、
前記基準電圧変換部は、
前記第２の基準電圧を基準として前記第１の温度検出電圧と前記第２の温度検出電圧の差分を増幅又は減衰させて前記第３の温度検出電圧を生成する、温度検出回路。
請求項２又は３において、
前記温度検出電圧変換部は、
前記第１の温度検出電圧を前記第１の基準電圧を基準に反転させるとともに増幅又は減衰させて前記第２の温度検出電圧を生成する、温度検出回路。
請求項１乃至４のいずれかにおいて、
前記温度検出電圧反転部は、前記利得が可変である、温度検出回路。
請求項１乃至５のいずれかに記載の温度検出回路を含む、センサー装置。