JP3769833B2 - 同期検波回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、集積回路上に構成され、入力信号の中から基準信号と同期した信号成分を抽出する同期検波回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えば、Ｓ／Ｎ比の悪い入力信号から所望の信号成分を分離したい場合や、入力信号の基準信号に対する位相差を検出したい場合等には、同期検波回路が使用される。そして、こうした同期検波回路は、回路の小型・軽量化を図ると共に利便性・信頼性を向上するために、単体又は他の機能回路と共に集積回路上に構成されることがある。
【０００３】
図６は、このように集積回路上に構成された従来の同期検波回路を表す。
図６に示すように、集積回路上に構成される従来の同期検波回路は、オペアンプＯＰａと、同期検波の対象となる入力信号Ｓinが入力される入力端子ＴinとオペアンプＯＰａの反転入力端子及び非反転入力端子とを夫々接続する抵抗器Ｒａ及びＲｃと、オペアンプＯＰａの反転入力端子と出力端子とを接続する抵抗器Ｒｂと、オペアンプＯＰａの非反転入力端子に入力信号Ｓinのゼロクロス点電圧である基準電圧Ｖtbを印加するか否かを切り換える、ＮＰＮトランジスタＴＲ１，ＴＲ２からなるアナログスイッチと、基準信号用の入力端子Ｔｃに入力された基準信号Ｓｃと判定電圧Ｖta（Ｖta：基準信号のゼロクロス点電圧）とを比較し、基準信号Ｓｃが判定電圧Ｖtaよりも低いときにハイレベルの駆動信号を発生して、アナログスイッチ（ＮＰＮトランジスタＴＲ１，ＴＲ２）をオンするコンパレータ３２とを備え、オペアンプＯＰａからの出力を、同期検波後の出力信号Ｓout として、出力端子Ｔout から外部に出力するようにされている。
【０００４】
このように構成された従来の同期検波回路においては、基準信号Ｓｃが判定電圧Ｖta以上であれば、アナログスイッチ（ＮＰＮトランジスタＴＲ１，ＴＲ２）がオフ状態となって、オペアンプＯＰａからは入力信号Ｓinと同じ位相の信号（正相信号）が出力され、基準信号Ｓｃが判定電圧Ｖtaよりも低ければ、オペアンプＯＰａの非反転入力端子に基準電圧Ｖtbが印加されて、オペアンプＯＰａから入力信号Ｓinの位相を１８０度反転した逆相信号が出力される。
【０００５】
この結果、出力信号Ｓout は、入力信号Ｓinの位相が基準信号Ｓｃと一致している場合には入力信号Ｓinを全波整流した信号波形となり、入力信号Ｓinの位相が基準信号Ｓｃに対して１８０度反転している場合には入力信号を全波整流した信号波形を反転した信号波形となる。従って、例えば、この出力信号Ｓout をローパスフィルタ等を用いて積分すれば、入力信号Ｓinの基準信号Ｓｃに対する位相差に応じて信号レベルが変化する（位相差が小さいほど信号レベルが高くなる）検出信号を得ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、上記従来の同期検波回路では、基準信号Ｓｃの極性に応じてアナログスイッチ（ＮＰＮトランジスタＴＲ１，ＴＲ２）をオン・オフさせて、オペアンプＯＰａの非反転入力端子に基準電圧Ｖtbを印加するか否かを切り換えることにより、出力信号Ｓout を入力信号Ｓinと同相（正相）にするか逆相にするかを切り換えるようにしているため、オペアンプＯＰａの位相特性（入力信号の変化に対する動作遅れ）によって、出力信号Ｓout の正相から逆相、逆相から正相への切り換わり速度が律速され、同期検波可能な信号の周波数（動作限界周波数）を高くすることができないといった問題があった。
【０００７】
また、基準信号Ｓｃが判定電圧Ｖtaよりも低い電圧で、アナログスイッチ（ＮＰＮトランジスタＴＲ１，ＴＲ２）をオンする場合、オペアンプＯＰａの非反転入力端子には、基準電圧ＶtbにＮＰＮトランジスタＴＲ１，ＴＲ２の飽和電圧を加えた電圧が印加されることになるので、オペアンプＯＰａから出力される逆相信号は、この飽和電圧分だけオフセットされ、出力信号Ｓout の精度が低下するといった問題もある。
【０００８】
本発明は、こうした問題に鑑みなされたもので、集積回路上に構成した同期検波回路の動作限界周波数を高くすると共に出力信号の精度を向上することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するためになされた請求項１に記載の同期検波回路においては、入力信号の入力端子から出力端子に至る２系統の信号経路が形成され、そのうちの第１の信号経路上には、入力信号の位相を１８０度反転させる位相反転回路と、この位相反転回路から出力端子に至る経路を導通・遮断する第１のアナログスイッチとが設けられる。また２系統の信号経路のうちの第２の信号経路上には、この経路を導通・遮断する第２のアナログスイッチが設けられる。
【００１０】
そして、矩形波生成回路が、基準信号と位相同期した矩形波を生成し、駆動回路が、その生成された矩形波の信号レベルの切り換わりに応じて、第１及び第２のアナログスイッチのオン・オフ状態を互いに異なるように交互に切り換える。つまり、本発明では、第１の信号経路に設けられた位相反転回路によって入力信号の位相を１８０度反転させた逆相信号を常時生成することにより、第１の信号経路及び第２の信号経路から出力端子に、入力信号を反転した逆相信号と、入力信号と同相の正相信号とを、いつでも出力できるようにしておき、各信号経路に設けられた２つのアナログスイッチの一方を、基準信号に位相同期した矩形波の信号レベルに応じて交互にオンすることにより、出力端子から正相信号を出力させるか逆相信号を出力させるかを切り換える。
【００１１】
そして、この切り換えのための第１及び第２のアナログスイッチには、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴとｐチャネルのＭＯＳＦＥＴとからなるＣＭＯＳアナログスイッチが使用される。
従って、本発明によれば、基準信号に同期した正相と逆相の２つの出力の切り換えを、ＣＭＯＳアナログスイッチからなる２つのアナログスイッチを用いて高速に行うことができ、この切り換え時に出力信号が大きく歪むこともないので、図６に示した従来回路に比べて、動作限界周波数を大幅に高めることができる。また、ＣＭＯＳアナログスイッチは、信号経路を導通・遮断するだけであり、図６に示した従来回路のアナログスイッチのように、その飽和電圧により逆相信号をオフセットしてしまうことはないので、出力信号の精度も確保でき、集積回路上に高精度な同期検波回路を構成できる。
【００１２】
また、本発明では、入力信号に対する出力信号の位相をＣＭＯＳアナログスイッチを用いて切り換えるようにしているが、ＣＭＯＳアナログスイッチを構成するｎチャネル及びｐチャネルのＭＯＳＦＥＴは、構造上、ゲート−ソース（ドレイン）間に寄生容量を有することから、第１及び第２のアナログスイッチのオン・オフ状態切り換え時に、出力信号に、駆動回路からの制御信号の微分波形がノイズとして重畳されることが考えられる。
【００１３】
そこで、本発明では、駆動回路を、矩形波の信号レベルが反転して各アナログスイッチのオン・オフ状態を切り換える際に、各アナログスイッチを、所定期間、同時にオンするように構成している。
【００１４】
即ち、同期検波回路の出力端子には、通常、同期検波後の出力信号を積分するためにローパスフィルタ等の信号処理回路が接続されるが、この信号処理回路の入力インピーダンスは、一般に、高く設定される。そして、本発明のように、正相信号と逆相信号との切り換えのために、出力端子側に２つのＣＭＯＳアナログスイッチを設けて、交互にＯＮするようにした場合には、ＣＭＯＳアナログスイッチを構成するｎチャネル及びｐチャネルのＭＯＳＦＥＴの寄生容量と出力端子側のインピーダンスとに応じて、各ＭＯＳＦＥＴのゲートに入力される制御信号の微分波形が生成され、これがノイズとして出力信号に重畳されることが考えられる。しかし、このノイズは、出力端子側のインピーダンスを下げることにより抑制できる。そこで、本発明では、上記のように、アナログスイッチのオン・オフ状態切り換え時に、所定期間、各アナログスイッチを同時にオンすることで、出力端子のインピーダンスを下げて、出力信号に重畳されるノイズを抑制するようにしているのである。
【００１５】
ここで、位相反転回路は、入力信号の位相を１８０度反転することができればよく、移相器等、従来より位相反転に用いられている種々の回路を利用できるが、同期検波回路では、位相反転後の逆相信号のレベルは入力信号と同じにする必要があることから、位相反転回路としては、請求項２に記載のように、オペアンプからなる反転増幅回路にて構成することが望ましい。
【００１６】
つまり、オペアンプからなる反転増幅回路は、増幅率が、オペアンプに接続される抵抗器の抵抗比のみで決定され、位相反転後の信号レベルを入力信号に対応させるには、増幅率が「１」となるようにオペアンプに接続される抵抗器の抵抗比を設定するだけでよいため、位相反転回路をオペアンプからなる反転増幅回路にて構成すれば、理想的な逆相信号を、極めて簡単に生成できるようになる。
【００１７】
また、このように位相反転回路をオペアンプからなる反転増幅回路にて構成した場合、位相反転後の逆相信号が、オペアンプの位相特性によって入力信号に対して遅れることから、同期検波回路をより高周波で使用するには、請求項３に記載のように、第２の信号経路の第２のアナログスイッチよりも入力端子側の経路上に、オペアンプからなるボルテージフォロワ回路を設けて、正相信号についても、オペアンプの位相特性によって、入力信号に対して遅れるようにすることが望ましい。そして、このようにすれば、基準信号に同期して切り換えられる逆相信号と同相信号との位相が完全に一致し、同期検波回路の動作限界周波数をより高めることが可能になる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
まず図１は、本発明が適用された実施例の同期検波回路の構成を表す。尚、本実施例の同期検波回路は、例えば、自動車のヨーレートやビデオカメラの手振れ等を検出するのに使用される角速度センサからの検出信号を処理して、角速度の大きさを検出するのに使用されるものであり、検出した角速度の大きさに応じて制御対象を制御する制御回路と共に、ＢｉＣＭＯＳ型ＩＣ又はＭＯＳ型ＩＣ内に組み込まれる。
【００１９】
図１に示す如く、本実施例の同期検波回路は、同期検波の対象となる入力信号Ｓinが入力される入力端子Ｔinから、同期検波後の出力信号Ｓout を出力する出力端子Ｔout に至る信号経路が、２系統に分離されている。
そして、一方の信号経路上には、反転入力端子が抵抗器Ｒ１を介して入力端子Ｔinに接続される共に、反転入力端子と出力端子とが抵抗器Ｒ２を介して接続され、非反転入力端子に入力信号Ｓinのゼロクロス点電圧である基準電圧Ｖt2が印加されたオペアンプＯＰ１からなる反転増幅回路１２が設けられ、他方の信号経路上には、反転入力端子が入力保護用の抵抗器Ｒ３を介して入力端子Ｔinに接続され、非反転入力端子と出力端子とが直結されたオペアンプＯＰ２からなるボルテージフォロワ回路（以下、単にバッファ回路という）１４が設けられている。
【００２０】
尚、反転増幅回路１２は、入力信号Ｓinの位相を１８０度反転させるためのもの（つまり位相反転回路）であり、その増幅率を決定する抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との抵抗比は、増幅率が「１」となるよう、１対１に設定されている。
また、これら各信号経路上には、反転増幅回路１２及びバッファ回路１４と出力端子Ｔout との間の経路を、夫々、導通・遮断するアナログスイッチ１６，１８が設けられている。そして、各アナログスイッチ１６，１８は、夫々、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ：Ｑ11，Ｑ21とｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ：Ｑ12，Ｑ22とからなるＣＭＯＳアナログスイッチにて構成されている。
【００２１】
また、各アナログスイッチ１６，１８には、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴ：Ｑ12，Ｑ22のゲートに対して、ｐチャネルのＭＯＳＦＥＴ：Ｑ11，Ｑ21のゲートに入力される制御信号φ１，φ２を反転して入力するためのインバータＩＮＶ１，ＩＮＶ２が設けられ、各制御信号φ１，φ２がローレベルであるときに、各アナログスイッチ１６，１８が夫々導通状態（オン）となるようにされている。
【００２２】
また次に、本実施例の同期検波回路には、基準信号入力用の入力端子Ｔｃから入力された基準信号Ｓｃに位相同期した矩形波（以下、基準パルスという）Ｐｃを生成する、矩形波生成回路としてのコンパレータ２と、このコンパレータ２から出力される基準パルスＰｃがローレベルであるときに、制御信号φ１をローレベル，制御信号φ２をハイレベルにして、アナログスイッチ１６をオン状態，アナログスイッチ１８をオフ状態に夫々制御し、基準パルスＰｃがハイレベルであるときに、制御信号φ１をハイレベル，制御信号φ２をローレベルにして、アナログスイッチ１６をオフ状態，アナログスイッチ１８をオン状態に夫々制御する波形整形回路１０が設けられている。
【００２３】
尚、コンパレータ２は、基準信号Ｓｃと基準信号Ｓｃのゼロクロス点電圧である判定電圧Ｖt1とを比較することにより、基準信号Ｓｃが判定電圧Ｖt1以上の正極性である場合に、基準パルスＰｃをハイレベルとし、基準信号Ｓｃが判定電圧Ｖt1よりも低い負極性である場合に、基準パルスＰｃをローレベルとするように構成されている。
【００２４】
また、波形整形回路１０は、本発明の駆動回路に相当するものであり、本実施例では、図２に示すように、例えば、コンパレータ２から出力される基準パルスＰｃの変化に対する制御信号φ１，φ２の立上がりタイミングを、所定時間△ｔだけ遅延させることにより、基準パルスＰｃが変化して、各アナログスイッチ１６，１８のオン・オフ状態を切り換える際に、制御信号φ１とφ２とが一時的に同時にローレベルとなって、アナログスイッチ１６，１８が所定時間△ｔだけ同時にオンするようにされている。
【００２５】
このように構成された本実施例の同期検波回路においては、図３に示す如く、反転増幅回路１２からアナログスイッチ１６側に、入力信号Ｓinの位相を反転した逆相信号が出力されると共に、バッファ回路１４からアナログスイッチ１８側に、入力信号Ｓinと同じ正相信号が出力される。そして、基準信号Ｓｃが正極性で、基準パルスＰｃがハイレベルであれば、アナログスイッチ１８がオン，アナログスイッチ１６がオフ状態となって、出力端子Ｔout から正相信号が出力信号Ｓout として出力され、逆に基準信号Ｓｃが負極性で、基準パルスＰｃがローレベルであれば、アナログスイッチ１６がオン，アナログスイッチ１８がオフ状態となって、出力端子Ｔout から逆相信号が出力信号Ｓout として出力されることになる。
【００２６】
この結果、図６に示した従来の同期検波回路と同様、出力信号Ｓout は、図３に示すように、入力信号Ｓinの基準信号Ｓｃに対する位相差が「０°」である場合には、入力信号Ｓinを全波整流した信号波形となり、入力信号Ｓinの基準信号Ｓｃに対する位相差が「１８０°」である場合には、入力信号Ｓinを全波整流した信号波形を反転した信号波形となり、入力信号Ｓinの基準信号Ｓｃに対する位相差が「９０°」である場合には、入力信号Ｓinを１８０度毎にピーク位置で切断して順に並べたような信号波形となる。つまり、出力信号Ｓout は、入力信号Ｓinと基準信号Ｓｃとの位相差に応じて変化することになり、この出力信号Ｓout をローパスフィルタ等を用いて積分すれば、入力信号Ｓinの基準信号Ｓｃに対する位相差（延いては角速度センサにて検出した角速度）に応じて信号レベルが変化する検出信号を得ることができる。
【００２７】
そして、本実施例では、こうした出力信号Ｓout を得るために、反転増幅回路１２とバッファ回路１４とにより、入力信号Ｓinを反転した逆相信号と、入力信号と同相の正相信号とを常時生成し、これら２つの信号の出力の切り換えを、ＣＭＯＳアナログスイッチからなる２つのアナログスイッチ１６，１８を用いて個々に行うようにしていることから、逆相信号と正相信号との出力の切り換えを高速に行うことができる。また、反転増幅回路１２にて生成される逆相信号は、反転増幅回路１２を構成するオペアンプＯＰ１の位相特性によって、入力信号Ｓinに対して遅れるが、正相信号もオペアンプＯＰ２からなるバッファ回路１４を通過するため、逆相信号と正相信号との位相がずれるようなことはない。この結果、出力信号Ｓout を正相から逆相，逆相から正相に切り換えた際に、出力信号Ｓout に誤差が生じることはなく、従来の同期検波回路に比べて、動作限界周波数を大幅に改善する（高める）ことができる。また反転増幅回路１２にて生成される逆相信号のレベルは、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との抵抗比のみで決定され、入力信号Ｓinと対応させることができるので、出力信号Ｓout の精度も確保でき、集積回路上に高精度な同期検波回路を構成することができる。
【００２８】
また、本実施例では、アナログスイッチ１６，１８のオン・オフ状態を切り換える際には、波形整形回路１０から出力される制御信号φ１とφ２とが所定時間△ｔだけ同時にローレベルとなって、アナログスイッチ１６，１８を所定時間△ｔだけ同時にオンするようにされていることから、この切り換え時には、出力端子Ｔout のインピーダンスを低下させて、アナログスイッチ１６，１８を構成するＭＯＳＦＥＴ：Ｑ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22の各ゲートと出力端子との間の寄生容量によって生じるノイズを低減することができる。
【００２９】
つまり、同期検波回路の出力端子Ｔout は、通常、ローパスフィルタに接続される。また、一般にローパスフィルタの入力インピーダンスは高く設定される。一方、アナログスイッチ１６，１８を構成するｐチャネル及びｎチャネルのＭＯＳＦＥＴは、構造上、ゲート−ソース間及びゲート−ドレイン間に寄生容量を有することから、図４に点線で示す如く、この寄生容量によって、ＭＯＳＦＥＴ：Ｑ11，Ｑ12，Ｑ21，Ｑ22の各ゲートと出力端子との間には、コンデンサＣが接続された状態となる。この結果、制御信号φ１，φ２を同時に変化させると、寄生容量によるコンデンサＣと出力端子Ｔout 側のインピーダンスとにより、出力端子Ｔout 側に制御信号φ１，φ２の微分波形が表れ、これがノイズとなって、出力端子Ｔout から出力されることになる。
【００３０】
そこで、本実施例では、制御信号φ１，φ２の反転時に、制御信号φ１，φ２が共にローレベルとなって、各アナログスイッチ１６，１８が同時にオンされる領域（時間△ｔ）を作ることにより、出力端子Ｔout 側のインピーダンスを、２つのオペアンプＯＰ１，ＯＰ２の出力インピーダンスを並列接続した値まで低下させて、ノイズとして出力される制御信号の微分波形の波高値を低く抑えるようにしているのである。従って、本実施例の同期検波回路によれば、出力端子Ｔout から出力されるノイズを低減して、出力信号Ｓout の精度を向上できる。
【００３１】
以上、本発明の一実施例について説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、種々の態様を採ることができる。
例えば、上記実施例では、アナログスイッチ１８に入力される正相信号と反転増幅回路１２からアナログスイッチ１６に入力される逆相信号との位相差が確実に１８０度となるようにするために、正相信号をアナログスイッチ１８に入力する信号経路上にバッファ回路１４を設けるようにしたが、同期検波回路を、反転増幅回路１２で生成した逆相信号と入力信号Ｓinとの位相ずれが無視できる周波数領域で使用するような場合には、図５に示す如く、バッファ回路１４を除去し、入力保護用の抵抗器Ｒ３を介して、入力端子Ｔinを正相信号出力用のアナログスイッチ１８に直接接続するようにしてもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施例の同期検波回路の構成を表わす電気回路図である。
【図２】 波形整形回路から出力される制御信号φ１，φ２を説明する説明図である。
【図３】 入力信号と出力信号との関係及び実施例の同期検波回路内で生成される信号波形を説明する説明図である。
【図４】 ＣＭＯＳアナログスイッチの寄生容量及びこれによって発生するノイズを説明する説明図である。
【図５】 実施例の同期検波回路の他の構成例を表わす電気回路図である。
【図６】 従来の同期検波回路の構成を表わす電気回路図である。
【符号の説明】
２…コンパレータ（矩形波生成回路） １０…波形整形回路
１２…反転増幅回路（位相反転回路） ＯＰ１…オペアンプ
１４…バッファ回路（ボルテージフォロワ回路） ＯＰ２…オペアンプ
１６，１８…アナログスイッチ（ＣＭＯＳアナログスイッチ）
Ｑ11，Ｑ21，Ｑ12，Ｑ22…ＭＯＳＦＥＴ Ｒ１〜Ｒ３…抵抗器
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２…インバータ

Claims (3)

1. 集積回路上に構成され、入力信号の中から基準信号と同期した信号成分を抽出する同期検波回路であって、
   前記入力信号の入力端子から出力端子に至る２系統の信号経路を有し、第１の信号経路上には、前記入力信号の位相を１８０度反転させる位相反転回路と、該位相反転回路から前記出力端子に至る経路を導通・遮断する第１のアナログスイッチとを備え、第２の信号経路上には、該経路を導通・遮断する第２のアナログスイッチを備え、前記第１及び第２のアナログスイッチを、夫々、ｎチャネルのＭＯＳＦＥＴとｐチャネルのＭＯＳＦＥＴとからなるＣＭＯＳアナログスイッチにて構成すると共に、更に、
   前記基準信号と位相同期した矩形波を生成する矩形波生成回路と、
   該矩形波生成回路にて生成された矩形波の信号レベルの切り換わりに応じて、前記第１及び第２のアナログスイッチのオン・オフ状態を互いに異なるように交互に切り換え、前記第１及び第２のアナログスイッチのいずれか一方から信号を出力させる駆動回路と、
   を備え、しかも、前記駆動回路は、前記矩形波の信号レベルが反転して前記各アナログスイッチのオン・オフ状態を切り換える際、前記各アナログスイッチを、所定期間、同時にオンすることを特徴とする同期検波回路。
2. 前記位相反転回路を、オペアンプからなる反転増幅回路にて構成してなることを特徴とする請求項１に記載の同期検波回路。
3. 前記第２の信号経路の前記第２のアナログスイッチよりも前記入力端子側の経路上に、オペアンプからなるボルテージフォロワ回路を設けたことを特徴とする請求項２に記載の同期検波回路。

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