JPH08235891A - 信号処理回路及びこれを用いた電荷転送装置 - Google Patents
信号処理回路及びこれを用いた電荷転送装置Info
- Publication number
- JPH08235891A JPH08235891A JP7036521A JP3652195A JPH08235891A JP H08235891 A JPH08235891 A JP H08235891A JP 7036521 A JP7036521 A JP 7036521A JP 3652195 A JP3652195 A JP 3652195A JP H08235891 A JPH08235891 A JP H08235891A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- line
- circuit
- power supply
- capacitors
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Logic Circuits (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Solid State Image Pick-Up Elements (AREA)
Abstract
生するノイズ成分による信号レベルの変動を低減可能な
信号処理回路を提供する。 【構成】 サンプル/ホールド回路10において、信号
ラインL1と電源(Vdd)ラインとの間に第1のホー
ルドコンデンサ13を接続し、信号ラインL1とグラン
ドラインとの間に第2のホールドコンデンサ14を接続
し、サンプル/ホールドのためのコンデンサの容量値を
例えば均等に2分割して第1,第2のホールドコンデン
サ13,14として置換した構成とする。
Description
を用いた電荷転送装置に関し、特に入力信号に対して信
号電圧のホールド、位相補償あるいはフィルタリング等
の処理を施す信号処理回路に関する。
路に用いられるサンプル/ホールド回路の一例を示す。
このサンプル/ホールド回路60は、入力バッファ61
と、この入力バッファ61の出力端にドレインが接続さ
れたトランスミッションゲート用のNchMOSトラン
ジスタ62と、このMOSトランジスタ62のソースに
一端が接続されかつ他端がグランド(接地)ラインに接
続されたホールドコンデンサ63と、このホールドコン
デンサ63の他端に入力端が接続された出力バッファ6
4とから構成されている。
ド回路は、通常、CMOS回路等の他の回路と同一の基
板(チップ)上に作製される。ここで、例えばCMOS
回路では、信号のトランジェント部において電源‐グラ
ンド間に貫通電流が流れ、これに起因して電源レベルま
たはグランドレベルが変動する。これが、図7における
電源ノイズ(a)及びグランドノイズ(b)である。こ
の両者のノイズ(a),(b)は、通常、互いに逆方向
に変動している。この種のノイズ成分は、同一チップ内
の他の回路からも生ずる。
(c)をサンプル/ホールド(S/H)パルス(d)で
サンプリングした場合、ホールドコンデンサ63のグラ
ンドラインが図7(b)に示す如くノイズ成分により変
動しているため、図7に示すように、サンプル/ホール
ドの理想的な出力信号(e)に対して実際の出力信号
(f)は、ノイズ成分の影響を受けることになる。すな
わち、信号成分にこのノイズ成分が重畳し、信号のレベ
ル変動または不要なカップリングが生じるという問題が
あった。
であり、その目的とするところは、同一チップ内の他の
回路の動作に起因して発生するノイズ成分による信号レ
ベルの変動を低減可能な信号処理回路及びこれを用いた
電荷転送装置を提供することにある。
路は、信号ラインと第1の電源ラインとの間に接続され
た第1のコンデンサと、信号ラインと第2の電源ライン
との間に接続された第2のコンデンサとを具備する構成
となっている。
電荷を転送する電荷転送部と、この電荷転送部によって
転送された信号電荷を検出して電圧に変換する電荷電圧
変換部と、信号ラインと第1,第2の電源ラインとの間
にそれぞれ接続された第1,第2のコンデンサを有し、
電荷電圧変換部の出力信号に対して所定の処理を施す信
号処理回路とを具備する構成となっている。
に付加されている容量値は、交流的に見た場合、第1,
第2のコンデンサの各容量値を合成したものとなる。し
たがって、この合成容量値を所望の信号処理に必要な容
量値に設定することにより、当該容量値を有するコンデ
ンサを信号ラインとグランドライン(又は、電源ライ
ン)との間に接続していた従来回路と同じ処理が行え
る。しかも、信号ラインへは電源ラインとグランドライ
ンの両者のノイズが第1,第2のコンデンサを介して重
畳されることとなるが、電源ラインのノイズとグランド
ラインのノイズは通常逆方向に変動しているために、両
ノイズ成分は信号ライン上では互いに打ち消し合うこと
となる。
荷は電荷転送部で転送され、電荷電圧変換部にて電圧に
変換された後、信号処理回路に供給される。信号処理回
路では、信号ラインに付加されている容量値は、交流的
に見た場合、第1,第2のコンデンサの各容量値を合成
したものとなる。したがって、この合成容量値を所望の
信号処理に必要な容量値に設定することで、所望の信号
処理を実現できる。しかも、信号ラインへは電源ライン
とグランドラインの両者のノイズが第1,第2のコンデ
ンサを介して重畳されることとなるが、電源ラインのノ
イズとグランドラインのノイズは通常逆方向に変動して
いるために、両ノイズ成分は信号ライン上では互いに打
ち消し合うこととなる。
つつ詳細に説明する。図1は、例えばサンプル/ホール
ド回路に適用された本発明の第1の実施例を示す回路図
である。図1において、サンプル/ホールド回路10
は、入力バッファ11と、この入力バッファ11の出力
端にドレインが接続されたトランスミッションゲート用
のNchMOSトランジスタ12と、このMOSトラン
ジスタ12のソースに信号ラインL1を介して一端が接
続されかつ他端が第1の電源(Vdd)ラインに接続さ
れた第1のホールドコンデンサ13と、一端が信号ライ
ンL1に接続されかつ他端が第2の電源ラインであるグ
ランド(接地)ラインに接続された第2のホールドコン
デンサ14と、この信号ラインL1に入力端が接続され
た出力バッファ15とから構成されている。MOSトラ
ンジスタ12のゲートには、サンプル/ホールド(S/
H)パルスが印加される。
ランドラインに乗る両ノイズ成分のレベルがほぼ等しい
ものと仮定した場合に、第1,第2のホールドコンデン
サ13,14の各容量値はほぼ等しい値に設定される。
しかも、図6の従来回路と同等の信号処理を行うサンプ
ル/ホールド回路を構成するものとした場合、第1,第
2のホールドコンデンサ13,14の各容量値は、図6
のホールドコンデンサ63の容量値のほぼ1/2に設定
される。
ドコンデンサ63の容量値をC0、本実施例の回路にお
ける第1,第2のホールドコンデンサ13,14の各容
量値をC1,C2とした場合、各容量値は次式の関係を
持つ。
に見た場合、図6の従来回路の場合も本実施例に係る回
路の場合も同じである。
10の回路動作について、図2の波形図を参照しつつ説
明する。ところで、サンプル/ホールド回路10は、通
常、CMOS回路等の他の回路と同一の基板(チップ)
上に作製されることから、例えばCMOS回路で信号の
トランジェント部において電源‐グランド間に貫通電流
が流れることで、電源レベルまたはグランドレベルが変
動する。これが、図2における電源ノイズ(a)及びグ
ランドノイズ(b)である。この両者のノイズ成分
(a),(b)は、通常、互いに逆方向に変動してお
り、同一チップ内の他の回路の動作に起因しても発生す
る。
(c)をサンプル/ホールド(S/H)パルス(d)で
サンプリングした場合、信号ラインL1へは、電源ライ
ンとグランドラインの両者のノイズ成分(a),(b)
が第1,第2のコンデンサ13,14を介して重畳され
ることになる。このとき、先述したように、電源ライン
とグランドラインの両者のノイズ成分(a),(b)は
通常逆方向に変動しているため、信号ラインL1上では
このノイズ成分(a),(b)が互いに打ち消し合うこ
とになる。その結果、サンプル/ホールドの実際の出力
信号(f)においては、カップリングの影響が少なく、
しかもこれによる信号レベルの変動も減少し、理想的な
出力信号(e)に近い波形となる。
ホールドコンデンサ13,14の各容量値をほぼ等しい
値に設定するとしたが、これに限定されるものではな
く、電源ラインのノイズ成分とグランドラインのノイズ
成分とのレベル差に応じて任意に設定することも可能で
ある。例えば、本サンプル/ホールド回路10を他の回
路と同一チップ上に作製した場合、グランドを基板と
し、電源ラインをパターン配線とすることで、電源ライ
ンの方がグランドラインよりも抵抗分が高くなるため、
ノイズ成分のレベルも電源ラインの方がグランドライン
よりも大きくなる傾向にある。
ベルがグランドラインのノイズ成分のレベルよりも大き
いときには、そのレベル差に応じて第1のホールドコン
デンサ13の容量値C1を第2のホールドコンデンサ1
4の容量値C2よりも大きく設定することにより、信号
ラインL1上では両ノイズ成分のレベルがほぼ等しくな
り、しかもノイズ成分の方向が逆方向であるため、互い
に打ち消し合うことになる。換言すれば、第1,第2の
ホールドコンデンサ13,14の各容量値を適宜設定す
ることにより、電源ライン及びグランドラインの各ノイ
ズ成分間にレベル差がある場合にも対応できることにな
る。
る演算増幅器に適用された本発明の第2の実施例を示す
回路図である。図3において、一対のNchMOSトラ
ンジスタQ1,Q2は各ソースが共通に接続され、かつ
各ゲートが入力端子31,32に接続されている。この
MOSトランジスタQ1,Q2は、各ソース共通接続点
N1とグランドの間に接続された定電流源用のNchM
OSトランジスタQ3と共に差動アンプ33を構成して
いる。MOSトランジスタQ3のゲートには、所定のバ
イアス電圧Vggが印加されている。また、MOSトラ
ンジスタQ1,Q2の各ドレインには、PchMOSト
ランジスタQ4,Q5の各ドレインがそれぞれ接続され
ている。
ートが共通に接続され、かつ各ソースが電源(Vdd)
ラインにそれぞれ接続され、さらにMOSトランジスタ
Q4のゲートとドレインが共通に接続されることによ
り、電流ミラー回路34を構成している。MOSトラン
ジスタQ2,Q5の各ドレイン共通接続点N2には、信
号線L2を介してNchMOSトランジスタQ6のゲー
トが接続されている。MOSトランジスタQ6はドレイ
ンが電源ラインに接続され、かつソースが出力端子35
に接続されている。このMOSトランジスタQ6は、そ
のソースにドレインが接続され、かつソースが接地され
た定電流源用のNchMOSトランジスタQ7と共に、
ソースフォロワ回路構成の出力バッファ36を構成して
いる。MOSトランジスタQ7のゲートには、バイアス
電圧Vggが印加されている。
バッファ36のMOSトランジスタQ6のゲートが接続
された信号線L2と電源(Vdd)ラインとの間には第
1の位相補償コンデンサ37が接続され、信号線L2と
グランドラインとの間には第2の位相補償コンデンサ3
8が接続されている。すなわち、第1,第2の位相補償
コンデンサ37,38は、信号ラインL2上の信号で位
相が回ることによって起こる発振を防止し、位相補償を
行うために設けられたものである。この位相補償コンデ
ンサは、通常、電源ライン又はグランドラインと信号ラ
インL2との間に1個だけ接続されるものである。これ
に対し、本実施例においては、この1個の位相補償コン
デンサの容量値を例えば均等に2分割し、第1,第2の
位相補償コンデンサ37,38として置換した構成を採
っている。
作について説明する。ところで、当該演算増幅器30が
他の回路、例えばCMOS回路等と同一チップ上に作製
された場合、CMOS回路で信号のトランジェント部に
おいて電源‐グランド間に貫通電流が流れることで、電
源レベルまたはグランドレベルが変動し、これが電源ノ
イズ及びグランドノイズとなる。この種のノイズは、C
MOS回路からだけでなく、他の回路からも発生する。
このように、電源ノイズ及びグランドノイズが生じた状
態で信号処理を行った場合、信号ラインL2へは、電源
ラインとグランドラインの両者のノイズ成分が第1,第
2の位相補償コンデンサ37,38を介して重畳される
ことになる。
両者のノイズ成分は通常逆方向に変動していることか
ら、信号ラインL2上ではこの両者のノイズ成分が互い
に打ち消し合うことになる。その結果、出力バッファ3
6の出力信号においては、カップリングの影響が少な
く、しかもこれによる信号レベルの変動も減少すること
になる。すなわち、信号ラインL2に付加される容量値
は、交流的に見た場合、第1,第2の位相補償コンデン
サ37,38の各容量値の合成となるため、本来の位相
補償の効果を維持しつつ電源ライン及びグランドライン
のノイズ成分の信号ラインL2への重畳を抑えることが
できる。
例えば、図1のサンプル/ホールド回路10における出
力バッファ15を構成する演算増幅器として用いること
が可能である。また、本実施例においても、第1の実施
例の場合と同様に、第1,第2の位相補償コンデンサ3
7,38の各容量値を、電源ラインのノイズ成分とグラ
ンドラインのノイズ成分とのレベル差に応じて任意に設
定することが可能である。これにより、電源ライン及び
グランドラインの各ノイズ成分間にレベル差がある場合
にも対応できることになる。
PF)に適用された本発明の第3の実施例を示す回路図
である。図4において、入力端子41に抵抗42の一端
が接続され、この抵抗42の他端は信号ラインL3を介
して出力端子43に接続されている。信号ラインL3と
電源(Vdd)ラインとの間には第1のLPF用コンデ
ンサ44が接続され、信号ラインL3とグランドライン
との間には第2のLPF用コンデンサ45が接続されて
いる。第1,第2のLPF用コンデンサ44,45は、
抵抗42と共にCRローパスフィルタ40を構成してい
る。このローパスフィルタを構成するコンデンサは、通
常、電源ライン又はグランドラインと信号ラインL3と
の間に1個だけ接続されるものである。これに対し、本
実施例においては、この1個のLPF用コンデンサの容
量値を例えば均等に2分割し、第1,第2のLPF用コ
ンデンサ44,45として置換した構成を採っている。
ついて説明する。ところで、当該LPF40が他の回
路、例えばCMOS回路等と同一チップ上に作製された
場合、CMOS回路で信号のトランジェント部において
電源‐グランド間に貫通電流が流れることで、電源レベ
ルまたはグランドレベルが変動し、これが電源ノイズ及
びグランドノイズとなる。この種のノイズは、CMOS
回路からだけでなく、他の回路からも発生する。このよ
うに、電源ノイズ及びグランドノイズが生じた状態でフ
ィルタリング処理を行った場合、信号ラインL3へは、
電源ラインとグランドラインの両者のノイズ成分が第
1,第2のLPF用コンデンサ44,45を介して重畳
されることになる。
両者のノイズ成分は通常逆方向に変動していることか
ら、信号ラインL3上ではこの両者のノイズ成分が互い
に打ち消し合うことになる。その結果、LPF40の出
力信号においては、カップリングの影響が少なく、しか
もこれによる信号レベルの変動も減少することになる。
すなわち、信号ラインL3に付加される容量値は、交流
的に見た場合、第1,第2のLPF用コンデンサ44,
45の各容量値の合成となるため、本来のフィルタリン
グ処理の効果を維持しつつ電源ライン及びグランドライ
ンのノイズ成分の信号ラインL3への重畳を抑えること
ができる。
1,第2の実施例の場合と同様に、第1,第2のLPF
用コンデンサ44,45の各容量値を、電源ラインのノ
イズ成分とグランドラインのノイズ成分とのレベル差に
応じて任意に設定することが可能である。これにより、
電源ライン及びグランドラインの各ノイズ成分間にレベ
ル差がある場合にも対応できることになる。
ールド回路10を出力回路の一部として用いた本発明に
係る電荷転送装置、例えばCCD遅延素子を示す概略構
成図である。図5において、CCD遅延素子50は、信
号入力INに応じた信号電荷を注入する電荷入力部51
と、この注入された信号電荷を転送するCCD電荷転送
部52と、このCCD電荷転送部52にて転送された信
号電荷を検出して電圧に変換する電荷電圧変換部53
と、この電荷電圧変換部53の出力信号に対して所定の
信号処理を行う出力回路54とから構成されている。
電荷入力部51としては、ダイオード・カット・オフ法
や電荷プリセット法等の周知の構成のものを用いること
ができる。また、電荷電圧変換部53としては、フロー
ティング・ディフュージョン法やフローティング・ゲー
ト法等の周知の構成のものを用いることができる。出力
回路54は、電荷電圧変換部53の出力信号に対してサ
ンプル/ホールド等の信号処理を行うために設けられた
ものである。そして、この出力回路54の一部を構成す
るサンプル/ホールド回路として、先述した第1の実施
例に係るサンプル/ホールド回路10を用いる。
路54に、第1の実施例に係るサンプル/ホールド回路
10を用いることにより、例えば出力回路54がCCD
電荷転送部52のドライブ回路等の他の回路と同一チッ
プ上に作製された場合において、他の回路動作に起因し
て電源ラインやグランドラインにノイズが乗った場合で
あっても、第1の実施例において説明した作用により、
ノイズ成分の信号ラインへの重畳を抑えることができる
ので、ノイズに対して強いものとなる。
プル/ホールド回路10を、CCD遅延素子50の出力
回路54の一部を構成する回路として用いた場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、CCD
エリアセンサやCCDリニアセンサなどの電荷転送部の
出力回路の一部を構成する回路としても同様に用いるこ
とが可能である。また、本発明は、第1〜第3の実施例
に示したサンプル/ホールド回路10、演算増幅回路3
0及びCRローパスフィルタ40への適用に限定される
ものではなく、電源ライン又はグランドラインと信号ラ
インとの間に接続されたコンデンサを有する信号処理回
路全般に適用し得るものである。
信号ラインと第1の電源ラインとの間に接続された第1
のコンデンサと、信号ラインと第2の電源ラインとの間
に接続された第2のコンデンサとを具備する構成とした
ことにより、第1,第2の電源ラインに生じているノイ
ズ成分を信号ライン上において互いにキャンセルするこ
とができるので、ノイズ成分の信号ラインへの重畳を抑
えることができることになる。
第1の実施例を示す回路図である。
された本発明の第2の実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
である。
Claims (5)
- 【請求項1】 信号ラインと第1の電源ラインとの間に
接続された第1のコンデンサと、 信号ラインと第2の電源ラインとの間に接続された第2
のコンデンサとを具備することを特徴とする信号処理回
路。 - 【請求項2】 前記第1,第2のコンデンサは、信号電
圧をホールドするためのコンデンサであることを特徴と
する請求項1記載の信号処理回路。 - 【請求項3】 前記第1,第2のコンデンサは、位相補
償を行うためのコンデンサであることを特徴とする請求
項1記載の信号処理回路。 - 【請求項4】 前記第1,第2のコンデンサは、ローパ
スフィルタを構成するためのコンデンサであることを特
徴とする請求項1記載の信号処理回路。 - 【請求項5】 信号電荷を転送する電荷転送部と、 前記電荷転送部によって転送された信号電荷を検出して
電圧に変換する電荷電圧変換部と、 信号ラインと第1,第2の電源ラインとの間にそれぞれ
接続された第1,第2のコンデンサを有し、前記電荷電
圧変換部の出力信号に対して所定の処理を施す信号処理
回路とを具備することを特徴とする電荷転送装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03652195A JP3858281B2 (ja) | 1995-02-24 | 1995-02-24 | サンプル/ホールド回路及びこれを用いた電荷転送装置、並びに電荷転送装置の駆動方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP03652195A JP3858281B2 (ja) | 1995-02-24 | 1995-02-24 | サンプル/ホールド回路及びこれを用いた電荷転送装置、並びに電荷転送装置の駆動方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08235891A true JPH08235891A (ja) | 1996-09-13 |
JP3858281B2 JP3858281B2 (ja) | 2006-12-13 |
Family
ID=12472128
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP03652195A Expired - Fee Related JP3858281B2 (ja) | 1995-02-24 | 1995-02-24 | サンプル/ホールド回路及びこれを用いた電荷転送装置、並びに電荷転送装置の駆動方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3858281B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001292041A (ja) * | 2000-04-07 | 2001-10-19 | Fujitsu Ltd | オペアンプおよびそのオフセットキャンセル回路 |
JP2010213346A (ja) * | 1999-01-12 | 2010-09-24 | Qualcomm Inc | 線形サンプリングスイッチ |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01171315A (ja) * | 1987-12-25 | 1989-07-06 | Nec Corp | 半導体集積回路 |
JPH0340300A (ja) * | 1989-07-06 | 1991-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | サンプルホールド回路 |
JPH043435A (ja) * | 1990-04-20 | 1992-01-08 | Fuji Photo Film Co Ltd | Ccd出力回路 |
JPH0722611A (ja) * | 1993-06-22 | 1995-01-24 | Sony Corp | 電荷転送装置 |
JPH0746060A (ja) * | 1993-07-27 | 1995-02-14 | Murata Mfg Co Ltd | 演算増幅器 |
-
1995
- 1995-02-24 JP JP03652195A patent/JP3858281B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH01171315A (ja) * | 1987-12-25 | 1989-07-06 | Nec Corp | 半導体集積回路 |
JPH0340300A (ja) * | 1989-07-06 | 1991-02-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | サンプルホールド回路 |
JPH043435A (ja) * | 1990-04-20 | 1992-01-08 | Fuji Photo Film Co Ltd | Ccd出力回路 |
JPH0722611A (ja) * | 1993-06-22 | 1995-01-24 | Sony Corp | 電荷転送装置 |
JPH0746060A (ja) * | 1993-07-27 | 1995-02-14 | Murata Mfg Co Ltd | 演算増幅器 |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010213346A (ja) * | 1999-01-12 | 2010-09-24 | Qualcomm Inc | 線形サンプリングスイッチ |
JP2001292041A (ja) * | 2000-04-07 | 2001-10-19 | Fujitsu Ltd | オペアンプおよびそのオフセットキャンセル回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3858281B2 (ja) | 2006-12-13 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4622480A (en) | Switched capacitor circuit with high power supply projection ratio | |
US4430622A (en) | Offset correction circuit | |
KR100245902B1 (ko) | 캐스코드 상보형 금속 산화물 반도체 증폭기의 안정화 과도 응답 | |
US4523110A (en) | MOSFET sense amplifier circuit | |
JPH0559605B2 (ja) | ||
US5221910A (en) | Single-pin amplifier in integrated circuit form | |
US5959490A (en) | High speed low voltage swing receiver for mixed supply voltage interfaces | |
JP3858281B2 (ja) | サンプル/ホールド回路及びこれを用いた電荷転送装置、並びに電荷転送装置の駆動方法 | |
US5748029A (en) | MOS transistor switching circuit without body effect | |
US5005156A (en) | Semiconductor device having output buffer circuit controlled by output control signal | |
US20030218491A1 (en) | Master clock input circuit | |
JPH0884061A (ja) | 集積回路の雑音低減回路および雑音低減法 | |
JP4498507B2 (ja) | 差動増幅回路および高温用増幅回路 | |
JP3784382B2 (ja) | 半導体集積回路 | |
JP2505390B2 (ja) | 差動増幅回路 | |
JP3183909B2 (ja) | マイクロ波ミキサ回路 | |
JPH0720165A (ja) | 電圧検出回路 | |
JP4427566B2 (ja) | 半導体装置 | |
JPH06268457A (ja) | 演算増幅回路 | |
JPH0439159B2 (ja) | ||
JPH03100996A (ja) | 増幅回路 | |
KR20000048133A (ko) | 레벨 시프트 회로와, 그 회로를 이용한 입력 회로 및 출력회로 | |
JPH06301800A (ja) | スイッチトキャパシタ積分器 | |
JPH0314864Y2 (ja) | ||
SU1676065A1 (ru) | Операционный усилитель на КМОП транзисторах |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041109 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050111 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050719 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060606 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060804 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20060829 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20060911 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |