JPS6189704A - 絶縁増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はトランス結合を用いた絶縁増巾器に関する。

〔従来の技術〕

工゛業用計測制御システム、医療用測定器などの様々な
分野において、センサーと信号プロセ・７４Ｊとの間を
結合する絶縁増中器力葡いられている。

この種の絶縁増中器においてトランスを用いたもめは、
パルス変調した信号を絶縁へンスの一次側に供給し、そ
の２次側出力パルスを１次側で用いた変調パルス（キャ
リアパルス）でもって同期検波することによって復調信
号を得るように構成されている。

トランス１次側でのパルス変調方式として、電送信号に
応した正及び狛の振１１１変調パルスが交互に生ずる様
ないわゆる二相平衡変調方式を採用したものが知られて
いる。この方式は、トランス二次側の復調部において整
涜平滑回路（即ち、キャリア抑圧回路）を必要としない
から、非常に、広帯域の伝送特性を有している。

パルス変調器としては、キャリアパルスで駆動されるス
イッチ変調回路が用いられる。この変調回路をＩ′Ｃ化
する場合、スイッチ素子としてはノ＼イボーラ又は電界
効果形のトランジスタが主として用いられている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述のようにトランジスタを変調回路のスイッチ素子と
して用いた場合、そのオン抵抗が数百Ωあるので、絶縁
トランスのインダクタンス分とＩ。

Ｒ時定数回路を形成する。このため伝送信号の立上り及
び立下りに波形のなまりが生し、復調器において、正極
性部分をそのまま出力し且つ負極性部分を正極性に反転
して出力する復調処理（折返し）を行うと、このなまっ
た部分において信号が不連続となってヒゲ状のキャリア
ノイズ（キャリアリーク）が発生する。従ってこのキャ
リアリークを抑圧するローパスフィルタを復調器出力に
（；Ｊ加しなければならないが、これによって周波数応
答が遅くなり、伝送帯域が狭＜　ｉｒるト、伝送精度（
す＝アリティ）がｉ化する。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明による絶縁増ｌＪ器は、絶縁トランス６と、その
入力側の変調器３と、出力側の復調器７と、復調出力を
ボールドするボールドコンデンサＣＩとを具備し□、−
Ｆ記変調器３は入力信号に応した正負交互の振１１変調
パルス列をキャリアクロックＯＫに基いて生成するよう
に構成され、−１−記復調器７は、伝送されたトランス
出力の有側振１１変調パルスを・極性反転し正側振１１
変調パルスと結合して復調出力とじて導出すると共に、
その結合点において復調出力の導出を一時的に中断する
ように構成され、上記中断の間開では上記ホールドコン
デンサに蓄積された前値情報が代りに導出されるように
構成されている。

〔作　用〕

“このように構成することにより、伝送信号に波形の゛
なまりがあっても、正側振巾変調′／々ルスと極性反転
された負側振１１変調パルスとの結合点において生じる
キャリアノイズが前値ホールドにより除去される。

〔実施例〕

第１図は本発明による絶縁増中器の第１の実施例を示し
、第２図及び第３図はその動作波形図である。第２図Ａ
に示すような信号源出力のアナログ信号は第１図の入力
端子１からボルテージホロワ２を介してスイッチ変調器
３に供給される。このスイッチ変調器３は２連（２回路
２接点形）で、第２図Ｂに示すキャリアクロックの周期
で交互に信号入力側及びコモン（ＣＯＭＭ）側（即ち、
コモン端子４に連らなる信号源側の接地ライン）に交互
に切換えられる。変調器３の一対のスイッチ３’Ａ、３
Ｂの動作はブロック３内の実線及び点線の矢印で示すよ
うに互に逆相であり、これにより第２図Ｃに示すような
二重平衡変調電流が一対の出力３Ｃ，３Ｄ間に結合され
た絶縁トランス６の一次巻線６Ｐに流れる。

スイッチ変調器３は通常電界効果形のトランジスタを用
いてＩＣ化されている。従って各スイッチ素子のオン抵
抗が数百Ωあるので、トランス６の１次巻線６Ｐのイン
ダクタンス分とオン抵抗とが有害なＬＲ時定数回路を形
成しないように、変調器３の出力３Ｃ，３Ｄとトランス
６の１次巻線リートとの間にバッファ−アンプ５Ａ、５
Ｂが挿入されている。この構成によりトランス６の１次
巻線６　Ｐから見た入力信号源のインピーダンスか非常
に小さくなり、時定数による伝送１８号の振１＋歪、位
相遅れが軽減される。従ってキャリアクロックの周波数
をより高くしてより広帯域の伝送特性が得られる。

トランス６の２次巻線６Ｓから得られる伝送出力はスイ
ッチ復調器７に供給され、変調側と同しキャリアクロッ
ク（第２図Ｂ）に基いて同期整流される。このスイッチ
復調器７は伝送入力側のスイッチ変調器３と対称構造を
有する二回路二接点形で、同様にトランジスタスイッチ
でＩ　Ｃ化されている。復調器７を構成する一対のスイ
ッチ７Ａ。

７１３は、信号出力側（ＯＵＴ）及びコモン（Ｃ０Ｍ２
）側（即ち、コモン端子１０に連らなる伝送出力側の接
地ライン）に交互に口つブロック７内の実線及び点線の
矢印で示すように互に逆相で切換えられる。これによっ
て第２図Ａに示す元の入力信号が復調して得られ、ポル
チーシボロワ８を介して出力端子９に導出される。

第３図に基いて復調動作を説明すると、絶縁トランス６
の二次巻″ＫｒＡ６Ｓに生じた伝送出力（第３図Ｂ）は
、復調器７において、第３図Ｃの如く正極性出力Ｓ、は
そのまま負極性出力ＳＮは正側に折返されて、出力端子
９に導出される。

既述のように、変調器３や復調器７を構成する能動スイ
ッチ素子が少なからぬオン抵抗を有し、またトランス６
の１次及び２次巻線はインダクタンス成分を持っている
ので、ＬＲ時定数回路が形成され、トランス３の二次巻
綿３Ｓから得られる出力の立上り及び立下りには、第３
図Ｂのように微少の時間遅れ（なまり）が生じる。この
ようなトランス出力を復調（折返し処理）すると、第３
図Ｃのようなヒゲ状のキャリアリークＣａがキャリアク
ロックの立上り及び立下りにおいて生じる。

第１図の復調器７は、上記キャリアリークＣａを抑圧し
得るように構成されている。即ち、復調器７の各スイッ
チ７Ａ、７Ｂは、復調出力側（ＯＵＴ）及びコモン側（
Ｃ０Ｍ２）に連らなる切換接点の他に何れの接点にも接
続されない中性接点７ｃ、７ｄ　　にュートラル接点）
が設けられている。そして復調器７の出力端０　［Ｊ　
ＴとコモンラインＣ０Ｍ２との間には、ポールトコンデ
ンザｃ１が結合されている。

復調器７のキャリア入力には、第３図へに示すキャリア
クロックＣＫ及び第３図りに示すボールドパルスＳＨ１
＋、Ｓ’Ｈ２がスイッチ信号形成回路１４から与えられ
る。ホールドパルスＳＨＩ、５１−Ｉ　２は、キャリア
クロックＣＫの立−ヒり及び立下りに同期して形成され
る。これらのホールドパルスＳＨＩ、ＳＨ２の区間にお
いて、復調器７のスインチアＡ、７Ｂは夫々中性接点７
ｃ、７ｄに接続される。従ってこのときにはホールドコ
ンデンザＣ１に蓄積された前値情報が第３図Ｃの点線ａ
。

ｂの如くにポルチーシボロワ８を介して出力端子９に導
出される。

この結果、キャリアノイズを除去した出力が端子９から
得られる。なおホールトパルスＳ　Ｉ−（１。

Ｓ　Ｈ２の１１１　（ボールド区間）は伝送系の特性（
ヒゲ状キャリアノイズの［１１）に応して１〜数１Ｉｓ
ｅｃのｌ】に設定する。またボールドコンデン’Ｊ−Ｃ
Ｉの容量は、次段回路の人力インピーダンスに応して上
記のボールド区間をカバーし得る十分な時定数を与える
容量とする。通常は数百〜千数百ＰＦでよい。スイッチ
７ａ、７ｂが中性接点７ｃ：、７ｄに接続されていない
非ホールト時（’Ｊノンプル時では、コンデンサＣＩの
放電時定数は非常に小さく、従って時定数の大きいロー
パスフィルタが形成されることはなく、十分な伝送帯域
が得られる。

なお復調器７が能動素子スイッチで構成されている場合
には、機械的な中性接点７ｃ、７ｄば特に無く、ホール
ドパルスＳＨ１，５ｌ（２によって能動素子スイッチを
非導ｉ１１！　（オフ）にした状態が中性接点に接続し
たホールド状態に対応する。

なお第１図の実施例では、変調器３及び復調器７を駆動
するキャリアクロック（第２図Ｂ）のデユーティ比を正
確に５０％に調整している。デユーティ比を５０％にす
ることにより、平衡変調したときにキャリアクロック半
周期で交互に逆相で混入するノイズや歪が復調時にキャ
ンセルし合い、よりＳ／Ｎが高く又より低歪の伝送特性
が得られる。キャリアクロックのデユーティ比が５０％
からずれると、伝送出力にノイズが重畳し易くなり、ま
た無歪伝送領域（ダイナミックレンジ又はリニアリティ
）が劣化する。また平衡変調を行っているから、デユー
ティ比が５０％からずれると、変調器（復調器）を構成
しているスイッチ対の特性の非対称性が、伝送出力に悪
影響を及ぼし、伝送信号へのキャリアリークが増加する
などの好ましくない現象が生じる。

この実施例においては、キャリアクロックのデユーティ
比を５０％に維持するために、ゼロクロスコンパレータ
を用いている。即ち、クロック入力端子１２に与えられ
たキャリアクロックは分配トランス１３に入力され１．
互に絶縁された変調側及び復調側のクロックに分岐され
る。各クロックはゼロクロスコンパレータ１’ＩＰ、Ｉ
ＩＳにおいテ夫々の接地ｘ　準レベルをスレッショール
ドレベルとしてスライス（クリップ）され、デユーティ
比が完全に５０％のキャリアクロックに整形されてから
、変調器３及び復調器７を駆動するスイ・ノチ信号形成
回路１４に供給される。

従ってこの構成によれば、入力クロックに波形歪があっ
ても、また入力クロックの伝達路が長いために小振巾（
数ｍＶ）となっていても、デユーティ比が正確に５０％
に整形されたキャリアクロックを得ることができる。ま
た整形されたクロ・ツクを用いて変調器（復調器）を構
成している能動スイッチを完全オン及びオフにすること
ができるから、スイッチングの切れが良くなり、キャリ
アリークや伝送歪が減少する。

またクロック入力端子１２に供給された１つのクロック
を分配トランス６で伝送入力側及び出力側にＡＣ的に伝
達し、ゼロクロス検出によって各変復調部においてキャ
リアクロックを再生しているから、各部の接地基準レベ
ルの相違に影響されないで、共通りロソ々システムにす
ることができる。

次に第４図に本発明の絶縁項中器の第２の実施例を示す
。この実施例において第１図と相違する点はパルス変調
器３０及びパルス復調器７０の構成であり、他の共通の
部分には同一の符号が付されている。　　。

第４図のパルス変調器３０は、伝送すべき信号（第２図
Ａ）を共通入力とする正及び負のゲイン＋Ｂ’、−Ｂを
持つ入力アンプ３１Ａ、３１Ｂを備えている。これらの
入力アンプのゲインの絶対値は同一に設定されている。

各入力アンプ３１Ａ。

３１Ｂの出力は１つのスイッチ３２によってキャリアク
ロックの半周期で交互に選択され、バッファーアンプ３
３を介して絶縁トランス６の１次巻線６Ａに供給される
。従ってこの１次巻線には第２図Ｃに示す二重平衡変調
波電流が流れる。

入力アンプ３１Ａ、３１１３．バッファーアンプ３３及
びスイッチ３２から成る変調器３０は、第１図と同様に
バイポーラ又は電界効果形トランジスタでＩＣ化するこ
とができる。この場合も、能動素子で作るスイッチ３２
のオン抵抗が大きくても、バッファーアンプ３３がスイ
ッチ３２とトランスの１次巻線６Ｐとの間に介在されて
いるから、時定数の影響を軽減してキャリア周波数を高
めることができる。

トランス６の２次巻線６Ｓの出力は復調器７０によって
復調（同期整流）され、出力端子９に導出される。復調
器７０は、互に同一の正負のゲイン十Ｂ及び−Ｂを持つ
入力アンプ７１Ａ、７１Ｂを備え、これらの出力をスイ
ッチ７２でキャリアクロツタに同期して交互に選択する
ことにより同期整流が行われる。つまりトランス６を介
して伝送された第３図Ｂの平衡変調波の正側パルスをそ
のまま導出し、負パルスを正パルスに反転して導出し、
これにより第３図Ｃの如くに元の伝送入力を再現する。

従って変調側と復調側とで同相のキャリアクロックを用
いる。スイッチ７２の復調出力はバッファーアンプ７３
を介して出力端子９に導出される。

第１実施例と同様に、復調器７０のスイッチ７２には、
バッファーアンプ７］ａ、７１ｂの出力に連なる切換接
点の他にこれらの接点の何れにも接続されない中性接点
７２ａが設けられている。

また１−記スイソチア２の出力側にはホールドコンデン
サＣ１がコモンラインＣ０Ｍ２との間に結合されている
。スイッチ７２は、第１図と同様にスイッチ信号形成回
路１４の出力によって制御され、第３図りのホールドパ
ルスＳＨＩ、ＳＨ２の区間で中性接点７２ａに接続され
る。この結果、このボールド区間においてホールドコン
デンサＣ１に蓄積された前値情報がバッファーアンプ７
３を通して出力端子２９に導出され、第３図Ｃのａ、　
　ｂの如くにキャリアリークのデグリッジが行われる。

この第２の実施例においては、変調器３０と復調器７０
とは全く同一構成である。つまり同一のＩＣを変調器及
び復調器に用いることができ、製造コストを大幅に低減
することができる。しかも変調器３０においてインピー
ダンス変換用に用いたハソファ＝アンプ３３は、復調器
７０においてはライン送り出し用のバッファーアンプ７
３として用いられる。従って第１図の実施例のようにラ
イン出力アンプとしてボルテージホロワ８を付加する必
要が無く、回路構成をより簡略にすることができる。

更に、第２の実施例においては、変調器３０及び復調器
７０のスイッチ３２．７２がシングルスイッチであるか
ら、この構成により第１図のように２連スイッチ３Ａ、
３Ｂ　（又は７Ａ、７Ｂ）で構成したときに生しるスイ
ッチング特性の非対称性による悪影響を大幅に軽減する
ことができる。

なお第４図の変調器３０及び復調器７０をｒｃ化する場
合には、ホールドコンデンサＣ−の外付は端子をスイッ
チ７２の出力端からＩＣ端子に導出するように構成する
。

〔発明の効果〕

本発明は上述の如く、平衡変調の復調出力に生じるキャ
リアノイズを前値ホールドによって抑圧するようにした
から、ローパスフィルタでもってキャリアノイズを除去
する必要が無く、従って伝送信号の高域が劣化しないの
で、広帯域の伝送特性及び低歪で高精度の伝送特性が得
られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の絶縁増幅器の一実施例を示す回路図、
第２図及び第３図はその動作を説明する波形図、第４図
は別の実施例を示す絶縁増幅器の回路図である。 なお図面に用いた符号において、 ３−−−−−−−−−−−スイッチ変換器３Ａ、３Ｂ　
−一一−−−−スイッチ ５Ａ、５０　−−−バソファーアンプ ６−−−−−−−−−−−絶縁トランス６Ｐ−−−−−
−−＝−−−−−−１次巻線６Ｓ−−−−−一−−−−
−−２次巻線７−−−−−−−−−−−−−スイソチ復
調器７八、７Ｂ−一一−−−−−スイッチ １４−−−−〜−−−−−−−＝−スイッチ信号形成回
路３０〜−−−−−−−−−−−−一−−パルス変調器
３１Ａ、３１Ｂ−−−−−−人力アンプ３２−−−−−
−〜−−−−−−−−スイッチ３３−−−−−一−−−
−−〜−−−−バッファ−アンプ７０−−−−−−−−
パルス復調器 ７１＾、７１［１−−−一−−人力アンプ７２−−−−
一−−−−−−−−スイッチ７３−−−−−一−−−〜
−−−−−−バッファーアンプである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、絶縁トランスと、その入力側の変調器と、出力の復
   調器と、復調出力をホールドするホールドコンデンサと
   を具備し、上述変調器は入力信号に応じた正負交互の振
   幅変調パルス列をキャリアロックに基づいて生成するよ
   うに構成され、上記復調器は、伝送されたトランス出力
   の負側振幅変調パルスを極性反転し正側振幅変調パルス
   と結合して復調出力として導出すると共に、その結合点
   において復調出力の導出を一時的に中断するように構成
   され、上記中断の期間では上記ホールドコンデンサに蓄
   積された前値情報が代わりに導出されるようにした絶縁
   増幅器。 ２、上記復調器は、絶縁トランスの両端に結合された２
   回路２接点のスイッチ手段を備え、キャリアクロックの
   半周期ごとにこのスイッチ手段を切換えてトランス出力
   を正相及び逆相で交互に取出すように構成されていると
   共に、上記スイッチ手段は伝送出力を導出しない中性接
   点を備え、キャリアロックの立上り及び立下りに同期し
   て上記スイッチ手段が所定期間上記中性接点に接続され
   て前値ホールド状態となるようにした特許請求の範囲第
   １項に記載の絶縁増巾器。 ３、上記復調器は、上記絶縁トランスの出力を互に等し
   い正及び負のゲインで導出する一対のアンプと、これら
   のアンプの出力をキャリアクロックの半周期ごとに交互
   に選択して復調出力を導出するスイッチ手段とを具備し
   、上記スイッチ手段は、上記バッファ−アンプの出力の
   何れにも接続されない中性接点を備え、キャリアロック
   の立上り及び立下りに同期して上記スイッチ手段が所定
   期間上記中性接点に接続されて前値ホールド状態となる
   ようにした特許請求の範囲第１項に記載の絶縁増巾器。