JP2007174663A - アナログ増幅器、増幅器モジュールおよび測定デバイスの出力信号を補正する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチングにより引き起こされる、増幅器の入力信号中のジャンプに追随する際における、その物理的に制限された機能に起因する、アナログ増幅器の伝達エラーを補正するための方法を提供すること。
【解決手段】少なくとも１つのセンサ、ならびにセンサおよびアナログ増幅器に接続され、少なくとも１つの変調器および／またはマルチプレクサと、アナログ増幅器と、回路チェーン中におけるアナログ増幅器に続く少なくとも１つの処理ステージとを含む信号処理ユニットを含む測定デバイスにおいて、前記処理ステージは、スイッチングジャンプが起こる時点に応じて、アナログ増幅器と処理ステージとの間に配置され、タイムアウトコントローラによって制御されるスイッチを用いて所定のタイムアウトフェーズ存続期間中にアナログ増幅器から分離され、かつ／またはスイッチングジャンプが起こる時点に応じて、前記処理ステージは、所定のタイムアウトフェーズ存続期間中にタイムアウトコントローラによってブロックされる。
【選択図】図１

Description

本発明は、その信号が信号処理ユニット中で増幅され、変換され、出力デバイスに伝送される方法、増幅器モジュール、および測定デバイスに関する。

アナログ増幅器、とりわけ演算増幅器および差動増幅器は、例えば温度センサ、湿度センサ、力センサ、または圧力センサの出力信号が変換され、処理される信号処理ユニット中において使用される。ほとんどの場合には、センサおよび信号処理ユニットは、いわゆる測定デバイス中へと組み合わされ、産業環境中で使用される。信号処理ユニットに対して非常に厳しい要件を課す有力なグループの測定デバイスが、力測定デバイス、とりわけ重量測定デバイスである。

熱解析機器、バランス測定機器、湿度測定機器などの重量測定デバイスは、精度または測定分解能に課される要件に応じて異なる設計に基づいた力測定セルを組み込んでいる。比較的経済的な設計についての代表的な一例が、変形体と歪みゲージとを有する力測定セルである。

一般的な傾向として、歪みゲージに基づいた力測定セルおよび力測定デバイスは、抵抗測定の原理に従って機能する。力測定セルおよび力測定デバイスは、歪みゲージの抵抗が、歪み、すなわち相対的な長さの変化に比例しており、また長さの変化が、次には力測定セルに作用する力に比例するという現象を利用している。高精度な測定を実施するために、歪みゲージは、多くの場合にブリッジ回路の形で接続される。

ブリッジ回路、ならびに半ブリッジ回路は、ブリッジ回路中で使用される抵抗のうちの少なくとも１つがその抵抗値に関して可変である回路構成としての当技術分野の知られている状態に属するものである。この条件は、知られているセンサの多くによって満たされる。例えば、歪みゲージの電気的抵抗は、歪みゲージが受けている歪みに依存して変化する。

コスト的な理由のために、また簡潔にするために、ユーザは、一般的に測定デバイスのためにＤＣ電源を選択し、したがってＤＣ増幅も選択するが、一般的に知られている技法上の制限に起因して、この選択は、多くの場合に短所を、具体的にはアナログ増幅器中の熱電圧エラーや電圧オフセットエラーなどのＤＣ電圧エラー、ならびに全体回路中における過大な低周波数ノイズを有することもある。異なる材料および温度が接続ジョイントに関与する場合には、熱電圧が、抵抗ブリッジからアナログ増幅器につながる必要とされるケーブルの接続ジョイントにおいて発生する可能性がある。これらのエラーは、受け入れることができる許容限度よりも低く保持される必要があり、あるいは換言すれば、測定信号は、エラー電圧とは明確に異なって見えることが必要である。

回路チェーン中に続くアナログ増幅器中の熱電効果、ノイズ効果、温度効果などの前述の測定エラーは、多くの場合に追加のＡＣ変調技法およびＡＣ増幅技法の適用によって低下させられる。この変調および増幅の技法についてはまた、ＥＰ０７６０９３６Ｂ２号に開示されている。搬送波周波数ジェネレータは、ブリッジ回路に供給されるＡＣ電圧信号（方形波ＡＣ電圧信号）を生成する。ブリッジの出力信号は、対称的な差動増幅器を経由して復調器へと渡される。切換スイッチの形態の復調器は、搬送波周波数ジェネレータによって制御される。

スイッチ型増幅器を有するアナログ増幅器回路は、多数の用途において使用される。この構成においては、測定ブリッジ回路から到着する２つの信号は、それぞれ２つのアナログ切換スイッチを用いて１つの測定フェーズ中に１つの演算増幅器に対して供給される。しかし、第２の測定フェーズ中には、信号接続は、クロスオーバされ（ｃｒｏｓｓ ｏｖｅｒ）、そのために各信号は、それぞれ他の増幅器に対して供給されるようになる。センサ信号のこの交互の切換えは、例えば入力スイッチと同相で動作する２つのさらなるアナログ切換スイッチを用いて再び反転され、２つの増幅されたセンサ信号を直接経路上と、クロスオーバ経路上に交互に置くことになる。

これらの概念は、多数の利点をもたらす。
第１に、演算増幅器のオフセット電圧ドリフトは、抑制することができる。非スイッチ型差動増幅器においては、差動増幅器の２つの出力信号が互いに他方から差し引かれた後にも、出力信号はまた、増幅されたセンサ信号に加えて、差動増幅ファクタが乗ぜられたこれら２つの演算増幅器のオフセット電圧差も含んでいる。スイッチ型差動増幅器においては、第１の演算増幅器のオフセット電圧が、１つのフェーズ中に第１のセンサ信号に加えられるが、第２の演算増幅器のオフセット電圧は、第２のセンサ信号に加えられる。第２の測定フェーズ中のセンサ信号は、センサ信号が演算増幅器に供給される前にクロスオーバされるので、同じセンサ信号は、今や他の演算増幅器の各オフセット電圧を受け取ることになる。したがって、スイッチ型増幅器のオフセット電圧差は、測定フェーズごとにその極性を変化させる。測定フェーズが、例えば十分に高い周波数で互いに続く場合には、極性変化は、低域通過フィルタを用いて信号から除去を可能にするのに十分に高速になる。

第２の利点として、１／ｆノイズを抑制することができる。あらゆる演算増幅器は、ある種の周波数しきい値より低いところでおおよそ１／ｆ−関係に従う、ノイズのかなりの増大を示す。多数の用途においては、例えば歪みゲージの力測定セルを有する力測定デバイスにおいては、例えば０Ｈｚから１Ｈｚの範囲内における静的または非常にゆっくり変化する信号だけが対象となる。非スイッチ型差動増幅器では、これらの低周波数において優位を占める１／ｆノイズが、測定信号の上に重ね合わされ、それによって増幅されたセンサ信号の品質は、ひどく損なわれる。スイッチ型差動増幅器では、差動増幅器またはセンサの入力における切換スイッチは、静的または低周波数のセンサ信号が、周波数範囲において、スイッチコントローラのスイッチオーバ信号と折り重ねられ、また何よりもスイッチオーバ信号の周波数まで引き上げられるようにする。後者が、１／ｆ−周波数しきい値よりも十分に高い場合には、周波数範囲におけるこのポイントでずっと小さい、演算増幅器のホワイトノイズ（ｗｈｉｔｅ ｎｏｉｓｅ）だけが折り重ねられたセンサ信号上に重ね合わされる。ホワイトノイズは、エンジニアリング科学および自然科学において、その振幅が電力密度スペクトル上で一定である物理ノイズとして知られている。ランダム信号の電力は、その電力密度スペクトルを全抵抗上で（負の無限大から正の無限大まで）積分することによって得られる。したがって、理論的な意味におけるホワイトノイズは、無限の信号エネルギーを有する。しかし、実際の場合においては、ホワイトノイズの電力密度は、非常に高い周波数において低下する。

差動増幅器の出力において第２の切換スイッチを用いて、センサ信号は、周波数特性に関してＤＣドメインまたは低周波数ドメインへともう一度折り重ねられる。さらに、演算増幅器の１／ｆノイズは、第２の切換スイッチにより、スイッチオーバ周波数に対して上方に折り重ねられる。このノイズは、その後に低域通過フィルタを用いて抑制することができる。

以上で説明している概念は、望ましい任意の形状の変調についてその主要な有効性が保持される。センサ信号は、例えば差動増幅器に対する入力の位置で正弦波変調することができる。差動増幅器の出力の位置で、信号は、その後に正弦波で制御された復調器を用いて復元することができる。

正弦波信号は、例えばＡＣ電圧源が使用可能な場合に、あるいは長い接続距離にわたっての信号の保全が主要な関心事である場合に選択される。実際には、より低価格をもたらす回路設計のための技術的要件がより少ないことに起因して、方形波信号を用いた変調が定着してきている。このタイプの変調は、多くの場合アナログスイッチを用いて実現される。

方形波ＡＣ変調では、例えばアナログスイッチを用いて増幅器の入力信号は、瞬間的に変化する。しかし、アナログ増幅器は、限られた帯域幅と立ち上がり時間しか有さないので、増幅器の出力信号は、これらの入力信号に速やかに追随することはできない。立ち上がり時間が、制限要素である場合、増幅器の出力信号は、ほぼ時間の線形関数として増加していくことになる。帯域幅が、制限要素である場合には、増幅器の出力信号は、ほぼ指数関数的減衰を伴う過渡的発振を行うことになる。いずれにしても、増幅器の出力信号が、増幅ファクタが乗ぜられた増幅器の入力信号に等しいという仮定は、過渡的発振中にはもはや正しくないことになる。しかし、仮定は、一定の増幅ファクタに基づいている。帯域幅と立ち上がり時間が一定である限り、増幅器出力信号中においてこれらによって引き起こされた伝達エラー（ｔｒａｎｓｆｅｒ ｅｒｒｏｒ）は、一定であると考えることができる。これらの伝達エラーは、例えば固定量としてのスケールファクタに組み込むことができ、したがって消滅することになる。

力測定セルの変形体についての新しい、非常に均一な材料、高度な製造方法、ならびに高精度の歪みゲージが、歪みゲージ技術にも基づいた高分解能の力測定セルを製造することを可能にしてきている。高分解能の力測定セルの性能を利用するためには、信号処理ユニットは、新しい要件に合うように適合化される必要がある。

同じ構造の異なるアナログ増幅器についての広範囲にわたる連続した研究により、アナログ増幅器の帯域幅と立ち上がり時間は、場合によってはユニットごとの、結果の広範な分散を示すという結論、またさらにアナログ増幅器は、同等な温度条件下で異なるように動作する（図１１参照）という結論が導かれた。この場合における用語「ユニット間の分散」は、同じ構造の要素の動作における、お互いに他に対する偏差を意味する。このようにして、研究により、過渡的減衰の速度、したがって結果として生じる振幅エラーが可変であるという結論が導かれてきている。したがって、スケールファクタについても同様に可変であり、同様にユニット間の分散と、温度の影響を受ける。これらの伝達エラーは、ユニット間の分散を個別にバランスさせること、および温度の影響の補償を実施することにより、除去する必要がある。この種のプロシージャは、コストをかなり増加させ、製造プロセスならびに製品をより高価なものにしてしまう。
ＥＰ０７６０９３６Ｂ２号 Ｕ．Ｔｉｅｔｚｅ、Ｃｈ．Ｓｃｈｅｎｋ、「Ｈａｌｂｌｅｉｔｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇｓ−ｔｅｃｈｎｉｋ」（Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｉｇｎ）、第１２版、第１増刷、Ｓｐｒｉｎｇｅｒ Ｖｅｒｌａｇ、Ｂｅｒｌｉｎ ２００２年、Ｃｈａｐｔｅｒ７

したがって、本発明の目的は、測定デバイスの信号処理ユニットの一部分である少なくとも１つのアナログ増幅器の物理的に制限された動作機能に起因する伝達エラーの補正のための方法を開発することにある。さらなる目的は、この方法に従って動作する増幅器モジュールおよび測定デバイスを開発することにある。

この目的を満たす解決方法は、それぞれ請求項１、請求項１１、および請求項１２に説明される方法、増幅器モジュール、および特徴を有する測定デバイスによってもたらされる。本発明の有利なさらなる開発された実施形態については、追加の請求項中で説明されている。

本発明による方法は、スイッチングによってもたらされる増幅器の入力信号中の急激な不連続、すなわちジャンプに追随する際におけるその物理的に制限された機能に起因するアナログ増幅器の伝達エラーを補正する役割を果たす。信号処理ユニットは、少なくとも１つの変調器および／またはマルチプレクサと、アナログ増幅器と、アナログ増幅器に続く少なくとも１つの処理ステージを含んでおり、ここで
ａ）スイッチングするジャンプが起こる時点に応じて、アナログ増幅器の後続の処理ステージは、所定のタイムアウトフェーズ中にアナログ増幅器から分離され、かつ／または
ｂ）スイッチングするジャンプが起こる時点に応じて、アナログ増幅器の後続の処理ステージは、所定のタイムアウトフェーズ中にブロックされる。

タイムアウトを制御するための構成は、スイッチングするジャンプを検出し、それによってタイムアウトフェーズをトリガするための手段を含んでいる。測定デバイスに、スイッチオーバコントローラを含む変調器および／またはマルチプレクサが装備されている場合、タイムアウトコントローラのタイムアウト信号は、スイッチオーバコントローラのスイッチオーバ信号に応じてトリガすることができる。

アナログ増幅器は、ある程度はユニットごとの結果の広範な分散を示すので、またさらにアナログ増幅器は、同等な温度条件下で異なるように動作するので、タイムアウトフェーズの存続期間は、アナログ増幅器の立ち上がり時間に応じてあらかじめ決定されることが好ましい。タイムアウトフェーズの長さが、２と７の間のファクタが乗ぜられたアナログ増幅器の立ち上がり時間に等しい場合、増幅器の出力信号中のユニット間の分散と温度の影響は、アナログ増幅器に続く処理ステージの信号出力より遅くならないうちに、大幅に除去されるようにすることができる。アナログ増幅器の立ち上がり時間は、（単位ｖ／μｓの）スルーレート（ｓｌｅｗ ｒａｔｅ）から計算することができ、スルーレートは通常、増幅器の製造業者のデータシート中にリストアップされる。

帯域幅が、増幅器の制限要素である場合には、出力信号は、特性の時定数を有する指数関数にほぼ従うことになる。理想的には、タイムアウトフェーズの長さは、４と１０の間のファクタが乗ぜられる、アナログ増幅器の時定数に等しい。時定数は、例えば計算により、あるいは測定によって見出すことができる。

理にかなった解決方法としては、タイムアウトフェーズの長さは、したがって２と１０の間のファクタが乗ぜられた、増幅器の立ち上がり時間または時定数に等しく、いずれの場合にも決定は、２つのうちのどちらがより大きな値であるかによって左右されることになる。

本発明の好ましい実施形態においては、アナログ増幅器の後続の処理ステージは、アナログ増幅器と処理ステージとの間に配置されたスイッチを用いてアナログ増幅器から分離され、ここでスイッチは、タイムアウトコントローラ回路によって作動させられる。

本発明のさらなる実施形態においては、信号処理ユニットは、アナログ増幅器の後続の復調スイッチを含んでいる。変調器のスイッチオーバコントローラは、変調された信号の同期式復調を行うために復調スイッチを作動させ、またタイムアウトコントローラは、タイムアウト信号を加えることにより、タイムアウトフェーズ中に復調スイッチを高抵抗レベルに、または高抵抗状態に保持する。

もちろん、アナログ増幅器の後続の処理ステージは、アナログ／デジタル変換器回路であってもよく、ここでタイムアウトフェーズは、トリガ信号スイッチを作動させるタイムアウトコントローラによって生成され、またトリガ信号スイッチは、タイムアウトフェーズ中にＡ／Ｄ変換のために必要となるトリガ信号を中断させる。

アナログ増幅器の後続の処理ステージが、アナログ／デジタル変換器回路である場合には、タイムアウトフェーズは、タイムアウトコントローラと、Ａ／Ｄ変換のために必要とされるトリガ信号を生成するトリガ信号ジェネレータとを組み合わせることにより、生成することができる。トリガ信号ジェネレータとタイムアウトについてのこの組み合わされた制御を用いて、タイムアウトコントローラによって生成されるタイムアウト信号は、タイムアウトフェーズの存続期間中にトリガ信号上に重ね合わされ、あるいはトリガ信号の生成は抑制され、または遅延を伴って作動させられる。

変調器および／またはマルチプレクサにはスイッチオーバコントローラが装備されることが有利であり、そのためにタイムアウトコントローラのタイムアウト信号は、スイッチオーバコントローラのスイッチオーバ信号に応じて生成することができるようになる。

通常は、少なくとも１つのセンサの出力信号が、増幅器の入力信号として増幅器に対して送られる。もちろん少なくとも２つのセンサの出力信号を、マルチプレクサを用いて少なくとも１つのアナログ増幅器に対して逐次的に送ることも可能である。

本発明の有利な実施形態においては、増幅器の入力信号、またはセンサの入力電圧は、変調器を用いて方形波電圧信号として変調されることが好ましい。
前述の信号処理モジュールは、多数の測定デバイス中において使用するための増幅器モジュールとして設計することもできる。この増幅器モジュール、または一体化された増幅器モジュールは、少なくとも１つのスイッチオーバコントローラを有する少なくとも１つの変調器および／またはマルチプレクサと、変調器および／またはマルチプレクサの後続のチェーン中において続いている少なくとも１つのアナログ増幅器と、アナログ増幅器の後に続いている少なくとも１つの処理ステージとを含んでおり、ここで処理ステージは、所定のタイムアウトフェーズ存続期間を有する、増幅器の出力信号中におけるタイムアウトフェーズを生成する役割を果たす少なくとも１つのタイムアウト手段を含んでいる。

信号処理ユニットはまた、少なくとも１つの信号処理ユニットに加えて少なくとも１つのセンサを含む測定デバイス中において構成することもできる。信号処理ユニットは、スイッチオーバコントローラを有する変調器および／またはマルチプレクサを含んでいる。変調器および／またはマルチプレクサには、少なくとも１つのアナログ増幅器が続いており、また増幅器には、少なくとも１つの処理ステージが続いている。信号処理ユニットは、所定のタイムアウトフェーズ存続期間を有する、増幅器の出力信号中のタイムアウトフェーズを生成する役割を果たす少なくとも１つのタイムアウト手段をさらに含んでいる。

測定デバイスの一実施形態においては、変調器は、アナログ増幅器の直前に配置され、増幅器の入力信号の変調を行う役割を果たして、オフセット電圧ドリフトおよび１／ｆノイズに関する前述の問題を回避する。

測定デバイスの好ましい実施形態においては、変調器は、構成中において少なくとも１つのセンサの前に配置され、ここで変調器は、センサの供給電圧の変調と、したがって増幅器の入力信号の変調を行う役割を果たす。

本発明の特に好ましい実施形態においては、タイムアウトデバイスは、信号処理デバイスに属するスイッチと、スイッチに接続されたタイムアウトコントローラから構成される。理想的には、スイッチオーバコントローラのスイッチオーバ信号は、タイムアウトコントローラを作動させるのに適した性質のものであり、そのために入力信号中のスイッチングするジャンプの検出には、追加の要素が必要ではないようになる。

タイムアウトコントローラは、異なるやり方で制御信号を生成することができる。タイムアウト信号を生成する機能は、例えば追加の信号ジェネレータと、信号ジェネレータの信号とスイッチオーバ信号とを組み合わせる排他的論理和要素によって実施することができる。信号ジェネレータの信号とスイッチオーバ信号は、排他的論理和要素の信号入力端子に向けられる。排他的論理和要素は、Ｕ．Ｔｉｅｔｚｅ、Ｃｈ．Ｓｃｈｅｎｋ、「Ｈａｌｂｌｅｉｔｅｒｓｃｈａｌｔｕｎｇｓ−ｔｅｃｈｎｉｋ」（Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｄｅｓｉｇｎ）、第１２版、第１増刷、Ｓｐｒｉｎｇｅｒ Ｖｅｒｌａｇ、Ｂｅｒｌｉｎ ２００２年、Ｃｈａｐｔｅｒ７中において説明されているいわゆる排他的論理和機能を実施する。入力値が等しくなくなるとすぐに、排他的論理和要素の出力は、１の値を取る。したがって、タイムアウトフェーズとフェーズ存続期間は、スイッチオーバ信号に対する信号ジェネレータの信号のフェーズオフセットによって制御される。

本発明を実現する前述の方法の代わりに、もちろん信号ジャンプの発生についての適切な検出器を用いて増幅器の入力信号を監視することが可能である。検出器がスイッチングするジャンプを検出するとすぐに、対応する信号が、タイムアウトコントローラに送られ、タイムアウトフェーズをトリガする。

さらなる一実施形態においては、測定デバイスは、復調スイッチが回路チェーン中でアナログ増幅器の後に続くように配置された復調スイッチを含んでいる。変調器のスイッチオーバコントローラに接続された復調スイッチは、復調スイッチ中で一体化された高インピーダンススイッチングステージを含んでおり、あるいは復調スイッチは、高インピーダンス状態に保持することができる。復調スイッチは、タイムアウトコントローラに接続され、ここでスイッチオーバコントローラのスイッチオーバ信号は、高インピーダンススイッチングステージのタイムアウト制御を作動させるのに適した性質のものであり、タイムアウトコントローラによって生成されるタイムアウト信号は、スイッチオーバ信号上で組み合わせ、または重ね合わせることができる。

測定デバイス中においてアナログ増幅器の後に続く処理ステージが、アナログ／デジタル変換器回路である場合、タイムアウト手段は、トリガ信号スイッチと、トリガ信号スイッチに接続されたタイムアウトコントローラであってもよく、ここでトリガ信号スイッチは、Ａ／Ｄ変換のために必要とされるトリガ信号を中断する。理想的には、この場合にも、スイッチオーバコントローラのスイッチオーバ信号は、タイムアウトコントローラを作動させ、またはトリガするために使用される。

アナログ増幅器の後続の処理デバイスがアナログ／デジタル変換器回路である測定デバイス中のさらなるタイムアウト手段は、Ａ／Ｄ変換のために必要とされるトリガ信号のうちの１つまたは複数の信号を生成する役割を果たす組み合わされたトリガ信号ジェネレータおよびタイムアウトコントローラとから成ることが可能であり、ここでスイッチオーバコントローラのスイッチオーバ信号は、タイムアウトコントローラを作動させるのに適しており、またタイムアウトコントローラは、トリガ信号を解放し、またはブロックする役割を果たす。

測定デバイスの少なくとも１つのセンサは、湿度センサ、温度センサ、圧力センサ、歪みゲージを有する力測定セル、または電磁力補償の原理による力測定セルであってもよい。

信号処理ユニットの設計に応じて、増幅器の出力信号は、信号がジャンプをタイムアウトすることにより「クリーンアップ（ｃｌｅａｎ ｕｐ）」された後に、様々な手段によって理想的なアナログ増幅器またはデジタル増幅器から期待される、増幅器の出力信号の形式に持ち込むことができる。アナログの種類の信号処理ユニットにおいて、増幅器の出力信号を適合させる最も簡単な方法は、Ｒ／Ｃ低域通過部材を用いるものである。これは、古典的なサンプル・アンド・ホールドの概念によるものである。タイムアウトフェーズの失われた信号の部分がブリッジされないが固定された電圧、例えば０．０ボルトに設定される場合、回路チェーン中におけるＡ／Ｄ変換器に続くプロセッサを用いて補正ファクタを適用することにより、Ａ／Ｄ変換器を離れるデジタル化された測定信号を補正することがもちろん可能でもある。

高精度測定デバイスにおいては、必要とされる精度を満たすために非常な高精度で機能する増幅器を使用することが、今まで必要であった。これらの高精度で高速な増幅器は、非常に高価であり、大量の電流を消費する。したがって、本発明による方法を使用することにより、測定デバイスの精度を損なわずに非常に費用対効果の大きいあまり高精度でない増幅器を使用する問題のない方法が提供される。これは、信号処理ユニットが、回路チェーン中において互いに後に続くいくつかの増幅器を有し、また増幅器のすべてのエラーが、増幅器チェーンの端部において単一のタイムアウト手段を用いて除去される場合に、特に当てはまる。

もちろん、個別の各増幅器は、それ自体のタイムアウト手段を有することも可能である。このタイプの設計概念が、前述の方法を実施するように動作可能である一体化された増幅器モジュールとして実装されることが理想的である。

本発明について、以降では図面を参照してより詳細に説明している。

図１は、ホイートストーンブリッジ回路の形式で示されるセンサ１０を有する測定デバイス５０の概略的な図を与えるものである。実際のセンサ要素は、その電気抵抗の量が可変である必要があり、そのためにその抵抗値は、理想的な場合に測定すべきパラメータに対する線形依存性を示し、または少なくとも知られている体系的な関係に従ってパラメータに従うようになる。知られているように、フルブリッジ回路中の４個の体系的に表された抵抗Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３、Ｒ_４のうちの少なくとも１つ、または半ブリッジ中の２個の抵抗Ｒ_１、Ｒ_２のうちの少なくとも１つは、可変である。力測定セルの歪みゲージは、この種の回路構成についての一例を表すものである。動作電圧Ｕ_０が、ホイートストーンブリッジ回路のノードＫ_１およびＫ_２に印加される。これら２つのノードＫ_３およびＫ_４は、これらがちょうど名前が付けられている、逐次的な順序で互いに他の後に続くように接続された異なる処理ステージＭＯ、ＤＯＰ、ＤＭＯ、ＳＷ、ＳＨ、ＡＤ、ＡＥを含む信号処理ユニット２０に接続されている。信号処理ユニットの第１の処理ステージは、少なくとも２つのスイッチング接点ＳＫ_１、ＳＫ_２を有する変調器ＭＯであり、ここでスイッチング接点ＳＫ_１は、ノードＫ_３に接続され、スイッチング接点ＳＫ_２は、ノードＫ_４に接続されている。スイッチング接点ＳＫ_１、ＳＫ_２のスイッチ位置に応じて、ノードＫ_３およびＫ_４は、常に電気的には互いに分離されているが、差動増幅器ＤＯＰのうちの第１の増幅器ＯＰ_１の増幅器信号入力端子、または第２の増幅器ＯＰ_２の増幅器信号入力端子に交互に接続される。差動増幅器ＤＯＰには、回路チェーン中において復調器ＤＭＯが続き、復調器ＤＭＯの設計は、変調器ＭＯの設計と同じである。したがって、復調器ＤＭＯは、同様に少なくとも２つの入力端子と、少なくとも２つの出力端子と、少なくとも２つのスイッチング接点ＳＫ_３、ＳＫ_４とを有し、スイッチング接点ＳＫ_３は、増幅器ＯＰ_１の増幅器出力端子に接続され、スイッチング接点ＳＫ_４は、増幅器ＯＰ_２の増幅器出力端子に接続されている。４つのスイッチング接点ＳＫ_１、ＳＫ_２、ＳＫ_３、ＳＫ_４は、スイッチオーバコントローラを用いて同期式に作動させられる。復調器ＤＭＯには、復調器ＤＭＯと少なくとも同じ数のスイッチング接点ＳＫ_５、ＳＫ_６を有するスイッチＳＷが回路チェーン中において続いている。これら２つのスイッチング接点ＳＫ_５、ＳＫ_６のそれぞれは、復調器ＤＭＯの一方の出力端子に接続され、これらの出力端子を、後続の処理ステージＳＨ、ＡＤ、ＡＥに接続するか、またはこれらの出力端子を高インピーダンスにスイッチングする。したがって、復調器ＤＭＯの出力端子は、後続の処理ステージＳＨ、ＡＤ、ＡＥに接続されるか、またはこれらから分離されるかのいずれかになる。スイッチング接点ＳＫ_５、ＳＫ_６は、タイムアウトコントローラＡＳを用いて作動させられる。好適にはタイムアウトコントローラＡＳは、信号接続Ｓ_Ｌを用いてスイッチオーバコントローラＵＳに接続され、そのためにスイッチオーバコントローラＵＳのスイッチオーバ信号Ｓ_ＳＷが、同時にタイムアウト信号Ｓ_Ａをトリガする役割を果たすようになる。トリガは、スイッチング接点ＳＫ_５、ＳＫ_６を高インピーダンスに設定する。タイムアウトフェーズ存続期間は、固定量として定義し、メモリに記憶することができる。しかし、タイムアウトコントローラＡＳはまた、タイムアウトフェーズの存続期間を初期化中に計算することを可能にし、その結果存続期間が動作フェーズ中には固定された設定のままであるようにする、プロセッサやメモリなどの手段を含むこともできる。タイムアウトフェーズの終わりに、スイッチング接点ＳＫ_５、ＳＫ_６は、リセットされ、そのために復調器ＤＭＯの出力端子が再び後続の処理ステージＳＨ、ＡＤ、ＡＥに接続されるようになる。もちろん、タイムアウトフェーズ存続期間は、タイミング部材を用いてハードウェアの形で定義することもできる。したがって、タイムアウトサイクルは、変調器ＭＯおよび復調器ＤＭＯのスイッチオーバサイクルに従う。後続の処理ステージＳＨ、ＡＤ、ＡＥは、信号のさらなる処理を行う役割を果たすにすぎず、信号経路ごとの１つのＲ／Ｃ低域通過部材から成るサンプル・アンド・ホールド処理ステージＳＨは、タイムアウトフェーズ上でブリッジする役割を果たす。アナログ信号は、通常アナログ／デジタル変換器回路ＡＤを用いてデジタル信号に変換され、さらに演算処理するためのプロセッサに対して、またはインジケータユニットＡＥに対して向けられる。本実施例においては、２つのＡ／Ｄ変換器ＡＤ_１、ＡＤ_２のうちの一方が各信号経路に割り当てられる。図１に示されるすべての信号については、図４との関連で詳細に説明することにする。

センサ１０と信号処理ユニット２０を有する測定デバイス５０が、図２に概略的に示されている。すべての要素は、図１の要素に対応し、タイムアウトコントローラＡＳが、もっと特別に詳細に示されている。タイムアウトコントローラＡＳは、信号ジェネレータＳＧと排他的論理和要素ＥＸＯＲから構成される。信号ジェネレータの信号Ｓ_ＳＧとスイッチオーバ信号Ｓ_ＳＷは、排他的論理和要素ＥＸＯＲの信号入力端子に向けられる。入力値Ｓ_ＳＧ、Ｓ_ＳＷが等しくなくなるとすぐに、タイムアウト信号Ｓ_Ａは、スイッチング接点ＳＫ_５、ＳＫ_６を作動させる。これが、どのようにしてタイムアウトフェーズ、ｔ_１からｔ_２、ｔ_３からｔ_４、ｔ_５からｔ_．．．が、スイッチオーバ信号Ｓ_ＳＷに対する信号ジェネレータの信号Ｓ_ＳＧのフェーズオフセットを用いて設定されるフェーズ存続期間と共に生成されるかである。図２に示される信号のすべてについて、図４の関連で以下に詳細に説明することにする。

図３は、センサ１１０を有し、信号処理ユニット１２０を有する測定デバイス１５０を概略的に示している。図１の復調器ＤＭＯとスイッチＳＷがない点以外は、他のすべての要素は、図１の要素に対応する。回路中の個々の処理ステージの構成に関して、図１との違いは単に、センサ１５０が今や変調器ＭＯと差動増幅器ＤＯＰとの間に配置されて、ＡＣ電圧で動作させられる測定ブリッジ回路の前述の利点からの恩典を得るようになっていることにすぎない。図１の回路と比べて図３に示される回路の顕著な違いは単に、図１の関連で説明された復調器ＤＭＯとスイッチＳＷの処理ステージは今や、互いに組み合わされていることにすぎない。復調スイッチＤＭＳＷ中には、高インピーダンスのスイッチングステージＳ_Ｐ３が一体化されており、高インピーダンスのスイッチングステージＳ_Ｐ３は、復調スイッチＤＭＳＷの信号出力におけるスイッチング接点ＳＫ_７、ＳＫ_８のそれぞれのこれら２つのスイッチング位置Ｓ_Ｐ１とＳ_Ｐ２との間に配置されている。スイッチングステージＳ_Ｐ３を使用する代わりに、スイッチング接点ＳＫ_７、ＳＫ_８が、スイッチング位置Ｓ_Ｐ１とＳ_Ｐ２との間の高インピーダンス状態に保持される場合、ユーザは、同じ目的を達成することができる。スイッチオーバコントローラＵＳならびにタイムアウトコントローラＡＳは、スイッチング接点ＳＫ_７、ＳＫ_８に作用し、そのためにタイムアウトフェーズが、例えばコントローラ要素ＡＳおよびＵＳの制御信号を互いに重ね合わせることにより、生成されるようになる。

図４は、図１、２および３中で生じる最も重要な信号プロファイルを示すものである。第１のグラフは、スイッチオーバ制御信号Ｓ_ＳＷの可能な時間プロファイルを示している。第２のグラフは、第１の増幅器ＯＰ_１の出力における第１の出力信号Ｓ_Ｏ１を示している。図１１にも示され、説明の関連する部分において以下で詳細に説明しているように、立ち上がり時間と帯域幅は制限されており、これは出力信号に影響を及ぼすことが明らかに分かる。同様に、スルーレートα_１、α_２は、周期ごとに変化し得ることが明らかに分かる。

第３のグラフは、第２の増幅器ＯＰ_２の第２の出力信号Ｓ_Ｏ２を示している。この場合にも、限られた立ち上がり時間と帯域幅の影響が明らかに分かる。第４のグラフは、可能なタイムアウト信号Ｓ_Ａを示し、ここでは低いアクティブなスイッチングレベルで示されている。第５のグラフは、スイッチング接点ＳＫ_５、ＳＫ_６が、第１のグラフで示されるスイッチオーバ信号Ｓ_ＳＷによって同様に作動させられる場合に、第１の出力信号Ｓ_Ｏ１Ｃが復調器ＤＭＯの後に現れる形式で第１の復調された出力信号Ｓ_Ｏ１Ｃを表す。タイムアウトフェーズｔ_１からｔ_２、ｔ_３からｔ_４、およびｔ_５からｔ_．．．の間の第１の復調された出力信号Ｓ_Ｏ１Ｃ中の一時的スランプＥ_１、Ｅ_２、Ｅ_３が、明らかに分かる。破線は、第１の出力信号Ｓ_Ｏ１Ｃが、復調され、サンプル・アンド・ホールド処理ステージＳＨのＲＣ低域通過フィルタを用いてフィルタされた後に、第１のＡ／Ｄ変換器ＡＤ_１の入力に現れるときの出力信号Ｓ_Ｏ１ＣＦを示している。個々のサンプルフェーズＳＭとホールドフェーズＨＯが、同様にグラフ中に示され、サンプリングと保持のフェーズが、どのようにしてタイムアウト信号Ｓ_Ａに従って交代するかを明らかに示す。第６のグラフは、同様に復調器の後の対応する第２の復調された出力信号Ｓ_Ｏ２Ｃと、第２のＡ／Ｄ変換器ＡＤ_２の入力における関連する復調され、フィルタされた第２の出力信号Ｓ_Ｏ２ＣＦとを示している。

図５に概略的に示されるそのセンサ２１０とその信号処理ユニット２２０を有する測定デバイス２５０は、センサ２１０から復調器ＤＭＯの信号出力端子までの回路中の処理ステージと構成に関して図１中に示される実施形態と同様な設計である。ここでも、差動増幅器ＤＯＰが、２つの増幅器ＯＰ_１およびＯＰ_２と共に使用される。スイッチＳＷとサンプル・アンド・ホールド回路ＳＨの２つの処理ステージの代わりに、復調器ＤＭＯの信号出力端子のそれぞれは、各Ａ／Ｄ変換器ＡＤ_１、ＡＤ_２の信号入力端子に直接に接続される。ある種のＡ／Ｄ変換器が使用される場合には、サンプル・アンド・ホールド処理ステージＳＨは、省略することができる。タイムアウトフェーズを生成するために、タイムアウトコントローラＡＳは、タイムアウトフェーズの存続期間にわたってトリガ信号ジェネレータＴＲとＡ／Ｄ変換器ＡＤ_１、ＡＤ_２との間のトリガ信号接続２２１を中断するトリガ信号スイッチＴＳＷを作動させる。知られているように、Ａ／Ｄ変換器がトリガ信号を受け取る場合に限り、Ａ／Ｄ変換器は、その機能を実施する。したがって、トリガ信号接続２２１を中断させることにより、Ａ／Ｄ変換はブロックされる。後続の処理ステージは、図１と同じタイプのもの、すなわちさらに演算を処理するためのプロセッサまたはインジケータユニットＡＥである。図５に示される信号のすべてについて、以下に続く図６の説明中で詳細に説明することにする。

図６は、図５中で生じる最も重要な信号プロファイルを示すものである。第１のグラフは、スイッチオーバ制御信号Ｓ_ＳＷの可能な時間プロファイルを示している。第２のグラフは、第１の増幅器ＯＰ_１の出力における第１の出力信号Ｓ_Ｏ１を示している。同様な表現で、第３のグラフは、第２の増幅器ＯＰ_２の第２の出力信号Ｓ_Ｏ２を示している。第４のグラフは、可能なタイムアウト信号Ｓ_Ａを示しており、ここでは低いアクティブなスイッチングレベルで示されている。第５のグラフは、スイッチング接点ＳＫ_５、ＳＫ_６が、第１のグラフで示されるスイッチオーバ信号Ｓ_ＳＷによって同様に作動させられる場合に、第１の出力信号Ｓ_Ｏ１Ｃが復調器ＤＭＯの後に現れる形式で第１の復調された出力信号Ｓ_Ｏ１Ｃを表す。タイムアウトフェーズｔ_１からｔ_２、ｔ_３からｔ_４、およびｔ_５からｔ_．．．の間の第１の復調された出力信号Ｓ_Ｏ１Ｃ中の一時的スランプＥ_１、Ｅ_２、Ｅ_３が、明らかに分かる。第７のグラフは、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ_１、ＡＤ_２についての可能なトリガ信号Ｓ_ＴＲを示している。明らかに分かるように、トリガ信号スイッチＴＳＷを作動させるタイムアウト信号Ｓ_Ａは、タイムアウトフェーズｔ_１からｔ_２、ｔ_３からｔ_４、およびｔ_５からｔ_．．．の間にＡ／Ｄ変換器のトリガを抑制する。

図７に示される測定デバイス３５０は、実質的に図５の実施形態と同じ構成要素を有する。回路中の構成は、同様に図５に類似しており、以上で説明している。図７が示すように、タイムアウトおよびトリガ信号Ｓ_ＴＲＡは、トリガ信号ジェネレータと、タイムアウトコントローラとを含む組み合わされたユニットＴＲＡＳ中で生成することもできる。この構成では、図５のトリガ信号スイッチＴＳＷが、除去されている。この種の組み合わされたコントローラは、ハードウェアおよび／またはソフトウェアを用いて実現することができる。例えば、タイムアウト信号Ｓ_Ａは、トリガ信号Ｓ_ＴＲの生成に直接に作用することができ、すなわち抑制を引き起こすことができる。組み合わされたトリガ信号Ｓ_ＴＲＡでは、Ａ／Ｄ変換器ＡＤ_１、ＡＤ_２のＡ／Ｄ変換は、タイムフェーズｔ_２からｔ_３、ｔ_４からｔ_{５、．．．}の間イネーブルにされ、タイムアウトフェーズｔ_１からｔ_２、ｔ_３からｔ_４、ｔ_５からｔ_．．．の間ブロックされる。図８に示されるように、単一の組み合わされたトリガ信号Ｓ_ＴＲＡだけが、各変調器フェーズ中にＡ／Ｄ変換器について生成される。しかし、変換の開始は、Ａ／Ｄ変換器の入力端子における信号にエラーがないように、タイムアウトコントローラによって制御することができる。スイッチオーバコントローラＵＳが、組み合わされたコントローラＴＲＡＳに一体化される場合には、コントローラ構成要素のさらなる一体化さえ、同様に可能となる。

図８に示される信号プロファイルＳ_ＳＷ、Ｓ_Ｏ１、Ｓ_Ｏ２、Ｓ_Ｏ１Ｃ、Ｓ_Ｏ２ＣおよびＳ_Ａは、図６中の同じ記号によって識別される信号プロファイルに正しく対応している。第７のグラフは、Ａ／Ｄ変換器についての可能な組み合わされたトリガ信号Ｓ_ＴＲＡを示している。グラフにより、タイムアウトフェーズｔ_１からｔ_２、ｔ_３からｔ_４、ｔ_５からｔ_．．．の終了後に、すなわち増幅器の出力信号のうちの、間違った部分の後に、どのようにしてタイムアウト信号Ｓ_Ａが、Ａ／Ｄ変換器の開始をトリガするかが明らかになる。変換時間ｔ_ＡＤ１、ｔ_ＡＤ２、ｔ_ＡＤ３、．．．は、破線により示される。これらの時間間隔中に、変換すべき信号Ｓ_Ｏ１Ｃ、Ｓ_Ｏ２Ｃは、増幅器の過渡的発振によって悪影響を及ぼされてはいけない。

図９は、複数のセンサ、または力測定セル４１０、４１１、４１２、４１３、４１４を有し、マルチプレクサＭＸが装備された信号処理ユニット４２０を有する測定デバイス４５０を概略的に示している。測定デバイス４５０と、信号処理ユニット４２０について一般的に適用可能なこのさらなる構成では、増幅器の入力信号Ｓ中のスイッチングジャンプに追随する、信号処理ユニットの物理的に限られた機能に起因するアナログ増幅器ＯＰの伝達エラーは、同様に本発明による方法によって防止される。例えばいくつかのセンサ４１０、４１１、４１２、４１３、４１４のセンサ信号が、マルチプレクサＭＸを介して増幅器ＯＰに逐次的に供給される場合には、増幅器の出力信号Ｓ_Ｏ中のこのタイプの伝達エラーが、生じる可能性がある。この場合には、増幅器の出力は、スイッチング接点ＳＫの各スイッチングイベントの後に新しい値を設定する必要がある。前述の方法と同様に、後続の処理ステージは、図１、２および３に示されるように、影響を受けた信号部分Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３のそれぞれの間に、分離することができる。もちろん、さらなる処理はまた、図５または図６中に示されるように、タイムアウトフェーズｔ_１からｔ_２、ｔ_３からｔ_４、ｔ_５からｔ_．．．の間に組み合わされたトリガ信号タイムアウトスイッチＴＲＡＳを用いて、後続の処理ステージ、すなわちこの場合にはアナログ／デジタル変換器ＡＤをブロックすることにより、抑制することもできる。信号接続Ｓ_Ｌを用いて、組み合わされたトリガ信号タイムアウトスイッチＴＲＡＳは、マルチプレクサＭＸのスイッチオーバコントローラＵＳと調和させられ、それによって組み合わされたトリガ信号Ｓ_ＴＲＡのタイムアウトフェーズは、スイッチオーバ信号Ｓ_ＷＸと同期させられる。

図１０は、図９中で生じる最も重要な信号プロファイル、すなわちＳ_ＳＷＸ、Ｓ_Ｏ、Ｓ_ＡおよびＳ_ＴＲＡを示すものである。第１のグラフは、マルチプレクサスイッチオーバ制御信号Ｓ_ＳＷＸの可能な時間プロファイルを示しており、値は、１６進数コードで示されている。

第２のグラフは、増幅器の可能な出力信号Ｓ_Ｏを表している。このグラフも、同様に増幅器ＯＰの立ち上がり時間と帯域幅が、どのようにして制限されるかと、これが増幅器の出力信号Ｓ_Ｏに対して及ぼす影響を明らかに示している。増幅器の出力信号Ｓ_Ｏは、異なる測定セルの出力信号から構成されるので、異なる信号周期の各振幅は、同様に互いに異なる。第３のグラフは、組み合わされたトリガ信号タイムアウトコントローラが、外部に対して送っていないが、組み合わされたトリガ信号Ｓ_ＴＲＡを生成する内部処理を行う役割を果たす可能なタイムアウト信号Ｓ_Ａを示している。

第４のグラフは、Ａ／Ｄ変換器についての組み合わせられたトリガ信号Ｓ_ＴＲＡを示している。グラフは、影響を受けた増幅器の出力信号Ｓ_Ｏの欠陥のある信号部分Ｅ_１、Ｅ_２、Ｅ_３の終了後に、どのようにしてタイムアウト信号Ａ_Ｓが、Ａ／Ｄ変換器の開始をトリガするかを明らかにする。変換時間間隔ｔ_ＡＤ１、ｔ_ＡＤ２、ｔ_ＡＤ３、．．．は、破線により示される。これらの時間間隔中に、変換すべき信号は、増幅器の過渡的発振によって悪影響を及ぼされてはいけない。

図１１は、同じ構造の増幅器中のユニット間の分散と、温度の影響を示す役割を果たす、当技術分野の既存の状態による増幅器回路の異なる信号プロファイルを示すものである。時刻ｔ_１における増幅器の入力信号Ｓ_ＯＰｉｎのジャンプと、時刻ｔ_２におけるさらなるジャンプと共に、理論的な増幅器の出力信号Ｓ_{ＯＰｏｕｔＴ}は、同様にジャンプのように時間遅延なしに増幅器の入力信号Ｓ_ＯＰｉｎに追随する。しかし実際には、増幅器は、その機能の物理的制限に起因して全く異なった動作を示す。増幅器は、スルーレートαから計算することができるある種の立ち上がり時間τを有する。しかし、フィードバック抵抗およびフィードバックキャパシタによって深刻な影響を受け、ほぼ指数関数に従う、増幅器の過渡的応答動作が、応答信号のこの理論的な立ち上がりに重ね合わされる。これは、例えば増幅器の２０°Ｃの動作温度において、出力信号グラフＳ_{ＯＰｏｕｔ１}に従う増幅器の出力信号をもたらす。この信号が、引き続き低域通過フィルタを用いて平滑化される場合、結果として生じる信号は、一般に信号グラフＳ_{ＯＰｏｕｔＦ}のように成形される。測定が、同じ温度で第２の同様に構築された増幅器上で行われる場合、第２の増幅器は、例えば図１１中の出力信号のグラフＳ_{ＯＰｏｕｔ２}によって表されるように第１の増幅器からずれた出力信号を有しているかも知れない。１つの同じ構成要素を伴う実験はまた、過渡的動作が異なる動作温度と共に大きく変化することになるという結論をもたらしている。したがって、６０°Ｃの動作温度における第１の増幅器の出力信号は、例えば出力信号グラフＳ_{ＯＰｏｕｔ３}に従う可能性がある。明らかに、これらの３つのグラフのフィルタされた増幅器の出力信号はまた、異なる振幅を有することになる。

本発明による方法は、歪みゲージ力測定トランスデューサを有する測定デバイスに適用可能であるばかりでなく、本発明による方法が、電磁力補償の原理に従って動作する測定デバイス中において使用することもできることは、自明である。さらに、湿度センサ、温度センサ、電界効果トランジスタセンサなどのセンサのどのような出力信号も、アナログ増幅器を用いて増幅することができ、また本発明による方法を用いて、増幅器の出力信号については、スイッチングアクティビティに起因する増幅器の入力信号におけるジャンプに追随するアナログ増幅器の物理的に制限された機能に起因する、アナログ増幅器の伝達エラーをなくすることが可能である。

ホイートストーンブリッジの形式で示されるセンサを有し、スイッチと、スイッチに接続されたタイムアウトコントローラとを含むタイムアウト手段が装備された信号処理ユニットを有する測定デバイスを概略的に示す図である。 信号ジェネレータと排他的論理和要素を含むタイムアウトコントローラを有する、図１の測定デバイスを示す図である。 ホイートストーンブリッジの形式で示されるセンサを有し、復調器中に一体化された高インピーダンススイッチングステージと、復調器に接続されたタイムアウトコントローラとを含むタイムアウト手段が装備された信号処理ユニットを有する測定デバイスを概略的に示す図である。 図１、２および３において生じる最も重要な信号プロファイルを示す図である。 ホイートストーンブリッジの形式で示されるセンサ、または力測定セルを有し、トリガ信号スイッチと、トリガ信号スイッチに接続されたタイムアウトコントローラとを含むタイムアウト手段が装備された信号処理ユニットを有し、トリガ信号スイッチが、Ａ／Ｄ変換のために必要とされるトリガ信号ジェネレータのトリガ信号を中断する測定デバイスを概略的に示す図である。 図５において生じる最も重要な信号プロファイルを示す図である。 ホイートストーンブリッジの形式で示されるセンサ、または力測定セルを有し、トリガ信号スイッチとタイムアウトコントローラとの組合せを含むタイムアウト手段が装備された信号処理ユニットを有し、タイムアウトコントローラがトリガ信号の解放およびブロックを引き起こす測定デバイスを概略的に示す図である。 図７において生じる最も重要な信号プロファイルを示す図である。 いくつかのセンサまたは力測定セルを有し、マルチプレクサと、トリガ信号スイッチとタイムアウトコントローラの組合せを表すタイムアウト手段とが装備された信号処理ユニットを有し、タイムアウトコントローラが、トリガ信号の解放とブロックを引き起こす測定デバイスを概略的に示す図である。 図９において生じる最も重要な信号プロファイルを示す図である。 従来技術の状態による増幅器回路の異なる信号プロファイルを表して、異なるユニット間の特性における分散を示し、温度の影響を示す図である。

符号の説明

１０、１１０、２１０ センサ
２０、１２０、２２０、４２０ 信号処理ユニット
５０、１５０、２５０、３５０、４５０ 測定デバイス
２２１ トリガ信号接続
４１０、４１１、４１２、４１３、４１４ センサまたは力測定セル
ＡＤ アナログ／デジタル変換器回路
ＡＤ_１ 第１のＡ／Ｄ変換器
ＡＤ_２ 第２のＡ／Ｄ変換器
ＡＥ インジケータユニット
ＡＳ タイムアウトコントローラ
ＤＭＯ 復調器
ＤＭＳＷ 復調スイッチ
ＤＯＰ 差動増幅器
Ｅ_１、Ｅ_２、Ｅ_３ 一時的スランプ
ＥＸＯＲ 排他的論理和要素
ＨＯ ホールドフェーズ
Ｋ_１、Ｋ_２、Ｋ_３、Ｋ_４ ノード
ＭＯ 変調器
ＭＸ マルチプレクサ
ＯＰ アナログ増幅器、増幅器
ＯＰ_１ 第１の増幅器
ＯＰ_２ 第２の増幅器
Ｒ_１、Ｒ_２、Ｒ_３、Ｒ_４ 抵抗
Ｓ 増幅器入力信号
Ｓ_Ａ タイムアウト信号
ＳＧ 信号ジェネレータ
ＳＨ サンプル・アンド・ホールド処理ステージ
ＳＫ スイッチング接点
ＳＫ_１、ＳＫ_２、ＳＫ_３、ＳＫ_４、ＳＫ_５、ＳＫ_６、ＳＫ_７、ＳＫ_８ スイッチング接点
Ｓ_Ｌ 信号接続
ＳＭ サンプルフェーズ
Ｓ_Ｏ 増幅器出力信号
Ｓ_Ｏ１ 第１の出力信号
Ｓ_Ｏ１Ｃ 第１の復調された出力信号
Ｓ_Ｏ１ＣＦ 第１の復調されフィルタされた出力信号
Ｓ_Ｏ２ 第２の出力信号
Ｓ_Ｏ２Ｃ 第２の復調された出力信号
Ｓ_Ｏ２ＣＦ 第２の復調されフィルタされた出力信号
Ｓ_Ｐ１、Ｓ_Ｐ２ スイッチ位置
Ｓ_Ｐ３ 高インピーダンススイッチングステージ
Ｓ_ＳＧ 信号ジェネレータ信号
Ｓ_ＳＷ スイッチオーバ信号、スイッチオーバ制御信号
Ｓ_ＳＷＸ マルチプレクサスイッチオーバ制御信号
Ｓ_ＴＲ トリガ信号
Ｓ_ＴＲＡ タイムアウトおよびトリガ信号、組み合わされたトリガ信号
ＳＷ スイッチ
ｔ_ＡＤ１、ｔ_ＡＤ２、ｔ_ＡＤ３、．．． 変換時間期間
ＴＲ トリガ信号ジェネレータ
ＴＲＡＳ トリガ信号ジェネレータとタイムアウトコントローラを含む組み合わされたユニット、組み合わされたコントローラ、組み合わされたトリガ信号タイムアウトスイッチ
ＴＳＷ トリガ信号スイッチ
ＵＳ スイッチオーバコントローラ
α スルーレート
τ 立ち上がり時間

Claims (20)

1. 信号処理ユニット（２０）が、少なくとも１つの変調器（ＭＯ）および／またはマルチプレクサ（ＭＸ）と、アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）と、回路チェーン中において前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）に続く少なくとも１つの処理ステージ（ＡＤ、ＡＥ）とを含み、スイッチングによって引き起こされる増幅器入力信号（Ｓ_１、Ｓ_２）におけるジャンプに追随する際に、その物理的に制限された機能に起因する前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）の伝達エラーを補正するための方法であって、
   ａ）前記スイッチングジャンプが起こる時点に応じて、前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）の後続の前記処理ステージ（ＡＤ、ＡＥ）が、所定のタイムアウトフェーズ存続期間（ｔ_１からｔ_２、ｔ_３から．．．）中に前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）から分離され、かつ／または
   ｂ）前記スイッチングジャンプが起こる時点に応じて、前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）の後続の前記処理ステージ（ＡＤ、ＡＥ）が、所定のタイムアウトフェーズ存続期間（ｔ_１からｔ_２、ｔ_３から．．．）中にブロックされることを特徴とする方法。
2. 前記所定のタイムアウトフェーズ存続期間（ｔ_１からｔ_２、ｔ_３から．．．）が、２と１０の間のファクタが乗ぜられた、前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）の立ち上がり時間（τ）または時定数に対応することを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）の後続の前記処理ステージ（ＡＤ、ＡＥ）が、スイッチ（ＳＷ）を用いて前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）から分離され、前記スイッチ（ＳＷ）が、前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）と前記処理ステージ（ＡＤ、ＡＥ）との間に配置され、タイムアウトコントローラ（ＡＳ）によって作動させられることを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
4. 前記信号処理ユニット（１２０）が、回路チェーン中において前記アナログ増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）に続く復調スイッチ（ＤＭＳＷ）を備え、前記変調器（ＭＯ）のスイッチオーバコントローラ（ＵＳ）が、変調された信号の同期式復調のために前記復調スイッチ（ＤＭＳＷ）に作用し、タイムアウトコントローラ（ＡＳ）が、前記タイムアウトフェーズ存続期間（ｔ_１からｔ_２、ｔ_３から．．．）中にタイムアウト信号（Ｓ_Ａ）を用いて前記復調スイッチ（ＤＭＳＷ）を高インピーダンススイッチングレベル（Ｓ_Ｐ３）に、または高インピーダンス状態に保持することを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
5. 前記アナログ増幅器に続く前記処理ステージが、アナログ／デジタル変換器回路（ＡＤ）であり、タイムアウトフェーズを生成するために、タイムアウトコントローラ（ＡＳ）が、トリガ信号スイッチ（ＴＳＷ）を作動させ、前記トリガ信号スイッチ（ＴＳＷ）が、前記タイムアウトフェーズ存続期間（ｔ_１からｔ_２、ｔ_３から．．．）中にＡ／Ｄ変換のために必要とされるトリガ信号（Ｓ_ＴＲ）を中断することを特徴とする、請求項１から４の一項に記載の方法。
6. 前記アナログ増幅器に続く前記処理ステージが、アナログ／デジタル変換器回路（ＡＤ）であり、タイムアウトフェーズを生成するために、タイムアウトコントローラ（ＡＳ）がＡ／Ｄ変換のために必要とされる信号を生成するトリガ信号ジェネレータ（ＴＲ）と一緒に、組み合わされたトリガ信号ジェネレータ／タイムアウトコントローラユニット（ＴＲＡＳ）を形成し、前記タイムアウトコントローラ（ＡＳ）によって生成されるタイムアウト信号（Ｓ_Ａ）が、前記タイムアウトフェーズ存続期間（ｔ_１からｔ_２、ｔ_３から．．．）中にトリガ信号（Ｓ_ＴＲ）上に重ね合わされ、またはトリガ信号（Ｓ_ＴＲ）の生成が抑制されることを特徴とする、請求項１から４の一項に記載の方法。
7. 前記変調器（ＭＯ）および／または前記マルチプレクサ（ＭＸ）に、スイッチオーバコントローラ（ＵＳ）が装備され、タイムアウトコントローラ（ＡＳ）のタイムアウト信号（Ｓ_Ａ）が、前記スイッチオーバコントローラ（ＵＳ）のスイッチオーバ信号（Ｓ_ＳＷ）に応じて生成することができることを特徴とする、請求項１から６の一項に記載の方法。
8. 少なくとも１つのセンサ（１０、１１０、．．．）の出力信号が、前記増幅器（ＯＰ、ＤＯＰ）に対して増幅器入力信号（Ｓ_１、Ｓ_２）として供給されることを特徴とする、請求項１から７の一項に記載の方法。
9. 前記変調器（ＭＯ）を用いて、前記増幅器入力信号（Ｓ_１、Ｓ_２）、または前記センサの入力電圧が、交互に変化する方形波電圧信号として変調されることが好ましいことを特徴とする、請求項８に記載の方法。
10. 少なくとも２つのセンサ（４１０、４１１、．．．）の出力信号が、前記マルチプレクサ（ＭＸ）を用いて、前記少なくとも１つのアナログ増幅器（ＯＰ）に対して逐次的に供給されることを特徴とする、請求項８または９に記載の方法。
11. 増幅器モジュールが、少なくとも１つのスイッチオーバコントローラ（ＵＳ）を有する少なくとも１つの変調器（ＭＯ）および／またはマルチプレクサ（ＭＸ）と、回路チェーン中において前記変調器（ＭＯ）および／またはマルチプレクサ（ＭＸ）の後に続く少なくとも１つのアナログ増幅器（ＯＰ）と、回路チェーン中において前記アナログ増幅器（ＯＰ）の後に続く少なくとも１つの処理ステージとを備え、前記処理ステージが、増幅器出力信号中に所定のタイムアウトフェーズ存続期間（ｔ_１からｔ_２、ｔ_３から．．．）を伴うタイムアウトフェーズを生成する役割を果たす少なくとも１つのタイムアウト手段を含むことを特徴とする、請求項１から１０の一項に記載の方法を実施するように動作可能な増幅器モジュールまたは一体化された増幅器モジュール。
12. 少なくとも１つの信号処理ユニット（２０）と、少なくとも１つのセンサ（１０）とを有し、前記信号処理ユニット（２０）が、スイッチオーバコントローラ（ＵＳ）を有する変調器（ＭＯ）および／またはマルチプレクサ（ＭＸ）を備え、少なくとも１つのアナログ増幅器（ＯＰ_１、ＯＰ_２）が、回路チェーン中において前記変調器（ＭＯ）および／またはマルチプレクサ（ＭＸ）の後に続き、少なくとも１つの処理ステージ（ＡＤ、ＡＥ）が、回路チェーン中において前記アナログ増幅器（ＯＰ_１、ＯＰ_２）に続く、請求項１から１０の一項に記載の方法を実施するように動作可能な測定デバイス（５０、１５０、．．．）であって、
    前記少なくとも１つの信号処理ユニット（２０）が、増幅器出力信号（Ｓ_Ｏ１ＣＦ、Ｓ_Ｏ２ＣＦ）中において、所定のタイムアウトフェーズ存続期間（ｔ_１からｔ_２、ｔ_３から．．．）を伴うタイムアウトフェーズを生成する役割を果たす少なくとも１つのタイムアウト手段を備えることを特徴とする、測定デバイス（５０、１５０、．．．）。
13. 前記変調器（ＭＯ）が、前記アナログ増幅器（ＤＯＰ）の直前に配置され、前記変調器（ＭＯ）が、増幅器入力信号（Ｓ_１、Ｓ_２）の変調を行う役割を果たすことを特徴とする、請求項１２に記載の測定デバイス（５０）。
14. 前記変調器（ＭＯ）が、前記少なくとも１つのセンサ（１１０）の前に配置され、前記変調器（ＭＯ）が、前記センサ（１０）および／または力測定セル（１０）の供給電圧（Ｕ_０）の変調を行う役割を果たし、それによって増幅器入力信号（Ｓ_１、Ｓ_２）の変調を行う役割を果たすことを特徴とする、請求項１２に記載の測定デバイス（１５０）。
15. 前記タイムアウト手段が、前記信号処理ユニット（２０）に割り当てられたスイッチ（ＳＷ）と、前記スイッチ（ＳＷ）に接続されたタイムアウトコントローラ（ＡＳ）とから成り、前記スイッチオーバコントローラ（ＵＳ）のスイッチオーバ信号（Ｓ_Ａ）が、前記タイムアウトコントローラ（ＡＳ）を作動させることができることを特徴とする、請求項１２から１４の一項に記載の測定デバイス（５０）。
16. 前記タイムアウトコントローラ（ＡＳ）が、信号ジェネレータ（ＳＧ）と排他的論理和要素（ＥＸＯＲ）とを備え、信号ジェネレータ信号（Ｓ_ＳＧ）をスイッチオーバ信号（Ｓ_ＳＷ）と組み合わせることにより、前記排他的論理和要素（ＥＸＯＲ）が、タイムアウト信号（ＳＡ）を生成する役割を果たすことを特徴とする、請求項１５に記載の測定デバイス（５０）。
17. 前記測定デバイス（１５０）が、回路チェーン中において前記アナログ増幅器（ＤＯＰ）に続くように構成された復調スイッチ（ＤＭＳＷ）を備えることを特徴とし、さらに前記復調スイッチ（ＤＭＳＷ）が、前記変調器（ＭＯ）の前記スイッチオーバコントローラ（ＵＳ）に接続され、前記タイムアウト手段が、前記復調スイッチ（ＤＭＳＷ）に接続されたタイムアウトコントローラ（ＡＳ）と、前記復調スイッチ（ＤＭＳＷ）中に一体化された高インピーダンススイッチングステージ（Ｓ_Ｐ３）、または高インピーダンス状態に保持することができるスイッチング接点（ＳＫ_７、ＳＫ_８）を有する復調スイッチ（ＤＭＳＷ）とから成り、前記スイッチオーバコントローラ（ＵＳ）のスイッチオーバ信号（Ｓ_ＳＷ）が、前記高インピーダンススイッチングステージ（Ｓ_Ｐ３）の前記タイムアウトコントローラ（ＡＳ）を作動させる適切な性質があり、前記タイムアウトコントローラ（ＡＳ）によって生成されるタイムアウト信号（Ｓ_Ａ）が、スイッチオーバ信号（Ｓ_ＳＷ）上に重ね合わせることができ、またはタイムアウト信号（Ｓ_Ａ）が、スイッチオーバ信号（Ｓ_ＳＷ）と組み合わせることができることを特徴とする、請求項１２から１４の一項に記載の測定デバイス（１５０）。
18. 回路チェーン中において前記アナログ増幅器に続く前記処理ステージが、アナログ／デジタル変換器回路（ＡＤ）であり、前記タイムアウト手段が、トリガ信号スイッチ（ＴＳＷ）と、前記トリガ信号スイッチ（ＴＳＷ）に接続されたタイムアウトコントローラ（ＡＳ）とから成り、前記トリガ信号スイッチ（ＴＳＷ）が、Ａ／Ｄ変換のために必要とされるトリガ信号（Ｓ_ＴＲ）を中断し、さらに前記スイッチオーバコントローラ（ＵＳ）のスイッチオーバ信号（Ｓ_ＳＷ）が、前記タイムアウトコントローラ（ＡＳ）を作動させるのに適した性質のものであることを特徴とする、請求項１２から１４の一項に記載の測定デバイス（２５０）。
19. 回路チェーン中において前記アナログ増幅器に続く前記処理ステージが、アナログ／デジタル変換器回路（ＡＤ）であり、前記タイムアウト手段が、Ａ／Ｄ変換のために必要とされるトリガ信号（Ｓ_ＴＲＡ）を生成する役割を果たす組み合わされたトリガ信号ジェネレータおよびタイムアウトコントローラ（ＴＲＡＳ）から成り、前記スイッチオーバコントローラ（ＵＳ）のスイッチオーバ信号（Ｓ_ＳＷ）が、前記タイムアウトコントローラ（ＡＳ）を作動させるのに適した性質のものであり、前記タイムアウトコントローラ（ＡＳ）が、トリガ信号（Ｓ_ＴＲＡ）を解放またはブロックする役割を果たすことを特徴とする、請求項１２から１４の一項に記載の測定デバイス（３５０）。
20. 前記少なくとも１つのセンサが、湿度センサ、温度センサ、圧力センサ、歪みゲージを有する力測定セル、または電磁力補償の原理による力測定セルであることを特徴とする、請求項１２から１９の一項に記載の測定デバイス（３５０）。

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