JP6663165B2 - 電圧及び電流供給回路 - Google Patents

Description

本発明は、大まかに言えば、ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電圧及び電流を供給する回路に関し、特に、ＳＭＵ中の電力供給回路にアクティブ・シャント回路の機能を組み入れることに関する。

典型的なアクティブ・シャント回路は、通常、利得及びキャパシタンスを使って、実際の抵抗値を利得によって小さくしたバーチャル・インピーダンスを生成する。図１は、従来のアクティブ・シャント回路１００の例の回路ブロック図である。この例において、アクティブ・シャント回路１００は、利得Ｇ_１（ｓ）と容量Ｃ_０を使って、実際の抵抗Ｒ_０を利得（α）で小さくしたバーチャル・インピーダンスＺ_ＩＮ（＝Ｒ_０／α）を生成している（特許文献１参照）。具体的には、演算増幅器１０２の両入力端子がネガティブ・フィードバックによりバーチャル・ショートしているため、反転入力端子の電圧は、非反転入力端子と同じ信号グラウンドとなるので、電流Ｉ _ＡＢ は図１の式（１）で表せる。このとき、演算増幅器１０２の反転入力端子の入力インピーダンスが極めて高いことから、電流Ｉ _ＡＢ の全てが抵抗器Ｒ _Ａ に流れると考えて良いので、演算増幅器１０２の出力端子の電圧は、図１の式（２）に示すように−Ｖ _Ｉ ／αとなる。演算増幅器（利得段増幅器）１１４は、ネガティブ・フィードバックによって、その両入力端子がバーチャル・ショートしており、よって、演算増幅器１１４の反転入力端子の電圧も−Ｖ _Ｉ ／αとなるので、端子１１６ａの電圧も−Ｖ _Ｉ ／αとなる。即ち、演算増幅器１０２の出力端子は、直接的には接続されていないものの、電気的には、端子１１６ａに結合されている。結果として、演算増幅器１０２は、電流検出抵抗器（シャント抵抗器又は単にシャントとも呼ばれる）Ｒ _０ の第２端子１０４ｂの電圧Ｖ _Ｉ を受けて１／α倍（抵抗器Ｒ _Ａ 及びＲ _Ｂ の比で定まる利得）に反転増幅し、電流検出抵抗器Ｒ _０ の第１端子１０４ａの電圧をアクティブに制御する。容量Ｃ _０ は、後述のように高周波特性を改善するものなので、簡単のために、電圧Ｖ _Ｉ に関連する電流検出抵抗器Ｒ _０ の両端間電圧によって電流検出抵抗器Ｒ _０ に流れる電流Ｉ _０ を式（３）で表し、電流Ｉ _０ が端子１１６ａに流れると考えると、入力インピーダンスＺ _ｉｎ は、−Ｖ _Ｉ ／αの絶対値を電流Ｉ _０ で割り算することで、図１の式（４）で表せる。ただし、αは、１よりも充分に大きいとする（例えば、後述のα＝１００）。式（４）が示すように、実際の抵抗値Ｒ _０ を利得（α）で小さくしたバーチャル・インピーダンスＺ _ＩＮ を実現することは、別の見方によれば、電圧Ｖ _Ｉ と電流検出抵抗器Ｒ _０ によって規定されて端子１１６ａに流れ込む電流Ｉ _０ （式（４）の分母）に比較して、端子１１６ａに現れる電圧（式（４）の分子）を電圧Ｖ _Ｉ のα分の１に制御することと考えることもできる。

図２は、従来の一例である２レンジ自動レンジ変更型ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路２００を示した回路ブロック図である。ＳＭＵには、被試験デバイス（ＤＵＴ）に印加する電圧を所望値に制御（regulate：調整）して、そのときにＤＵＴを流れる電流を測定する電圧供給モードと、ＤＵＴに供給する電流を所望値に制御して、そのときにＤＵＴに生じる電圧を測定する電流供給モードとがある。このとき、ＳＭＵの電力供給回路２００は、第１接続端子２１６ａ及び第２接続端子２１６ｂ間に接続されたＤＵＴに、所望の電圧を供給するか、又は、所望の電流を供給するために使用される。電力供給回路２００には、電圧供給モード用ＤＡＣであるＶ−ＤＡＣと、電流供給モード用ＤＡＣであるＩ−ＤＡＣと、被試験デバイス（ＤＵＴ）に電気的に結合された第１増幅器２０６とがある。これらＤＡＣ（デジタル・アナログ・コンバータ）は、出力電圧を表すデジタル・データを受けて、それぞれの対応するモード時に、必要とされるアナログ電圧を出力する。ＳＭＵは、後述のように、更に、電流供給モード時にＤＵＴに生じた電圧を検出するアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）と、電圧供給モード時にＤＵＴに流れた電流を電流検出抵抗器（シャント抵抗器）で変換して得られる電流検出用電圧を検出するＡＤＣとを有しており、これらによってＤＵＴに生じた電圧又は流れた電流を測定するが、本願では、ＳＭＵ中の電力供給回路に焦点を当てていることから、本願の図２〜５では、ＳＭＵが有しているＡＤＣを図示していないことに留意されたい。ＳＭＵの電力供給回路２００は、ＣＰＵなどから構成される制御回路（図示せず）によって、動作が制御される。

電力供給回路２００には、第１スイッチＳ_１の現在の位置に応じてＶ−ＤＡＣ又はバッファ２１０のどちらかと、ＤＵＴとの間に電気的に結合される第２増幅器２０８もある。第１及び第２利得段増幅器２１２及び２１４は、第２スイッチＳ_２の現在の位置に応じてＩ−ＤＡＣ又はバッファ２１０のどちらかと、ＤＵＴとの間に電気的に結合される。第１抵抗器Ｒ_０は、ＤＵＴとバッファ２１０とに電気的に結合される。第２抵抗器Ｒ_１は、第１抵抗器Ｒ_０と第２利得段増幅器２１４との間に電気的に結合される。

この例では、電力供給回路２００は、図２に示すように、２つのスイッチＳ_１及びＳ_２が下側の位置にあるときに、所望の電圧（例えば、ユーザが指定した電圧）をＤＵＴに供給する（電圧供給モード）。電力供給回路２００には、ＤＵＴと電流検出抵抗器（シャント抵抗器）Ｒ_Ｓとの間の相互作用を用いた制御ループがあり、これは、次の式によって定めることができる。

ここで、Ｒ_Ｓは、どのレンジがアクティブであるかに応じて、第１抵抗器Ｒ_０だけ（Ｒ_Ｓ＝Ｒ_０）か、又は第１抵抗器Ｒ_０及び第２抵抗器Ｒ_１（Ｒ_Ｓ＝Ｒ_０＋Ｒ_１＝ｋＲ_０）である。ＳＭＵは、Ｒ_Ｓ＝Ｒ_０の（第１レンジ）場合には、Ｖ_Ｉ０の電圧をアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ、図示せず）によって検出し、第１抵抗器Ｒ_０の既知の抵抗値を用いて、ＤＵＴに流れる電流値を算出する。一方、Ｒ_Ｓ＝Ｒ_０＋Ｒ_１の（第２レンジ）場合には、Ｖ_Ｉ１の電圧をＡＤＣ（図示せず）によって検出することによって、ＤＵＴに流れる電流値を算出する。このように、電圧供給モード時におけるＶ _Ｉ０ 及びＶ _Ｉ１ は、電流検出用電圧と考えることができる。なお、電圧供給モード時には、Ｉ−ＤＡＣが、スイッチＳ_３を介してＶ_Ｉ０又はＶ_Ｉ１の電圧を制限するよう制御し、これによって、ＤＵＴに制限値以上の電流が流れないよう制限しても良い。

一方、電流供給モード時には、Ｉ−ＤＡＣが、アクティブにするレンジに応じて、スイッチＳ_３を介してＶ_Ｉ０又はＶ_Ｉ１の電圧を制御し、これによって、抵抗値が既知の第１抵抗器Ｒ_０（Ｒ_Ｓ＝Ｒ_０）又は第１抵抗器Ｒ_０及び第２抵抗器Ｒ_１（Ｒ_Ｓ＝Ｒ_０＋Ｒ_１＝ｋＲ_０）に印加される電圧をそれぞれ制御することで、ＤＵＴに供給する電流を制御する。そして、ＤＵＴと結合されるＳＭＵの電力供給回路の第１及び第２接続端子２１６ａ及び２１６ｂ間に生じる電圧を第１増幅器２０６の出力電圧Ｖ_Ｖとして得て、ＳＭＵは、この電圧Ｖ_ＶをＡＤＣ（図示せず）を用いて検出することで、ＤＵＴで生じる電圧を得る。このように、電流供給モード時におけるＶ _Ｉ０ 及びＶ _Ｉ１ は、電流制御用電圧と考えることができる。なお、電流供給モード時では、上述の如く、抵抗Ｒ_Ｓは、ＤＵＴを流れる電流値の検出のためではなく、ＤＵＴに供給する電流を規定するために用いていることに注意されたい。

図３は、従来の第２例である２レンジ自動レンジ変更型ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路３００を示した回路ブロック図である。この例では、電力供給回路３００は、単一の制御ループとスイッチＳ_１とを使って、Ｖ−ＤＡＣ（つまり、図示のようなスイッチＳ_１が下側位置の場合）と、Ｉ−ＤＡＣ（つまり、スイッチＳ_１が上側位置の場合）との間を切り換える。

この第２例では、抵抗器Ｒ_０及びＲ_１が並列に配置される。この点で、抵抗器Ｒ_０及びＲ_１が直列である第１例の電力供給回路２００と対照的である。この例では、電力供給回路３００は、図３に示すように、スイッチＳ_１が下側の位置にあるときに、所望の電圧（例えば、ユーザが指定した電圧）をＤＵＴに供給する（電圧供給モード）。複数のスイッチＳＷの切り換えによって、電流検出抵抗器Ｒ_Ｓとして抵抗器Ｒ_０及びＲ_１の一方だけを用いるか、又は、両方を用いるかが切り換えられ、これによって、ＤＵＴに供給する電流のレンジが切り換えられる。ＳＭＵは、Ｖ_Ｉの電圧をＡＤＣ（図示せず）によって検出し、電流検出抵抗器Ｒ_Ｓの既知の抵抗値を用いて、ＤＵＴに流れる電流値を算出する。

電流供給モード時においてＤＵＴに電流を供給する際は、スイッチＳＷの切り換えによって、抵抗器Ｒ_０及びＲ_１の一方だけを用いるか、又は、両方を用いるかが切り換えられ、これによって、ＤＵＴに供給する電流のレンジが切り換えられる。図２の場合と同様に、ＤＵＴと結合されるＳＭＵの端子２１６ａ及び２１６ｂ間の電圧を第１増幅器２０６の出力電圧Ｖ_Ｖとして得て、ＳＭＵは、この電圧Ｖ_ＶをＡＤＣ（図示せず）を用いて検出することで、ＤＵＴで生じる電圧を得る。

特開２０１４−８７０６５号公報 米国特許第５,０３９,９３４号明細書 米国特許第５,１４４,１５４号明細書

ケースレーによるＳＭＵに関するウェブサイト、［オンライン］、［２０１５年１月１６日検索］、インターネット<http://www.keithley.jp/products/dcac/currentvoltage>

ＤＵＴのインピーダンス（Ｚ_ＤＵＴ）がアクティブなレンジの電流検出抵抗Ｒ_Ｓよりも小さい状況においては、数式１に示すβが１よりも大幅に小さく、制御ループが望ましくないほどに遅くなる。逆に言えば、電流検出抵抗Ｒ_Ｓを小さくできれば、βが１に近づくので、電圧供給モード時には、安定性状態へ戻るのが速くなり、帯域幅の向上なども見込まれる。しかし、その一方で、抵抗Ｒ_Ｓが小さいと、電流供給モード時には、供給できる電流値が限られるなど、性能が低下してしまう。

本発明の実施形態は、大まかに言えば、ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路に関し、特に、アクティブ・シャント回路技術の機能をＳＭＵ中の電力供給回路に適切に組み入れて、電圧供給モード時には電流検出抵抗器（シャント抵抗器）Ｒ_Ｓを見かけ上小さくし、βを１に近づけることで、上述した課題を解決しようとするものである。ある実施形態では、アクティブ・シャントＳＭＵ回路は、ＳＭＵ中の電力供給回路の電流測定サブ回路に組み込まれたアクティブ・シャント回路を有するＳＭＵ又は電源を含む。このアクティブ・シャント回路は、ＳＭＵ中の電力供給回路が電圧を供給している間（電圧供給モード時）はアクティブとなる一方で、電流を供給している間（電流供給モード時）又は電流リミット時は非アクティブとなる。

本発明をいくつかの観点から見ると、本発明の概念１は、被試験デバイス（ＤＵＴ）に電圧及び電流を供給する回路であって、
上記ＤＵＴと電気的に結合される接続端子と、
上記接続端子と電気的に結合される電力供給回路とを具え、
上記電力供給回路は、上記接続端子に印加する電圧を制御することで上記接続端子を通して供給される電流が変化する電圧制御機能と、上記接続端子を通して供給する上記電流を制御することで上記接続端子に印加される電圧が変化する電流制御機能とを有し、
上記電力供給回路は、上記接続端子と直列で、上記接続端子を通して供給される電流を測定するための、少なくとも１つの検出抵抗器を有し、
上記電力供給回路が上記接続端子に印加する上記電圧を制御する場合には、制御フィードバック利得を少なくとも１つの上記検出抵抗器に適用して、上記電圧制御機能における見かけ上の抵抗（apparent resistance）を小さくすることを特徴としている。

本発明の概念２は、上記概念１の回路であって、上記電力供給回路が上記接続端子を通して供給する上記電流を制御する場合には、上記制御フィードバック利得を少なくとも１つの上記検出抵抗器に適用しないことを特徴としている。

本発明の概念３は、上記概念２の回路であって、上記少なくとも１つの検出抵抗器が、上記接続端子に電気的に結合された第１端子を有する第１抵抗器Ｒ_０を含むことを特徴としている。

本発明の概念４は、上記概念３の回路であって、上記電力供給回路には、上記第１抵抗器Ｒ_０と電気的に並列に結合される第１コンデンサＣ_０があることを特徴としている。

本発明の概念５は、上記概念４の回路であって、上記電力供給回路が、
上記接続端子と電気的に結合される第１増幅器と、
上記接続端子と第１スイッチとの間に電気的に結合される第２増幅器と、
上記接続端子と第２スイッチとの間に電気的に結合される第１利得段増幅器と、
上記第２スイッチと上記第１利得段増幅器との間に電気的に結合される第２利得段増幅器と、
上記第２利得段増幅器と上記第１抵抗器Ｒ_０との間に電気的に結合される第２抵抗器Ｒ_１と、
上記第２抵抗器Ｒ_１と電気的に並列に結合される第２コンデンサＣ_１とを有している。

本発明の概念６は、上記概念５の回路であって、上記第１及び第２利得段増幅器のフィードバック・ループとして加えられた２つの抵抗器Ｒ_Ａ及びＲ_Ｂを更に具えることを特徴としている。

本発明の概念７は、上記概念５の回路であって、上記第２抵抗器の抵抗値Ｒ_１が、Ｒ_１＝（ｋ−１）Ｒ_０に従って定義されることを特徴としている。

本発明の概念８は、上記概念５の回路であって、上記第２コンデンサの容量Ｃ_１が、Ｃ_１＝Ｃ_０／（ｋ−１）に従って定義されることを特徴としている。

本発明の概念９は、上記概念５の回路であって、上記第１スイッチが、上記接続端子と電気的に結合されるバッファをトグルするよう構成されることを特徴としている。

本発明の概念１０は、上記概念９の回路であって、上記第１及び第２スイッチの両方が同時に上記バッファに電気的に結合されることがないことを特徴としている。

本発明の概念１１は、上記概念９の回路であって、上記第２スイッチが、上記接続端子と電気的に結合されるバッファをトグルするよう構成されることを特徴としている。

図１は、従来のアクティブ・シャント回路の例の回路ブロック図である。 図２は、従来の２レンジ自動レンジ変更型ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路の第１例を示した回路ブロック図である。 図３は、従来の２レンジ自動レンジ変更型ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路の第２例を示した回路ブロック図である。 図４は、電流測定サブ回路に組み込まれたアクティブ・シャント回路を有する本発明の実施形態による２レンジ自動レンジ変更型ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路の第１例を示した回路ブロック図である。 図５は、電流測定サブ回路に組み込まれたアクティブ・シャント回路を有する本発明の実施形態による２レンジ自動レンジ変更型ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路の第２例を示した回路ブロック図である。 図６は、図４の回路において、電流供給モードの場合を示す例の回路ブロック図である。 図７は、図５の回路において、電流供給モードの場合を示す例の回路ブロック図である。

本発明の実施形態は、大まかに言えば、ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路に関する。ある実施形態では、アクティブ・シャントＳＭＵ回路として、ＳＭＵ中の電力供給回路の電流測定サブ回路に組み込まれたアクティブ・シャント回路を有するＳＭＵ又は電源が含まれる。このアクティブ・シャント回路は、ＳＭＵ中の電力供給回路が電圧を供給している間（電圧供給モード時）はアクティブとなる一方で、電流を供給している間（電流供給モード時）又は電流リミット時は非アクティブとなる。

アクティブ・シャント回路は、比較的新しい技術であり、ＳＭＵの電力供給回路の電流供給性能を向上させるのに利用できる。しかし、アクティブ・シャント回路は、ＳＭＵの電力供給回路が電圧供給モードから電流供給モードに切り換えるときに、電力供給回路の性能を低下させることがあるので、実施形態では、電力供給回路が電流供給モード時に、アクティブ・シャント回路を非アクティブにする機能を設けても良い。こうした実施形態でも電力供給回路が電圧供給モードの間は、電力供給回路の性能向上の効果が得られ、その一方で、この処理をしなければ電力供給回路の電流供給モード中に起こるであろう性能低下は起きない。

本発明では、アクティブ・シャント回路をＳＭＵの電力供給回路に組み入れて、電圧供給モード時には電流検出抵抗器（シャント抵抗器）Ｒ_Ｓを見かけ上小さくし、βを１に近づけることで、電力供給回路は、電圧供給モード時には、より早く安定状態になることができる。また、この組み入れによって、より大きな容量性負荷に電圧を供給しても、安定状態を維持可能になる。

図４は、本発明による実施形態の第１例である２レンジ自動レンジ変更型ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路４００を示した回路ブロック図であり、電力供給回路４００は、電力供給回路４００の電流測定サブ回路に組み込まれたアクティブ・シャント回路を有する。この例では、ＳＭＵ回路４００は、図２に示した電力供給回路２００とほぼ同じであるので、図２で用いた参照番号を図４でも同様に利用する。しかし、図２に示した電力供給回路２００と違って、２つの抵抗器Ｒ_Ａ及びＲ_Ｂと２つのコンデンサＣ_０及びＣ_１とを用いると共に、差動増幅器２０６の基準電位を信号Ｓからグラウンドへと変更することによって、アクティブ・シャント回路が図４の電力供給回路４００に組み込まれている。具体的には、第１利得段増幅器２１２には、反転バッファ２１８があるために、ネガティブ・フィードバックがかかり、よって、その両入力端子は、バーチャル・ショートし、信号グランドに制御される。第２利得段増幅器２１４にもネガティブ・フィードバックがあるので、その両入力端子がバーチャル・ショートし、結果として、信号グランドとなるので、演算増幅器２０２の出力端子も信号グランドに制御される。また、演算増幅器２０２の反転入力端子も、バーチャル・ショートによって信号グラウンドに制御される。このため、演算増幅器２０２のフィードバック・ループには電流が流れないように制御されることになる。よって、演算増幅器２０２の反転入力端子には、電圧Ｖ _Ｉ０ 、Ｖ _Ｉ１ 及びＶ _ＨＩ を夫々受けた抵抗器Ｒ _Ａ 、Ｒ _Ｂ 及びＲ _３ から夫々生じる電流Ｉ _Ａ 、Ｉ _Ｂ 及びＩ _３ が流れ込むが、これらの関係は、Ｉ _Ａ ＋Ｉ _Ｂ ＝−Ｉ _３ となる。この式を抵抗と電圧で表すと、Ｖ _Ｉ０ ／Ｒ _Ａ ＋Ｖ _Ｉ１ ／Ｒ _Ｂ ＝−Ｖ _ＨＩ ／Ｒ _３ に変形できる。これをＶ _ＨＩ について解くと、Ｖ _ＨＩ ＝−（１／α）｛Ｖ _Ｉ０ ＋（ｋ−１）Ｖ _Ｉ１ ／ｋ｝＝−（１／α）｛Ｖ _Ｉ０ ＋Ｖ _Ｉ１ −Ｖ _Ｉ１ ／ｋ｝となる。ここで、ｋが充分に大きいとすれば、図４に示すＶ _ＨＩ ＝−（１／α）（Ｖ _Ｉ０ ＋Ｖ _Ｉ１ ）が得られる。よって、図１の場合と同様に、見かけ上、入力インピーダンスをα分の１に制御できることになる。

抵抗器Ｒ_Ａ及びＲ_Ｂは、第１及び第２利得段増幅器２１２及び２１４（Ｇ_０及びＧ_１）へのフィードバック・ループ上にそれぞれ加えられ、それらの利得をαに限定する。どちらのフィードバック・ループが使用されるかは、選択されたアクティブなレンジによる。コンデンサＣ_０及びＣ_１は、第１及び第２抵抗器Ｒ_０及びＲ_１に跨がって加えられ、これらを組み合わせたインピーダンスは、利得αがロール・オフする周波数と同じ周波数でロール・オフするように選択される。

図２に示すＳＭＵの電力供給回路２００中の被試験デバイス（ＤＵＴ）と電流検出抵抗器Ｒ_Ｓとの間の相互作用は、次の式で定められる。

アクティブ・シャントをＲ_Ｓに組み入れると、次のようになる。

ここで、αは、アクティブ・シャントを組み入れることによって得られる利得である。

α＝１００の場合の例を考える。この例では、数２の場合と比較し、ＤＵＴのインピーダンス（Ｚ_ＤＵＴ）が少なくとも１００倍小さくならなければ、βが１よりも大幅に小さくなることがない。即ち、βが１に近い値になるケースが、それだけ多くなるということである。

図４に示す例では、ＳＭＵの電力供給回路４００は、図４において、スイッチＳ_１及びＳ_２の両方が上の位置になった場合に、使用するレンジに応じて抵抗器Ｒ_０又はＲ_０＋Ｒ_１のどちらかに既知の電圧を印加することによって、電流を供給する（電流供給モード）。図６は、図４の回路において、スイッチＳ _１ 及びＳ _２ の両方が上の位置になった場合を示す。このレンジの切り換えは、Ｓ_３のレンジ切り換えスイッチによって行われる。追加の抵抗器（Ｒ_Ａ及びＲ_Ｂ）は、これら抵抗器に印加される電圧を制御するのに利用され、利得を制限するように機能する。結果として、利得αがこれら抵抗値の比率で定まるために、印加される電圧は、Ｉ−ＤＡＣの電圧の正確な逆電圧ではなくなるが、所望電流を生成するようにＩ−ＤＡＣの電圧を予め正しく調整できるので、印加電圧を正確なものにできる。図６が示すように、電流供給モードでは、電圧供給モードと異なり、演算増幅器２０２が第２スイッチＳ _２ を介して第１接続端子２１６ａと電気的に結合しておらず、よって、第１接続端子２１６ａから、演算増幅器２０２、第２利得段増幅器２１４、第１利得段増幅器２１２、第２抵抗器Ｒ _１ 及び第１抵抗器Ｒ _０ を通る制御ループも構成されることがない。従って、演算増幅器２０２と、その関連する抵抗器Ｒ _Ａ 、Ｒ _Ｂ 及びＲ _３ を用いた第１接続端子２１６ａの電圧制御も行われないことになる（アクティブ・シャント回路の機能が非アクティブになる）。

当業者であれば、同じフィードバック構造を１レンジＳＭＵ回路又はマルチ・レンジＳＭＵの電力供給回路にも利用できることが容易に理解できるであろう。

図５は、本発明による実施形態の第２例である２レンジ自動レンジ変更型ソース・メジャー・ユニット（ＳＭＵ）の電力供給回路５００を示した回路ブロック図であり、電力供給回路５００は、ＳＭＵの電力供給回路５００の電流測定サブ回路に組み込まれたアクティブ・シャント回路を有する。この例では、電力供給回路５００は、図３に示したＳＭＵの電力供給回路３００とほとんど同じであるが、２つの抵抗器Ｒ_Ａ及びＲ_Ｂ、２つのコンデンサＣ_０及びＣ_１、制限利得段及び第２スイッチＳ_２によるアクティブ・シャント回路を加えた点が異なる。図５は、第１及び第２スイッチＳ _１ 及びＳ _２ が下側にある場合を示しているので、図４と同様に、電圧供給モードの場合を示している。電圧供給モードの場合、図１と同様に、演算増幅器１０２は、抵抗器Ｒ _Ｂ を介して電流検出用電圧Ｖ _Ｉ を受け、その出力端子には、−Ｖ _Ｉ ／αが現れる。利得段増幅器５１４には、ネガティブ・フィードバックがかかっているので、その両入力端子はバーチャル・ショートしており、結果として、演算増幅器１０２の出力端子と第１接続端子２１６ａが電気的に結合される。このため、第１接続端子２１６ａの電圧Ｖ _ＨＩ は、−Ｖ _Ｉ ／αに制御される。これにより、図１の場合と同様に、見かけ上、入力インピーダンスをα分の１に制御できる。第２スイッチＳ_２は、電力供給回路５００が電流供給モード時に、アクティブ・シャント回路を効果的に外す（非アクティブにする）ために利用できる。図７は、図５の回路において、第１及び第２スイッチＳ _１ 及びＳ _２ が上側に位置した場合、即ち、電流供給モードの場合を示す。図６と同様に、演算増幅器２０２が第２スイッチＳ _２ を介して第１接続端子２１６ａと電気的に結合しておらず、よって、演算増幅器２０２による第１接続端子２１６ａの電圧制御も行われないことになる（即ち、アクティブ・シャント回路が非アクティブになる）。

図示した実施形態を参照しながら本発明の原理を説明してきたが、こうした原理から離れることなく、図示した実施形態の構成や詳細を変更したり、望ましい形態に組み合わせても良いことが理解できよう。先の説明では、特定の実施形態に絞って説明しているが、別の構成も考えられる。特に、「本発明の実施形態によると」といった表現を本願では用いているが、こうした言い回しは、大まかに言って実施形態として可能であること述べているに過ぎず、特定の実施形態の構成に限定することを意味するものではない。本願で用いているように、こうした用語は、別の実施形態に組み合わせ可能な同じ又は異なる実施形態を言及していると考えても良い。

従って、本願で説明した実施形態は、幅広く種々に組み合わせ可能であるとの観点から、詳細な説明や図面等は、単に説明の都合によるものに過ぎず、本発明の範囲を限定するものと考えるべきではない。

１０２ 演算増幅器
２００ ＳＭＵの電力供給回路
２０２ 演算増幅器
２０６ 第１増幅器
２０８ 第２増幅器
２１０ バッファ
２１２ 第１利得段増幅器
２１４ 第２利得段増幅器
２１６ａ 第１接続端子
２１６ｂ 第２接続端子
２１８ 反転バッファ
３００ ＳＭＵの電力供給回路
４００ ＳＭＵの電力供給回路
５００ ＳＭＵの電力供給回路
５１４ 利得段増幅器
Ｃ_０ 第１コンデンサ
Ｃ_１ 第２コンデンサ
ＤＵＴ 被試験デバイス
Ｓ_１ 第１スイッチ
Ｓ_２ 第２スイッチ
Ｓ_３ 第３スイッチ
ＳＷ スイッチ
Ｒ _０ 第１電流検出（シャント）抵抗器
Ｒ _１ 第２電流検出（シャント）抵抗器

Claims (2)

1. 被試験デバイス（ＤＵＴ）に電圧及び電流を供給する回路であって、
   上記ＤＵＴと電気的に結合される第１及び第２接続端子と、
   上記第１及び第２接続端子と電気的に結合される電力供給回路とを具え、
   上記電力供給回路は、上記第１及び第２接続端子間に印加する電圧を制御することで上記第１及び第２接続端子を通して上記ＤＵＴに供給される電流が変化する電圧供給モードと、上記第１及び第２接続端子を通して上記ＤＵＴに供給する上記電流を制御することで上記第１及び第２接続端子間に生じる電圧が変化する電流供給モードとを有し、
   上記電力供給回路は、
   上記第１接続端子に電気的に結合された第１端子を有する、少なくとも１つの検出抵抗器と、
   上記検出抵抗器と電気的に並列に結合されるコンデンサと、
   上記第１及び第２接続端子間の電圧を出力する第１増幅器と、
   上記第２接続端子と第１スイッチとの間に電気的に結合される第２増幅器と、
   上記検出抵抗器の第２端子と第２スイッチとの間に電気的に結合される利得段増幅器と、
   上記電圧供給モード時に上記第１スイッチ、上記第１増幅器及び上記第２増幅器を用いて上記第１及び第２接続端子間に所望の電圧を供給する第１電圧源と、
   上記電流供給モード時に上記第２スイッチ及び上記利得段増幅器を介して上記検出抵抗器の上記第２端子に所望の電圧を供給する第２電圧源と、
   上記電圧供給モード時に上記第２スイッチを介して上記検出抵抗器の上記第１端子と電気的に結合され、上記検出抵抗器の上記第２端子の電流検出用電圧を受けて、上記検出抵抗器の上記第１端子の電圧の絶対値を上記電流検出用電圧を小さくした値に制御する第３増幅器と
   を有し、上記第１及び第２スイッチによって上記電圧供給モード及び上記電流供給モードの切り替えが制御される電圧及び電流供給回路。
2. 上記第３増幅器は、上記電流供給モード時に、上記検出抵抗器の上記第１端子に上記第２スイッチを介しては電気的に結合されず、上記検出抵抗器の上記第１端子の電圧の絶対値を上記電流検出用電圧を小さくした値に制御しないことを特徴とする請求項１記載の電圧及び電流供給回路。

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