JP2008198063A - 座標位置検出装置 - Google Patents

Abstract

【課題】結合容量の検出レンジをより広く取ることができるように改良された座標位置検出装置を提供する。
【解決手段】容量結合方式のタッチパネル装置であって、パネルが抵抗成分と容量成分で成り立つとして、その容量を電圧変換手段でリセット、充電、放電しながら、電圧を検出する事で指等の位置を検出する回路に係る。電圧変換手段２７，２８は第１のコンデンサーＣ１と第２のコンデンサーＣ２とオペアンプとを含む。オペアンプの非反転入力（+）は、第１のスイッチ（ＮＭＯＳ２，ＰＭＯＳ２）を介して第１及び第２のコンデンサーの一方端子に接続され、非反転入力（+）は第１の基準電圧（Ｖ０+Ｖｒｅｆ）に接続される。オペアンプの出力は、第１のコンデンサーＣ１の他方端子に接続される。オペアンプの反転入力（-）は第２のコンデンサーＣ３の他方端子に接続され、かつ第２のスイッチ（ＮＭＯＳ３，ＰＭＯＳ３）を介して第２の基準電圧に接続される。
【選択図】図１

Description

本発明は、一般に容量結合方式タッチパネルの座標位置検出装置に関するものであり、より特定的には、結合容量の検出レンジをより広く取ることができるように改良された座標位置検出装置に関する。

まず、図３を参照しながら、本発明で採用する容量結合方式による位置検出方法の基本原理を説明する。

図３では、説明を簡単にするため、電極Ａおよび電極Ｂに挟まれた１次元抵抗体が示されている。実際の表示装置では、２次元的な広がりを持つタッチパネルがこの１次元抵抗体と同様の機能を発揮する。

電極Ａおよび電極Ｂのそれぞれには、電流−電圧変換用の抵抗ｒが接続されている。電極Ａ、Ｂは、スイッチング回路を介して位置検出回路に接続される。

電極Ａとグランドとの間、および、電極Ｂとグランドとの間には、位置検出モードにおいて同相同電位の電圧（交流ｅ）が印加される。このとき、電極Ａと電極Ｂは常に同電位にあるため、電極Ａと電極Ｂとの間を電流は流れない。

指などで位置Ｃをタッチするとする。ここで、指による接触位置Ｃから電極Ａまでの抵抗をＲ1、接触位置Ｃから電極Ｂまでの抵抗をＲ２、Ｒ＝Ｒ1＋Ｒ２とする。このとき、人の指のインピーダンスをＺとし、電極Ａを流れる電流をｉ1、電極Ｂを流れる電流をｉ２とした場合、以下の式が成立する。

ｅ＝ｒ×ｉ１＋Ｒ１×ｉ１＋(ｉ１＋ｉ２)Ｚ （式ｐ−１）

ｅ＝ｒ×ｉ２＋Ｒ２×ｉ２＋(ｉ１＋ｉ２)Ｚ （式ｐ−２）

誘導は省略するが、上記の式ｐ−１および式ｐ−２から、式（ｐ−３）が得られる。

Ｒ1／Ｒ＝（２ｒ／Ｒ＋１）ｉ２／(ｉ１＋ｉ２)−ｒ／Ｒ （式ｐ−３）

ｒとＲは既知であるので、電極Ａを流れる電流ｉ1と電極Ｂを流れる電流ｉ２を測定によって求めれば、式３からＲ1／Ｒを決定することができ、ひいては、座標位置を決定することができる。なお、Ｒ1／Ｒは、指で接触した人間を含むインピーダンスＺに依存しない。したがって、インピーダンスＺがゼロ、無限大でない限り、式３が成立し、人、材料による変化、状態を無視できる。

上記原理を利用した技術として、出願人は図４に示す座標位置検出装置を提案している（例えば特許文献１参照）。以下に、その座標位置検出装置の構成について説明する。

図４を参照して、参照符号３６はタッチパネル、３７はタッチパネルの抵抗膜、３８はタッチパネルにタッチされた指先のインピーダンスである。説明を簡単にするために、ここでは１次元の抵抗膜３７が示されているが、実際の表示装置では、２次元的な広がりを持つ抵抗膜がこの１次元抵抗膜と同様の機能を発揮する。

参照符号２１、２２、２３、２４、２７、２８、２９、３０は座標位置検出装置のセンサー部であり、充電する手段２２，２４、電圧に変換する手段２７，２８、サンプリングする手段２９，３０、寄生容量成分を補償する手段２１，２３により構成されている。センサー部の出力電圧ｖ２１、ｖ２２の大きさは、タッチされた指先のインピーダンス３８の容量成分Ｃｆ（以下、結合容量という）の大きさと、指先のタッチ位置Ａにより左右に分割された抵抗膜の抵抗値ｒ１、ｒ２の比により決定される。図２において、３１は、センサー部のｖ２１、ｖ２２の出力を読み取り、ｖ２１、ｖ２２の電圧より座標位置を計算し、後段のシステムにタッチされた座標情報を提供する装置である。

以下に図４のセンサー部２１、２２、２３、２４、２７、２８、２９、３０の具体的構成と動作について説明する。

この座標位置検出装置は以下の３つの状態を繰り返して動作する。
「状態１」：結合容量の充電を開始する前のリセット状態。
「状態２」：結合容量を充電している状態。
「状態３」：結合容量の充電が完了し、出力電圧をサンプリングする状態。

それぞれの状態において、図４に記載されているトランジスタＰＭＯＳ１〜ＰＭＯＳ６、ＮＭＯＳ１〜ＮＭＯＳ５は、図５に示すような制御装置からの信号でＯＮ／ＯＦＦが制御されている。

充電する手段２２、２４は、図示を省略するが、それぞれ同じ回路構成であり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＰＭＯＳ１とＮｃｈＭＯＳトランジスタＮＭＯＳ１により構成されている。ＮＭＯＳ１のソースには電圧ｖ０(Ｖ)が印加されている。

「状態１」において、ＰＭＯＳ１がＯＦＦ、ＮＭＯＳ１がＯＮになり、電圧ｖ０１、ｖ０２はｖ０(Ｖ)になる。

「状態２」において、ＰＭＯＳ１がＯＮ、ＮＭＯＳ１がＯＦＦになり、結合容量Ｃｆが充電され、電圧ｖ０１、ｖ０２は、電圧に変換する手段２７、２８の端子Ｄと同電位になる。「状態３」において、電圧に変換する手段２７、２８の端子Ｄはｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)に設定されているため、電圧ｖ０１、ｖ０２はｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)になる。結合容量Ｃｆの充電電流ｉ１、ｉ２はＰＭＯＳ１を介して、電圧に変換する手段２７、２８に入力される。

結合容量Ｃｆの充電が完了すると「状態３」に移る。

「状態３」においてサンプリングする手段２９、３０によってサンプリングされる。

その後、再び「状態１」に戻りＰＭＯＳ１がＯＦＦ、ＮＭＯＳ１がＯＮになり、充電開始ができる状態にリセットされる。

電圧に変換する手段２７、２８はそれぞれ同じ回路構成であり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＰＭＯＳ２、ＰＭＯＳ３とＮｃｈＭＯＳトランジスタＮＭＯＳ２、ＮＭＯＳ３と電圧源ｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)と容量Ｃ３と、アンプ回路ＯＰ１により構成されている。

「状態１」において、ＰＭＯＳ２、ＰＭＯＳ３、ＮＭＯＳ２、ＮＭＯＳ３はＯＮになり、電圧に変換する手段２７、２８の端子Ｄ、端子Ｅはｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)に設定される。

容量Ｃ３は、アンプ回路ＯＰ１の正負入力間のオフセット電圧のずれをキャンセルする。
アンプ回路ＯＰ１の負入力は理想的にはバーチャルショートにより、ｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)になるが、実際はオフセット電圧ΔＶｏｆｆｓｅｔの影響で、ｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ ＋ ΔＶｏｆｆｓｅｔ(Ｖ)となる。このオフセット電圧ΔＶｏｆｆｓｅｔは各アンプごとにばらつくが、容量Ｃ３を使用することで、「状態１」における、電圧に変換する手段２７と２８の間で端子Ｄの電圧が、アンプ回路ＯＰ１のオフセットの影響を受けずに、同じ電圧ｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)になる。これにより「状態２」において、安定した電圧が充電可能になる。

「状態２」において、ＰＭＯＳ２、ＰＭＯＳ３、ＮＭＯＳ２、ＮＭＯＳ３がＯＦＦになり、電圧に変換する手段２７、２８の端子Ｄ、端子Ｅはｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)に保持される。充電する手段２２、２４による充電が開始されると、電流ｉ１、ｉ２の電荷が電圧に変換する手段２７，２８の容量Ｃ１に充電され、アンプ回路ＯＰ１の出力に変換された電圧ｖ１１、v１２が出力される。

「状態３」において、サンプリングする手段２９、３０により電圧ｖ１１、v１２がサンプリングされる。

その後、再び「状態１」に戻りＰＭＯＳ２、ＰＭＯＳ３、ＮＭＯＳ２、ＮＭＯＳ３はＯＮになり、端子Ｄ、端子Ｅはｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)に設定され、充電前の状態にリセットされる。

サンプリングする手段２９、３０はそれぞれ同じ回路構成であり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＰＭＯＳ４とＮｃｈＭＯＳトランジスタＮＭＯＳ４と容量Ｃ４により構成されている。

「状態１」、「状態２」においてＰＭＯＳ４、ＮＭＯＳ４はＯＦＦしており、容量Ｃ４は電圧を保持している。
「状態３」において、ＰＭＯＳ４、ＮＭＯＳ４はＯＮし、容量Ｃ４に電圧ｖ１１、ｖ１２が充電され、ｖ２１、ｖ２２にｖ１１、ｖ１２が反映される。
その後、再び「状態１」に戻りｖ２１、ｖ２２は「状態３」でサンプリングされた電圧を保持する。

タッチパネルの寄生容量成分を補償する手段２１、２３は同じ回路構成であり、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＰＭＯＳ５とＮｃｈＭＯＳトランジスタＮＭＯＳ５と、補償容量Ｃ５より構成されている。ＰＭＯＳ５のソースに電圧ｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ×２(Ｖ)が印加されている。

なお、タッチパネルの寄生容量Ｃａ、Ｃｂと、補償手段２１、２３の動作についてさらに詳細に説明しておくと、充電する手段２２、２４が電圧ｖ０１、ｖ０２をｖ０１＝ｖ０２＝ｖ０(ｖ)からｖ０１＝ｖ０２＝ｖ０ ＋Ｖｒｅｆ(ｖ)に充電する時、電流ｉ１、ｉ２のほかに、寄生容量Ｃａ、Ｃｂへの充電電流ｉ３、ｉ４が流れる。この時、補償手段２１、２３の端子Ｃから、電流ｉ３、ｉ４と同じ大きさの電流を出力することで、電圧に変換する手段２７、２８へ入力される電流はｉ１、ｉ２のみになり、タッチパネルの寄生容量Ｃａ、Ｃｂによる影響を補償することが可能となる。

「状態１」において、タッチパネルの寄生容量Ｃａの一端の電圧はｖ０(Ｖ)になる。この時、補償する手段２１、２３のＰＭＯＳ５はＯＮ、ＮＭＯＳ５はＯＦＦしており、補償容量Ｃ５の一端は電圧ｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ×２(Ｖ)に充電されている。

「状態２」において、充電する手段２２、２４のＰＭＯＳ１がＯＦＦ、ＮＭＯＳ１がＯＮのとき、寄生容量の一端がｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)に充電される。この時、補償する手段２１、２３のＰＭＯＳ５はＯＦＦ、ＮＭＯＳ５はＯＮして、補償容量Ｃ５の一端はｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)に放電される。この時、寄生容量Ｃａの充電電圧と、補償容量の放電電圧は、同じＶｒｅｆ(Ｖ)であるため、寄生容量Ｃａと補償容量Ｃ５を同じ容量値に設定しておくことで、寄生容量Ｃａの充電電流とＮＭＯＳ５のソース出力からの補償容量Ｃ５の放電電流は同じ電流量になり、寄生容量Ｃａによる電流は補償される。

以上の動作より、ｖ１１、ｖ１２、ｖ２１、ｖ２２について以下のことが成り立つ。
「状態２」において、Ｖ０１、Ｖ０２に同相の電圧が入力されており、抵抗ｒ１、ｒ２には同じ電圧がかかるため、充電電流ｉ１、ｉ２の比はｒ１、ｒ２の逆数の比と同じになる。

ｉ１：ｉ２＝ｒ２：ｒ１ ・・・（１）

電圧に変換する手段２７、２８はそれぞれ同じ回路構成であり、その容量Ｃ１に充電される電荷量Ｑ１、Ｑ２はｉ１：ｉ２の比と同じであり、出力ｖ１１、ｖ１２の出力電圧はＱ１，Ｑ２に比と同じであるため、出力ｖ１１、ｖ１２はｒ１、ｒ２の逆数の比と同じになる。

サンプリングする手段のサンプリング完了後「状態３」の出力ｖ２１、ｖ２２はｖ１１、ｖ１２と同じであるため、以下の式が成り立つ。

ｖ２１：ｖ２２＝ｖ１１：ｖ１２＝Ｑ１：Ｑ２＝ｉ１：ｉ２＝ｒ２：ｒ１ ・・・（２）

式（２）は、ｖ２１、ｖ２２の出力電圧の比により、ｒ１、ｒ２の比を検出できることを意味しており、抵抗膜３７の全面で抵抗値が一様であればｖ２１、ｖ２２の比からタッチされた位置を計算することができる。

また、電圧に変換する手段２７、２８の容量Ｃ１に充電される電荷量Ｑ１、Ｑ２の合計は、結合容量Ｃｆをｖ０（Ｖ）からｖ０ ＋ Ｖｒｅｆ(Ｖ)に充電するときの電荷量と同じであるため、以下の式が成り立つ。

Ｃｆ×Ｖｒｅｆ＝Ｑ１＋Ｑ２＝Ｃ１×（ｖ１１＋ｖ１２） ・・・（３）

式（２）より電圧に変換する手段２７、２８の出力の合計（ｖ１１＋ｖ１２）は結合容量Ｃｆに比例することが分かる。
特開２００５−３０１９７４号公報

図４の従来技術において、図６（ａ）を参照して、アンプ回路ＯＰ１の出力電圧ｖ１１、ｖ１２の出力レンジは、アンプ回路ＯＰ１の正負電源をＶＤＤ、ＶＳＳとした場合、電源ＶＤＤと充電前のアンプ回路ＯＰ１の出力電圧ｖ０＋ｖｒｅｆの範囲ＶＤＤ−（ｖ０＋ｖｒｅｆ）に制限されてしまう。ｖ１１、ｖ１２の出力レンジの制限は、式（３）より結合容量Ｃｆの検出可能な容量値の範囲を制限することになる。

本発明に関連する図６（ｂ）を参照して、アンプ回路ＯＰ１がレールツーレールのアンプ回路であった場合の出力レンジはＶＤＤ−ＶＳＳであるため、この範囲までｖ１１、ｖ１２を広げることが可能なら、結合容量Ｃｆの容量値をより広範囲で検出可能になると考える。

そこで、この発明はこのような課題を解決するためになされたもので、結合容量の検出レンジをより広く取ることができるように改良された座標位置検出装置を提供することを目的とする。

この発明に従う座標位置検出装置は、タッチパネルに触れた人の指等の位置を容量結合方式で検出する装置であって、パネルが抵抗成分と容量成分で成り立つとして、その容量を電圧変換手段でリセット、充電、放電しながら補償しつつ、その際の電圧を検出する事で前記人の指等の位置を検出する手段と、前記電圧変換手段の、充電前の状態における出力電圧をＶＳＳにレベルシフトさせる手段と、を備える。

本発明によれば、充電前のアンプ回路の出力電圧をＶＳＳにレベルシフトさせることにより、ｖ１１、ｖ１２の出力レンジをアンプ回路が可能な出力レンジＶＤＤ−ＶＳＳまで広げることができる。

この発明の他の局面に従う座標位置検出装置は、タッチパネルに触れた人の指等の位置を容量結合方式で検出する装置であって、パネルが抵抗成分と容量成分で成り立つとして、その容量を電圧変換手段でリセット、充電、放電しながら補償しつつ、その際の電圧を検出する事で前記人の指等の位置を検出する回路に係る。前記電圧変換手段は第１のコンデンサーと第２のコンデンサーとオペアンプとを含む。前記オペアンプの非反転入力は、第１のスイッチを介して前記第１及び第２のコンデンサーのそれぞれの一方端子に接続される。前記オペアンプの非反転入力は更に第１の基準電圧に接続される。前記オペアンプの出力は、前記第１のコンデンサーの他方端子に接続される。前記オペアンプの反転入力は前記第２のコンデンサーの他方端子に接続され、かつ第２のスイッチを介して第２の基準電圧に接続されている。

従来技術では、オペアンプでの検出すべき電圧範囲が限られていたのに対して、本発明では、オペアンプの反転及び非反転入力に接続される基準電圧をそれぞれに設定することにより、この検出範囲を広く取ることができるようになる。

この発明の好ましい実施態様によれば、前記第２の基準電圧は、電源電圧とオペアンプ出力との間に抵抗ＲＡ、ＲＢを設け、電源電圧とオペアンプ出力との間で抵抗分割することにより作成されている。

また、前記第１の基準電圧は、ＶＤＤとＶＳＳを前記抵抗ＲＡ、ＲＢと同じ抵抗値で抵抗分割してなる電圧に設定されているのが好ましい。

本発明によれば、充電前のアンプ回路の出力電圧をＶＳＳにレベルシフトさせることにより、ｖ１１、ｖ１２の出力レンジをアンプ回路が可能な出力レンジＶＤＤ−ＶＳＳまで広げることが可能であり、より広い範囲の結合容量Ｃｆの容量値の検出が可能になる。

結合容量の検出レンジをより広く取ることができるように改良された座標位置検出装置を得るという目的を、充電前のアンプ回路の出力電圧をＶＳＳにレベルシフトさせることにより、オペアンプの出力レンジを該オペアンプ回路が可能な出力レンジＶＤＤ−ＶＳＳまで広げることで実現した。

以下、本発明の実施例を、図を用いて説明する。

図１は実施例に係る座標位置検出装置の構成を示すブロック図である。

図４に示された従来ブロック図における電圧変換手段２７、２８に、ＰｃｈＭＯＳトランジスタＰＭＯＳ６、抵抗ＲＡ、抵抗ＲＢを追加したことを特徴とする。ここで、電圧変換手段２７，２８は第１のコンデンサーＣ１と第２のコンデンサーＣ２とオペアンプＯＰ１とを含む。オペアンプＯＰ１の非反転入力（+）は、第１のスイッチ（ＮＭＯＳ２，ＰＭＯＳ２）を介して第１のコンデンサーＣ１及び第２のコンデンサーＣ３のそれぞれの一方端子に接続され、オペアンプＯＰ１の非反転入力（+）は更に第１の基準電圧（Ｖ０+Ｖｒｅｆ）に接続される。オペアンプＯＰ１の出力は、第１のコンデンサーＣ１の他方端子に接続される。オペアンプＯＰ１の反転入力（-）は第２のコンデンサーＣ３の他方端子に接続され、かつ第２のスイッチ（ＮＭＯＳ３，ＰＭＯＳ３）を介して第２の基準電圧に接続されている。

ＰＭＯＳ６は、図５に示すように、制御装置からの信号でＯＮ／ＯＦＦが制御されている。「状態１」にてＰＭＯＳ６がＯＮ、「状態２」、「状態３」においてＯＦＦするように制御する。

またＶｒｅｆ＋ｖ０の電圧をＶｒｅｆ＋ｖ０＝（ＲＡ×ＶＳＳ＋ＲＢ×ＶＤＤ）÷（ＲＡ＋ＲＢ）となるように設定する。この電圧は、図２を参照して、ＶＤＤとＶＳＳの間に抵抗ＲＣ，ＲＤを設け、抵抗ＲＣ，ＲＤを抵抗ＲＡ、ＲＢと同じ抵抗値にし、ＶＤＤ、ＶＳＳを抵抗ＲＡ、ＲＢと同じ抵抗値で抵抗分割することにより容易に作成することが可能である。

以下に回路の動作について説明する。

「状態１」にて、ＰＭＯＳ２、ＰＭＯＳ３、ＮＭＯＳ２、ＮＭＯＳ３、ＰＭＯＳ６はＯＮになり、ＲＡの上側の電圧はＶＤＤ、ＲＡの下側の電圧は（ＲＡ×ＶＳＳ＋ＲＢ×ＶＤＤ）÷（ＲＡ＋ＲＢ）となる。

この時、ＲＡ、ＲＢの両端の電圧はＲＡ，ＲＢの比と同じになるため、オペアンプＯＰ１の出力電圧をＶＯＵＴとすると以下の式が成り立つ。
ＲＡ ： ＲＢ ＝ ＶＤＤ−（ＲＡ×ＶＳＳ＋ＲＢ×ＶＤＤ）÷（ＲＡ＋ＲＢ） ：
（ＲＡ×ＶＳＳ＋ＲＢ×ＶＤＤ）÷（ＲＡ＋ＲＢ）−ＶＯＵＴ ・・・（４）

式（４）をＶＯＵＴについて解くと以下のようになる。
ＶＯＵＴ＝ＶＳＳ ・・・（５）

以上の実施例により図６（ｂ）を参照して、「状態１」においてアンプ回路の出力電圧をＶＳＳにレベルシフトさせることが可能である。ひいては、ｖ１１、ｖ１２の出力レンジをアンプ回路ＯＰ１が可能な出力レンジＶＤＤ−ＶＳＳまで広げることを可能となる。ひいては、結合容量Ｃｆの容量値をより広範囲で検出可能になる。

今回開示された実施例はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明によれば、より広い範囲の結合容量Ｃｆの容量値の検出が可能になる座標位置検出装置が得られる。

本発明の実施例に係る座標位置検出装置の構成例を示すブロック図である。 電圧Ｖｒｅｆ＋ｖ０を作成する実施例に係る回路図である。 本発明で採用する容量結合方式による位置検出方法の基本原理を説明するための図である。 従来の座標位置検出装置の構成例を示すブロック図である。 状態遷移図である。 （ａ） 従来の出力レンジを示す図である。 （ｂ） 本発明の出力レンジを示す図である。

符号の説明

２１、２３ 寄生容量成分を補償する手段
２２、２４ タッチパネルの結合容量を充電する手段
２７、２８ 電圧に変換する手段
２９、３０ 変換された電圧をサンプリングする手段
３１ 制御装置
３６ タッチパネル
３７ タッチパネルの抵抗膜
３８ タッチパネルにタッチされた指先のインピーダンス

Claims (4)

1. タッチパネルに触れた人の指等の位置を容量結合方式で検出する装置であって、
   パネルが抵抗成分と容量成分で成り立つとして、その容量を電圧変換手段でリセット、充電、放電しながら補償しつつ、その際の電圧を検出する事で前記人の指等の位置を検出する手段と、
   前記電圧変換手段の、充電前の状態における出力電圧をＶＳＳにレベルシフトさせる手段と、を備えた座標位置検出装置。
2. タッチパネルに触れた人の指等の位置を容量結合方式で検出する装置であって、パネルが抵抗成分と容量成分で成り立つとして、その容量を電圧変換手段でリセット、充電、放電しながら補償しつつ、その際の電圧を検出する事で前記人の指等の位置を検出する回路において、
   前記電圧変換手段は第１のコンデンサーと第２のコンデンサーとオペアンプとを備え、
   前記オペアンプの非反転入力は、第１のスイッチを介して前記第１及び第２のコンデンサーのそれぞれの一方端子に接続され、
   前記オペアンプの非反転入力は更に第１の基準電圧に接続され、
   前記オペアンプの出力は、前記第１のコンデンサーの他方端子に接続され、
   前記オペアンプの反転入力は前記第２のコンデンサーの他方端子に接続され、かつ第２のスイッチを介して第２の基準電圧に接続されている事を特徴とする座標位置検出装置。
3. 前記第２の基準電圧は、電源電圧とオペアンプ出力との間に抵抗ＲＡ、ＲＢを設け、電源電圧とオペアンプ出力との間で抵抗分割することにより作成されていることを特徴とする請求項２に記載の座標位置検出装置。
4. 前記第１の基準電圧は、ＶＤＤとＶＳＳを前記抵抗ＲＡ、ＲＢと同じ抵抗値で抵抗分割
   してなる電圧に設定されている請求項３に記載の座標位置検出装置。

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