JP2008101973A - 検出装置、ジャイロセンサ、電子機器及び検出装置の調整方法 - Google Patents

Abstract

【課題】回路の大規模化を抑えながらオフセット調整を実現できる検出装置等の提供。
【解決手段】検出装置は駆動回路と検出回路を含み、検出回路は、振動子からの出力信号を増幅する増幅回路を含む。増幅回路は、出力信号に対応する差動信号の差動増幅を行う差動増幅回路７６と、差動増幅回路７６が有する少なくとも１つの抵抗の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行うオフセット調整回路７８を含む。差動信号を構成する第１、第２の信号にそれぞれ重畳される第１、第２の不要信号の少なくとも一方を増幅することで、オフセット調整を行う。
【選択図】図２

Description

本発明は、検出装置、ジャイロセンサ、電子機器及び検出装置の調整方法に関する。

デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステム等の電子機器には、外的な要因で変化する物理量を検出するためのジャイロセンサ（物理量トランスデューサ）が組み込まれている。このようなジャイロセンサは、角速度等の物理量を検出し、いわゆる手振れ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などに用いられる。

近年、ジャイロセンサの軽量小型化と共に高い検出精度も要求され、ジャイロセンサの１つとして圧電型の振動ジャイロセンサが注目されている。そのなかでも、圧電材料として水晶が用いられる水晶圧電振動ジャイロセンサは、多くの装置への組み込み向けに最適なセンサとして期待が寄せられている。この振動ジャイロセンサでは、回転によって発生するコリオリ力に対応した物理量を検出している。

このような振動ジャイロセンサでは、振動子の軽量小型化に伴い、振動子からの出力信号（出力電流）は非常に微弱な信号になっている。従って、このような微弱な出力信号に基づき所望信号（コリオリ力等の物理量に応じた信号）を検出する検出装置には、無歪み・低ノイズで、且つできるだけ大きなゲインで所望信号を検出できる性能が要求される。

また振動ジャイロセンサでは、種々の原因により発生するオフセット電圧を除去するためのオフセット調整が行われる。

しかしながら、このようなオフセットを調整するための専用のオフセット調整回路を設けると、回路の大規模化を招く。また専用のオフセット調整回路では、Ｄ／Ａ変換回路等を用いて正確な微少電圧を生成しなければならず、回路が複雑化する。更に、その専用のオフセット調整回路自体が原因となって、ノイズが増加してしまい、Ｓ／Ｎ比が劣化する問題が生じる。
特開２００５−１２７９７８号公報

本発明は、以上のような技術的課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、回路の大規模化を最小限に抑えながらオフセット調整を実現できる検出装置、ジャイロセンサ、電子機器及び検出装置の調整方法を提供することにある。

本発明は、振動子を駆動して振動子を励振させる駆動回路と、振動子からの出力信号を受け、所望信号を検出する検出回路とを含み、前記検出回路は、振動子からの前記出力信号を増幅する増幅回路を含み、前記増幅回路は、前記出力信号に対応する差動信号の差動増幅を行う差動増幅回路と、前記差動増幅回路が有する少なくとも１つの抵抗の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行うオフセット調整回路を含む検出装置に関係する。

本発明によれば、オフセット調整回路により、差動増幅回路が有する少なくとも１つの抵抗の抵抗値が可変に制御されて、オフセット調整が行われる。このようにすれば、例えば差動増幅回路の抵抗値のバランスを崩すことで、オフセット調整が実現されるため、専用のオフセット調整回路を設けなくても済む。従って、回路の小規模化を図れる。またノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

また本発明では、前記差動増幅回路は、前記差動信号を構成する第１の信号が入力される第１の入力ノードと第１のノードの間に設けられる第１の抵抗と、前記第１のノードと出力ノードの間に設けられる第２の抵抗と、前記差動信号を構成する第２の信号が入力される第２の入力ノードと第２のノードとの間に設けられる第３の抵抗と、前記第２のノードと第１の電源電圧のノードの間に設けられる第４の抵抗と、その反転入力端子が前記第１のノードに接続され、その非反転入力端子が前記第２のノードに接続され、その出力端子が前記出力ノードに接続されるオペアンプを含み、前記オフセット調整回路は、前記第１、第３の抵抗の少なくとも一方の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行うようにしてもよい。

このようにすれば、第１の信号側のゲインと第２の信号側のゲインを独立に制御できるようになるため、オフセット調整を簡素化できる。

また本発明では、前記オフセット調整回路は、前記差動信号を構成する第１、第２の信号にそれぞれ重畳される第１、第２の不要信号の少なくとも一方を増幅することで、オフセット調整を行うようにしてもよい。

このようにすれば、第１、第２の信号にそれぞれ重畳される第１、第２の不要信号を有効活用してオフセット調整を実現できるようになり、回路の小規模化、Ｓ／Ｎ比の向上を図れる。

また本発明では、ゲインを可変に制御して感度調整を行う感度調整回路を含み、前記感度調整回路は、前記オフセット調整回路によるオフセット調整により設定された検出装置のゲインを調整することで、感度調整を行うようにしてもよい。

このようにすれば、オフセット調整回路によるオフセット調整により変化したゲインを、感度調整により再度設定し直して、感度を基準値に一致させる感度調整を実現できる。

また本発明では、参照信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路を含み、前記感度調整回路は、前記同期検波回路の前段側に設けられていてもよい。

このようにすれば、ＤＣ信号ではなく、所与の周波数の信号の状態で感度調整が行われるようになるため、フリッカノイズを低減できる。また感度調整回路の前段側の回路ブロックの数が減るため、これらの回路ブロックのノイズを感度調整回路が増幅することによるＳ／Ｎ比の劣化を、最小限に抑えることができる。

また本発明では、前記感度調整回路は、可変ゲインアンプとして動作すると共にハイパスフィルタとして動作するようにしてもよい。

このようにすれば、ハイパスフィルタによりＤＣ成分をカットでき、感度調整回路によりＤＣ信号が増幅されてしまう事態を防止できる。従って、感度調整回路の可変ゲインアンプや後段側のオペアンプ等が飽和動作状態になる事態も防止できる。また回路ブロックの数を減らすことができるため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

また本発明では、アクティブフィルタである前記ハイパスフィルタと前記可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用されてもよい。

このようにすれば、ノイズ源となるオペアンプの個数を減らすことができるため、回路を小規模化できると共に、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

また本発明では、参照信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路と、同期検波後の信号のフィルタ処理を行うフィルタ部を含み、前記オフセット調整回路は、検出装置の出力信号の初期オフセット電圧を除去するためのオフセット調整を行い、前記フィルタ部は、離散時間型フィルタと、前記離散時間型フィルタの前段側に設けられた連続時間型フィルタを含み、前記連続時間型フィルタは、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、オフセット調整後に温度変動などの環境変化が生じた場合にも、環境変化に起因する不要信号のオフセット変動分は、連続時間型フィルタにより除去される。従って、オフセット変動分を除去する特別な回路を設けなくても、離散時間型フィルタの前段側の連続時間型フィルタを有効活用して、オフセット変動分の除去が可能になる。

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、前記同期検波回路による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、同期検波により周波数ｋ×ｆｄの周波数帯域に現れるオフセット変動分を、連続時間型フィルタを有効活用して除去できる。従って、オフセット変動分の効率的な除去が可能になる。

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、１次のローパスフィルタであり、所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、前記連続時間型フィルタは、ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、連続時間型フィルタとして１次のローパスフィルタを用いた場合にも、周波数ｋ×ｆｄのオフセット変動分を除去できるフィルタを、容易に実現できる。

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、２次のローパスフィルタであり、所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、前記連続時間型フィルタは、ΔＡｋ×（ａ／ｋ^２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、連続時間型フィルタとして２次のローパスフィルタを用いた場合にも、周波数ｋ×ｆｄのオフセット変動分を除去できるフィルタを、容易に実現できる。

また本発明では、前記離散時間型フィルタは、振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分を通過させる周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、周波数ｆｄに対して離調周波数Δｆが十分に小さいような場合にも、離調周波数Δｆの不要信号の成分を、確実且つ容易に除去できる。また離調周波数Δｆの不要信号を離散時間型フィルタにより除去しつつ、周波数ｋ×ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分についても、連続時間型フィルタにより除去できる。従って、不要信号及びそのオフセット変動分の効率的な除去が可能になる。

また本発明は、上記のいずれかに記載の検出装置と、前記振動子とを含むジャイロセンサに関係する。

また本発明は、上記に記載のジャイロセンサと、前記ジャイロセンサにより検出された角速度情報に基づいて処理を行う処理部とを含む電子機器に関係する。

また本発明は、上記のいずれかに記載の検出装置の調整方法であって、前記検出装置の出力信号をモニタし、前記差動増幅回路が有する少なくとも１つの前記抵抗の抵抗値を制御して、検出装置のオフセット調整を行い、前記オフセット調整の後に前記検出装置の出力信号をモニタし、オフセット調整後にモニタされた前記検出装置の出力信号に基づいて、前記検出装置の感度を基準値に一致させる感度調整を行う調整方法に関係する。

このようにすれば、オフセット調整により変化したゲインを、感度調整により再度設定し直して、感度を基準値に一致させることが可能になる。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．電子機器、ジャイロセンサ
図１に本実施形態の検出装置３０を含むジャイロセンサ５１０と、ジャイロセンサ５１０を含む電子機器５００の構成例を示す。なお電子機器５００、ジャイロセンサ５１０は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また本実施形態の電子機器５００としては、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステム、ロボット、ゲーム機、携帯型情報端末等の種々のものが考えられる。

電子機器５００はジャイロセンサ５１０と処理部５２０を含む。またメモリ５３０、操作部５４０、表示部５５０を含むことができる。処理部（ＣＰＵ、ＭＰＵ等）５２０はジャイロセンサ５１０等の制御や電子機器５００の全体制御を行う。また処理部５２０は、ジャイロセンサ（物理量トランスデューサ）５１０により検出された角速度情報（物理量）に基づいて処理を行う。例えば角速度情報に基づいて、手ぶれ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などのための処理を行う。メモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ等）５３０は、制御プログラムや各種データを記憶したり、ワーク領域やデータ格納領域として機能する。操作部５４０はユーザが電子機器５００を操作するためのものであり、表示部５５０は種々の情報をユーザに表示する。

ジャイロセンサ５１０は振動子１０、検出装置３０を含む。図１の振動子１０は、水晶などの圧電材料の薄板から形成される音叉型の圧電振動子であり、駆動用振動子１１、１２と、検出用振動子１６、１７を含む。駆動用振動子１１、１２には駆動端子２、４が設けられ、検出用振動子１６、１７には検出端子６、８が設けられている。

検出装置３０が含む駆動回路４０は、駆動信号（駆動電圧）を出力して振動子１０（広義には物理量トランスデューサ）を駆動し、振動子１０からフィードバック信号を受ける。これにより振動子１０を励振させる。検出回路６０は、駆動信号により駆動される振動子１０から検出信号（検出電流、電荷）を受け、検出信号から所望信号（コリオリ力信号）を検出（抽出）する。

具体的には、駆動回路４０からの交流の駆動信号（駆動電圧）が駆動用振動子１１の駆動端子２に印加される。すると逆電圧効果によって駆動用振動子１１が振動を開始し、音叉振動により駆動用振動子１２も振動を開始する。この時、駆動用振動子１２の圧電効果によって発生する電流（電荷）が、駆動端子４からフィードバック信号として駆動回路４０にフィードバックされる。これにより振動子１０を含む発振ループが形成される。

駆動用振動子１１、１２が振動すると、検出用振動子１６、１７が図１に示す方向で振動速度ｖで振動する。すると、検出用振動子１６、１７の圧電効果によって発生する電流（電荷）が、検出信号として検出端子６、８から出力される。すると、検出回路６０は、この振動子１０からの検出信号を受け、コリオリ力に応じた信号である所望信号（所望波）を検出する。即ち、検出軸１９を中心に振動子１０（ジャイロセンサ）が回転すると、振動速度ｖの振動方向と直交する方向にコリオリ力Ｆｃが発生する。例えば検出軸１９を中心に回転したときの角速度をωとし、振動子の質量をｍとし、振動子の振動速度をｖとすると、コリオリ力はＦｃ＝２ｍ・ｖ・ωと表される。従って検出回路６０が、コリオリ力に応じた信号である所望信号（センサ信号）を検出（抽出）することで、ジャイロセンサ（振動子）の回転角速度ωを求めることができる。そして求められた角速度ωを用いることで、処理部５２０は、手振れ補正、姿勢制御、或いはＧＰＳ自律航法等のための種々の処理を行うことができる。

なお振動子１０には、駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓがある。具体的には、駆動用振動子１１、１２の固有共振周波数（駆動振動モードの固有共振周波数）がｆｄであり、検出用振動子１６、１７の固有共振周波数（検出振動モードの固有共振周波数）がｆｓである。この場合に、駆動用振動子１１、１２と検出用振動子１６、１７とが不要な共振結合を起こさないように、ｆｄとｆｓの間に一定の周波数差を持たせている。この周波数差である離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜は、ｆｄ、ｆｓに比べて十分に小さな周波数に設定されている。

なお図１では、振動子１０が音叉型である場合の例を示しているが、本実施形態の振動子１０はこのような構造に限定されない。例えばＴ字型やダブルＴ字型等であってもよい。また振動子１０の圧電材料は水晶以外であってもよい。

２．検出装置
図２に本実施形態の検出装置３０の構成例を示す。なお検出装置３０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

検出装置３０は、振動子１０を駆動して振動子を励振させる駆動回路４０と、振動子１０からの出力信号（電荷、電流）を受け、所望信号（所望波）を検出する検出回路６０を含む。

駆動回路（発振回路）４０は、電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換回路４２と、自動ゲイン制御を行うＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路４４と、２値化回路（コンパレータ）４６を含む。駆動回路４０では、ジャイロセンサの感度を一定に保つために、振動子１０（駆動用振動子）に供給する駆動電圧の振幅を一定に保つ必要がある。このため、駆動振動系の発振ループ内に、ゲインを自動調整するためのＡＧＣ回路４４が設けられる。具体的にはＡＧＣ回路４４は、入力信号ＩＤの振幅（振動子の振動速度ｖ）が一定になるように、ゲインを可変に自動調整する。なお、発振ループでの位相シフトが０度になるように位相が調整される。また発振起動時には、高速な発振起動を可能にするために、発振ループのゲインは１よりも大きなゲインに設定される。

Ｉ／Ｖ変換回路４２は、振動子１０からの信号ＩＤである電流（電荷）を電圧に変換して、駆動信号ＶＤ１として出力する。このＩ／Ｖ変換回路４２は、キャパシタ、抵抗、オペアンプにより実現できる。

ＡＧＣ回路４４は、駆動信号ＶＤ１を監視して、発振ループのゲインを制御する。このＡＧＣ回路４４は、発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）や、発振振幅に応じてゲインコントロールアンプのゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路を含むことができる。また、このゲイン制御回路は、Ｉ／Ｖ変換回路４２からの交流の駆動信号ＶＤ１を直流信号に変換する整流回路（全波整流回路）や、整流回路からの直流信号の電圧と基準電圧との差分に応じた制御電圧を出力する回路などを含むことができる。

２値化回路４６は、正弦波である駆動信号ＶＤ１の２値化処理を行い、２値化処理により得られた参照信号（同期信号）ＲＳを同期検波回路１００に出力する。またこの参照信号ＲＳをフィルタ部１１０（ＳＣＦ１１４）に対しても出力する。この２値化回路４６は、Ｉ／Ｖ変換回路４２からの正弦波（交流）の信号ＶＤ１が入力されて、矩形波の参照信号ＲＳを出力するコンパレータにより実現できる。なおＩ／Ｖ変換回路４２と２値化回路４６の間や２値化回路４６と同期検波回路１００の間に他の回路を設けてもよい。例えばハイパスフィルタや移相回路（位相シフタ）などを設けてもよい。

検出回路６０は、増幅回路７０、感度調整回路８０、同期検波回路１００、フィルタ部１１０を含む。なおこれらの一部を省略する構成としてもよい。

増幅回路７０は、振動子１０からの出力信号ＩＳＰ、ＩＳＭを増幅する。この増幅回路７０は、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４、差動増幅回路７６、オフセット調整回路７８を含む。

Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４は、振動子１０からの信号ＩＳＰ、ＩＳＭを受け、振動子１０で発生した電荷（電流）を電圧に変換する。差動増幅回路７６は、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４からの信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍの差動増幅を行う。

図３（Ａ）にＱ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路７２、７４の構成例を示す。Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４は、ノードＮＡ１とＮＡ２の間に設けられる帰還キャパシタＣＡ１及び帰還抵抗ＲＡ１と、オペアンプ（演算増幅器）ＯＰＡを含み、ローパスフィルタの周波数特性を有する。オペアンプＯＰＡの反転入力端子（−）には入力ノードＮＡ１が接続され、非反転入力端子（＋）には基準電源電圧ＡＧＮＤ（アナロググランド）のノードが接続される。

図３（Ａ）の回路をＱ／Ｖ変換回路として機能させる場合には、カットオフ周波数ｆｃ＝１／２πＣＲが共振周波数ｆｄよりも十分に小さくなるように、ＣＡ１の容量値とＲＡ１の抵抗値を設定する。これにより共振周波数ｆｄにおいて位相が約−９０度だけ変化するようになる。一方、図３（Ａ）の回路をＩ／Ｖ変換回路として機能させる場合には、カットオフ周波数ｆｃ＝１／２πＣＲが共振周波数ｆｄよりも十分に大きくなるように、ＣＡ１の容量値とＲＡ１の抵抗値を設定する。この場合には位相がほとんど変化しないため、参照信号ＲＳの位相を＋９０度又は−９０度だけ変化させるための移相回路が必要になる。

差動増幅回路７６は、振動子１０からの出力信号ＩＳＰ、ＩＳＭに対応する差動信号の差動増幅を行う。この差動信号は、第１の信号（正相入力信号）ＶＳ１Ｐと第２の信号（逆相入力信号）ＶＳ１Ｍにより構成される。この差動増幅回路７６の差動増幅により、センサ信号（所望信号）と同相の不要信号（妨害信号）である静電結合漏れ信号を除去できる。

オフセット調整回路７８は、オフセットの調整処理を行う。具体的には、検出装置３０の出力信号ＶＳＱの初期オフセット電圧を除去する調整を行う。例えばティピカル温度である２５℃の時に、出力信号ＶＳＱの電圧が基準出力電圧と一致するようにオフセットの調整処理を行う。

更に具体的には、オフセット調整回路７８は、差動増幅回路７６が有する少なくとも１つの抵抗の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行う。例えば差動増幅回路７６の入力側の抵抗（入力ノードに接続される抵抗）である第１、第３の抵抗の少なくとも一方の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行う。別の言い方をすれば、差動信号を構成する第１、第２の信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍにそれぞれ重畳される第１、第２の不要信号（静電結合漏れの不要信号）の少なくとも一方を増幅することで、オフセット調整を行う。

感度調整回路８０は、感度の調整処理を行う。具体的にはゲインを可変に制御して感度調整を行う。この場合に本実施形態では感度調整回路８０は、オフセット調整回路７８によるオフセット調整により設定された検出装置３０のゲインを調整（変更）することで、感度調整を行う。この感度調整回路８０は、例えば感度の調整データに基づいてその抵抗値が可変に制御される可変抵抗や、可変抵抗の抵抗値（抵抗比）で決まるゲイン（増幅率）で信号を増幅するためのオペアンプなどを含むことができる。また、感度調整回路８０は、可変ゲインアンプとして動作すると共にハイパスフィルタとして動作することが望ましく、アクティブフィルタであるハイパスフィルタと可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用されることが更に望ましい。

同期検波回路（検波回路、検波器）１００は、増幅後の信号ＶＳ５に対して、参照信号（参照クロック）ＲＳに基づいて同期検波を行う。この同期検波により、センサ信号に対して９０度の位相差がある不要信号である機械振動漏れ信号を除去できる。

図３（Ｂ）に同期検波回路１００の構成例を示す。この同期検波回路１００は、反転増幅器１０２と、非反転増幅器１０４と、インバータ１０６と、スイッチング素子ＳＥ１、ＳＥ２を含む。スイッチング素子ＳＥ１の一端とスイッチング素子ＳＥ２の一端は、出力信号Ｑ（ＶＳ６）のノードＮＥ４に接続される。そして、入力信号ＩＮ（ＶＳ５）は反転増幅器１０２により反転増幅され、入力信号ＩＮと逆相の信号ＩＮ１がスイッチング素子ＳＥ１の他端に入力される。また入力信号ＩＮは非反転増幅器１０４により増幅され、入力信号ＩＮと同相の信号ＩＮ２がスイッチＳＥ２の他端に入力される。ＭＯＳトランジスタにより構成されるスイッチング素子ＳＥ１は、参照信号ＲＳの反転信号ＲＳＸによりオン・オフ制御され、スイッチング素子ＳＥ２は参照信号ＲＳによりオン・オフ制御される。即ちスイッチング素子ＳＥ１、ＳＥ２が交互にオンになることで、同期検波が行われる。なお反転増幅器１０２、１０４の機能を、同期検波回路１００の前段側の回路が有するオペアンプで代用してもよい。

フィルタ部１１０は、同期検波後の信号ＶＳ６のフィルタ処理を行う。具体的には、高周波成分を除去するローパスフィルタ処理を行う。

図４に検出装置３０の動作を説明するための信号波形例を示す。駆動信号ＶＤ１は、その周波数が駆動側固有周波数ｆｄとなる正弦波である。この駆動信号ＶＤ１を２値化回路４６により２値化することで、矩形波の参照信号ＲＳが得られる。同期検波回路１００に入力される信号ＶＳ５（センサ信号）は、コリオリ力の大きさ（角速度）に応じて振幅変調（ＡＭ変調）されている。この信号ＶＳ５を、参照信号ＲＳにより同期検波し、得られた信号ＶＳ６をフィルタ部１１０により平滑化することで、所望信号のＤＣ成分が信号ＶＳＱとして出力されるようになる。即ち信号ＶＳＱの電圧レベルが、コリオリ力の大きさに応じた電圧レベルになり、この電圧レベルを求めることでジャイロセンサの回転角速度を得ることができる。

３．不要信号
センサ信号には、所望信号（所望波）と不要信号（不要波）が混在している。なお本実施形態では所望信号と不要信号を併せたものをセンサ信号と呼ぶ。

不要信号の振幅は一般的に所望信号の振幅に比べて非常に大きいため、検出装置３０に対する要求性能は高くなる。この不要信号には、機械振動漏れや、静電結合漏れや、離調周波数Δｆや、２ｆｄ（２ωｄ）や、ＤＣオフセットなどに起因するものがある。

機械振動漏れの不要信号は、振動子１０の形状のアンバランス等に起因して発生する。信号ＩＳＰに重畳される機械振動漏れの不要信号と信号ＩＳＭに重畳される機械振動漏れの不要信号は互いに逆相になるため、差動増幅回路７６によっては除去できない。しかしながら、信号ＶＳ５に重畳される機械振動漏れの不要信号は、信号ＶＳ５での所望信号と９０度の位相差を持つため、同期検波回路１００により除去できる。

静電結合漏れの不要信号は、図２の駆動信号ＶＤ２が、寄生容量ＣＰ、ＣＭを通じてＩＳＰ、ＩＳＭの入力端子等に漏洩することで生じる。即ち寄生容量ＣＰ、ＣＭにより容量結合が形成され、駆動信号周波数付近においては、駆動信号ＶＤ２よりも約９０度（π／２）だけ位相が進んだ信号が、静電結合漏れの不要信号としてＩＳＰ、ＩＭの双方に重畳される。そして信号ＩＳＰに重畳される不要信号と信号ＩＳＭに重畳される不要信号は互いに同相になるため、差動増幅回路７６により除去することが可能になる。但し、必ずしもＣＰ＝ＣＭになるとは限らないため、ＣＰとＣＭが等しくない場合には、信号ＩＳＰに重畳された静電結合漏れの不要信号と、信号ＩＳＭに重畳された静電結合漏れの不要信号は大きさが異なってしまう。従って、この場合には、静電結合漏れの不要信号は除去されずに残ることになる。

例えばＩＳＰ、ＩＳＭでの所望信号と静電結合漏れの不要信号は、図５に示すような位相関係にある。即ち、ＩＳＰにおける所望信号Ｓ１（ｔ）とＩＳＭにおける所望信号Ｓ２（ｔ）は逆相（位相差１８０度）になっている。一方、ＩＳＰにおける静電結合漏れの不要信号Ｎ１（ｔ）とＩＳＭにおける静電結合漏れの不要信号Ｎ２（ｔ）は同相（同位相）になっている。

ＩＳＰ＝Ｓ１（ｔ）＋Ｎ１（ｔ） （１）
ＩＳＭ＝Ｓ２（ｔ）＋Ｎ２（ｔ） （２）
Ｓ１（ｔ）＝−Ｓ２（ｔ） （３）
Ｎ１（ｔ）＝Ｎ２（ｔ） （４）
従って、Ｓ１（ｔ）とＳ２（ｔ）の間に上式（３）の関係が成立し、またＮ１（ｔ）とＮ２（ｔ）の間に上式（４）の関係が成立している限り、減算器として機能する差動増幅回路７６にＩＳＰとＩＳＭを入力することで、差動増幅回路７６の出力は、
ＩＳＰ−ＩＳＭ＝２Ｓ１（ｔ） （５）
となる。従って理想的には、差動増幅回路７６の出力には、振幅が２倍にされた所望信号（２Ｓ１（ｔ））だけが残り、不要信号は除去される。

しかしながら、実際には、
｜Ｓ２（ｔ）｜＝｜Ｓ１（ｔ）｜＋ΔＳ（ｔ） （６）
｜Ｎ２（ｔ）｜＝｜Ｎ１（ｔ）｜＋ΔＮ（ｔ） （７）
となっている。ここで、絶対値記号で表された｜Ｓ１（ｔ）｜、｜Ｓ２（ｔ）｜は所望信号Ｓ１（ｔ）、Ｓ２（ｔ）の振幅を表す。同様に｜Ｎ１（ｔ）｜、｜Ｎ２（ｔ）｜は不要信号Ｎ１（ｔ）、Ｎ２（ｔ）の振幅を表す。またΔＳ（ｔ）は所望信号のアンバランス成分（ＩＳＰ、ＩＳＭでの所望信号の振幅差）を表し、ΔＮ（ｔ）は不要信号のアンバランス成分（ＩＳＰ、ＩＳＭでの不要信号の振幅差）を表す。従って、差動増幅回路７６の出力は、
ＩＳＰ−ＩＳＭ＝２Ｓ１（ｔ）＋ΔＳ（ｔ）＋ΔＮ（ｔ） （８）
となる。従って、差動増幅回路７６の出力には、所望信号のみならず、不要信号（アンバランス成分ΔＮ（ｔ））も残るようになる。

２ｆｄの不要信号は、何らかの原因で振動子が、２ｆｄの高調波の周波数で振動することにより発生する。ＤＣオフセットの不要信号は、入力リーク、静電結合漏れのアンバランス、所望信号と参照信号との間に存在する位相ずれ、参照信号のデューティのずれ、回路ブロックが有するＤＣオフセットなどに起因して発生する。

次に、図６（Ａ）〜図６（Ｃ）の周波数スペクトラムを用いて不要信号の除去について詳細に説明する。図６（Ａ）は同期検波前の周波数スペクトラムである。図６（Ａ）に示すように、同期検波前のセンサ信号では、ＤＣの周波数帯域にはＤＣオフセットの不要信号が存在する。またｆｄの周波数帯域には、機械振動漏れの不要信号と所望信号が存在する。

図６（Ｂ）は同期検波後の周波数スペクトラムである。図６（Ａ）のｆｄの周波数帯域の所望信号は、図６（Ｂ）に示すように同期検波後はＤＣ及び２ｆｄの周波数帯域に現れる。また図６（Ａ）のＤＣの周波数帯域の不要信号（ＤＣオフセット）は、図６（Ｂ）に示すように同期検波後はｆｄの周波数帯域に現れる。また図６（Ａ）のｆｄの周波数帯域の不要信号（機械振動漏れ）は、図６（Ｂ）に示すように同期検波後は２ｆｄの周波数帯域に現れる。なお図６（Ａ）において２ｆｄの周波数帯域に不要信号が存在した場合には、同期検波後は３ｆｄ及びｆｄの周波数帯域に現れるようになる。また検波後の混入ノイズは、同期検波回路１００の後段の回路が発生するノイズなどである。

図６（Ｃ）はフィルタ処理後の周波数スペクトラムである。同期検波後の信号をフィルタ部１１０で平滑化（ＬＰＦ）することで、ｆｄ、２ｆｄ等の周波数帯域の不要信号の周波数成分が除去されている。

図２のＶＳ５での所望信号は、図４で説明したように振幅変調されているため、Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）と表すことができる。またＶＳ５での機械漏れ振動の不要信号（妨害波）は、所望信号と位相が９０度ずれているため、Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）と表すことができる。また、ＶＳ５でのセンサ信号はＶＳ５での所望信号と不要信号の和であるため、Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）と表すことができる。また駆動信号は、Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）と表すことができる。なおＡ（ｔ）、Ｂ、Ｃは振幅であり、ωｄ＝２πｆｄである。

同期検波は、ＶＳ５でのセンサ信号（所望信号＋不要信号）と駆動信号（参照信号）の乗算とみなすことができる。従って、ＶＳ５でのセンサ信号のうち所望信号については、
Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）×Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）
＝｛（Ａ（ｔ）×Ｃ）／２｝×｛１−ｃｏｓ（２ωｄ×ｔ）｝
となる。従って図６（Ｂ）に示すように、同期検波後に所望信号はＤＣ並びに２ｆｄの周波数帯域に現れるようになる。

一方、ＶＳ５でのセンサ信号のうち機械振動漏れの不要信号については、
Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）×Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）
＝｛−（Ｂ×Ｃ）／２｝×ｃｏｓ（２ωｄ×ｔ＋π／２）
となる。従って図６（Ｂ）に示すように、同期検波後に機械振動漏れの不要信号は２ｆｄ＋（２ωｄ）の周波数帯域に現れ、ＤＣには現れない。

次に、図７（Ａ）〜図７（Ｄ）の模式図を用いて同期検波について説明する。なお実際には、不要信号（機械漏れ振動）の振幅Ｂは所望信号の振幅Ａ（ｔ）に比べて非常に大きいが、図面の都合上、振幅Ａ（ｔ）とＢを等しくしてある。

図７（Ａ）のように、ＶＳ５での所望信号の位相と参照信号（駆動信号）の位相が完全に揃っている場合には、同期検波後のＶＳ６での所望信号と不要信号は図７（Ｂ）のようになる。即ち所望信号は、完全な全波整流波形になり、不要信号は、正の部分と負の部分の面積が等しい波形になる。従って、フィルタ部１１０で平滑化することにより、所望信号のＤＣ成分が信号ＶＳＱとして出力されるようになり、不要信号の成分が信号ＶＳＱとして現れることはない。

一方、図７（Ｃ）のようにＶＳ５での所望信号の位相と参照信号（駆動信号）の位相がγだけずれている場合には、同期検波後のＶＳ６での所望信号と不要信号は図７（Ｄ）のようになる。即ち所望信号は、完全な全波整流波形ではなく、負の成分を含む。また、不要信号は、正の部分と負の部分の面積が等しくならない。従って、フィルタ部１１０での平滑化で得られる信号ＶＳＱにおいて、所望信号のＤＣ成分が図７（Ｂ）の場合よりも小さくなると共に、不要信号の成分が信号ＶＳＱとして現れるようになる。

４．差動増幅回路によるオフセット調整
図８に差動増幅回路７６の入力信号（所望信号）ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍと出力信号ＶＳ４の信号波形例を示す。信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍは差動信号を構成する。即ち、検出用振動子１６、１７からの信号ＩＳＰ、ＩＳＭは互いに逆相の信号であるため、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４からの信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍも、位相が１８０度ずれた互いに逆相の信号になり、差動信号を構成する。

静電結合漏れの不要信号は、前述したように図２の駆動信号ＶＤ２とＩＳＰ、ＩＳＭの入力端子との間の寄生容量ＣＰ、ＣＭによる容量結合により発生する。即ち周波数ｆｄの駆動信号ＶＤ２の振動成分が、寄生容量ＣＰ、ＣＭを介してＩＳＰ、ＩＳＭの入力端子に伝達し、図８に示すような静電結合漏れの不要信号として現れる。このため、信号ＶＳ１Ｐに重畳される静電結合漏れの不要信号と信号ＶＳ１Ｐに重畳される静電結合漏れの不要信号は、図８に示すように同相の信号になる。従って、信号ＶＳ１ＰとＶＳ１Ｍの静電結合漏れの不要信号の振幅が同じである場合には、差動増幅回路７６による差動増幅（減算）により、図８に示すように出力信号ＶＳ４には静電結合漏れの不要信号が現れないようになる。

このように差動増幅回路７６は、一般的に、信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍの差動増幅と、静電結合漏れなどの同相の不要信号を除去するために用いられている。そして従来では、初期オフセット電圧の除去のためのオフセット調整については、例えばフィルタ部１１０の後段側に設けられた専用のオフセット調整回路により行っていた。

しかしながら、このような専用のオフセット調整回路を設けると、回路の大規模化を招く。またフィルタ部１１０の後段側にオフセット調整回路を設けると、オフセット調整回路のゲインによりノイズそのものが増幅されてしまう。またノイズ源となる回路ブロックの数も増えてしまうため、Ｓ／Ｎ比が劣化する。

そこで本実施形態では、差動増幅回路７６に対して、差動増幅の機能のみならず、オフセット調整の機能を持たせ、差動増幅回路７６の抵抗の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行っている。

例えば図９（Ａ）において、環境温度が２５℃（ティピカル温度）であり、ジャイロセンサが静止状態である場合に、検出装置３０の出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲ（例えばＶＤＤ／２）に一致するように、オフセット調整を行う。即ち図９（Ａ）では、出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲと一致していない。この場合には図９（Ｂ）に示すように、初期オフセット電圧である｜ＶＱ−ＶＲ｜が除去されて０になるように、オフセット調整を行う。具体的には、ジャイロセンサの製造後に、ジャイロセンサを静止状態にして、検出装置３０の出力電圧ＶＱをモニタする。そして出力電圧ＶＱを基準出力電圧ＶＲに一致させるためのオフセット調整データを、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。すると、検出装置３０の出力電圧ＶＱがＶＲに一致するように、上記調整データに基づいてオフセット調整が行われる。

図１０に本実施形態の差動増幅回路７６、オフセット調整回路７８の構成例を示す。差動増幅回路７６は、差動信号を構成する第１の信号ＶＳ１Ｐが入力される第１の入力ノードＮＢ１と第１のノードＮＢ３の間に設けられる第１の抵抗ＲＢ１と、ノードＮＢ３と出力ノードＮＢ５の間に設けられる第２の抵抗ＲＢ２を含む。また差動信号を構成する第２の信号ＶＳ１Ｍが入力される第２の入力ノードＮＢ２と第２のノードＮＢ４との間に設けられる第３の抵抗ＲＢ３と、ノードＮＢ４と基準電圧ＡＧＮＤ（広義には第１の電源電圧）のノードの間に設けられる第４の抵抗ＲＢ４を含む。更にその反転入力端子（−）がノードＮＢ３に接続され、その非反転入力端子（＋）がノードＮＢ４に接続され、その出力端子が出力ノードＮＢ５に接続されるオペアンプＯＰＢを含む。

オフセット調整回路７８は、差動増幅回路７６が有する抵抗ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＢ３、ＲＢ４のうち少なくとも１つの抵抗の抵抗値を可変に制御することで、図９（Ａ）、図９（Ｂ）で説明したオフセット調整を行う。具体的には、オフセット調整回路７８はオフセットの調整データＤＤＡ［ｍ：０］を受ける。そして調整データＤＤＡ［ｍ：０］に基づいて、抵抗ＲＢ１、ＲＢ３の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行う。

なお図１０では、抵抗ＲＢ１、ＲＢ３の両方の抵抗値を制御しているが、抵抗ＲＢ１、ＲＢ３の一方の抵抗値だけを制御してもよい。また差動増幅回路７６、オフセット調整回路７８の構成は図１０に限定されず、図１０の構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの変形実施が可能である。

図１０において、信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍ、ＶＳ４の電圧を、各々、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３とし、抵抗ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＢ３、ＲＢ４の抵抗値を、各々、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４とする。するとＶ３は下式のように表される。
Ｖ３＝{Ｒ４×(Ｒ１＋Ｒ２)×Ｖ２−Ｒ２×(Ｒ３＋Ｒ４)×Ｖ１}／{Ｒ１×(Ｒ３＋Ｒ４)}
＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３ （９）
ここで、
Ｋ１＝Ｒ４×(Ｒ１＋Ｒ２) （１０）
Ｋ２＝Ｒ２×(Ｒ３＋Ｒ４) （１１）
Ｋ３＝Ｒ１×(Ｒ３＋Ｒ４) （１２）
である。

従来例では、差動増幅回路７６に対して差動増幅の機能しか持たせておらず、Ｒ１＝Ｒ３、Ｒ２＝Ｒ４に設定していた。そしてＲ１＝Ｒ３、Ｒ２＝Ｒ４に設定すると、Ｋ１＝Ｋ２＝Ｒ２×(Ｒ１＋Ｒ２)、Ｋ３＝Ｒ１×(Ｒ１＋Ｒ２)となり、従来例では、Ｖ３は下式のように表されるようになる。

Ｖ３＝Ｋ１×(Ｖ２−Ｖ１)／Ｋ３
＝（Ｒ２／Ｒ１）×(Ｖ２−Ｖ１) （１３）
そしてジャイロセンサが静止状態である場合には、ジャイロセンサの角速度に比例する所望信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍの電圧Ｖ１、Ｖ２は共に０になる。従って、図８のようにＶＳ１Ｐ側、ＶＳ１Ｍ側の静電結合漏れの不要信号の振幅が同じである場合（アンバランス成分が０の場合）には、ジャイロセンサの静止状態時に差動増幅回路７６の出力電圧Ｖ３も０になる。

しかしながら、前述のように静電結合漏れの不要信号は、寄生容量による容量結合により発生する。従って図１１、図１２に示すように、ＶＳ１Ｐ側とＶＳ１Ｍ側とで静電結合漏れの不要信号にはアンバランス成分（ΔＮ（ｔ））があり、ＶＳ１Ｐ側とＶＳ１Ｍ側の不要信号の振幅が同じにならない。そしてこのようなアンバランス成分が存在すると、差動増幅回路７６により差動増幅を行っても、図１１、図１２に示すように出力信号ＶＳ４に静電結合漏れの不要信号が残る。

本実施形態では、このような同相の不要信号のアンバランス成分を逆に利用して、オフセット調整を実現している。

即ち図１１、図１２のように出力信号ＶＳ４に静電結合漏れの不要信号が残ると、この不要信号は所望信号と同相又は１８０度位相がずれた信号であるため、同期検波回路１００による同期検波では除去されない。またこの不要信号は、同期検波前は所望信号と同じ周波数ｆｄの帯域にあるため（図６（Ａ）参照）、同期検波後は、所望信号と同様にＤＣの周波数帯域に現れるようになる（図６（Ｂ）参照）。従って、この不要信号は、フィルタ部１１０によるローパスフィルタ処理によっても除去されず（図６（Ｃ）参照）、出力信号ＶＳＱのオフセット電圧（初期オフセット電圧）として現れるようになる。

ここで、オフセット電圧には、上述のような静電結合漏れに起因するもの以外に、入力リーク、所望信号と参照信号との間に存在する位相ずれ、参照信号のデューティのずれ、回路ブロックが有するＤＣオフセットなどに起因するものがある。

そこで本実施形態では、静電結合漏れの不要信号で発生するオフセット電圧により、静電結合漏れ以外の不要信号（入力リーク、位相ずれ等）で発生するオフセット電圧を相殺する。即ち、図１１、図１２のように信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍにそれぞれ重畳される静電結合漏れの不要信号（広義には第１、第２の不要信号）の少なくとも一方を増幅することで、オフセット調整を実現する。

例えば図１１において信号ＶＳ４に重畳される静電結合漏れの不要信号は、図８の信号ＶＳ４の所望信号と同相である。従って、図１１の信号ＶＳ１Ｍに重畳される静電結合漏れの不要信号（第２の不要信号）を増幅することで、図１１の信号ＶＳ４の静電結合漏れの不要信号を増幅すれば、検出装置３０の出力信号ＶＳＱのオフセット電圧を正方向に変化させることができる。

一方、図１２において信号ＶＳ４に重畳される静電結合漏れの不要信号は、図８の信号ＶＳ４の所望信号と逆相（１８０度ずれている）である。従って、図８の信号ＶＳ１Ｐに重畳される静電結合漏れの不要信号（第１の不要信号）を増幅することで、図１２の信号ＶＳ４の静電結合漏れの不要信号を増幅すれば、検出装置３０の出力信号ＶＳＱのオフセット電圧を負方向に変化させることができる。

従って図９（Ａ）、図９（Ｂ）のオフセット電圧（初期オフセット電圧）が正である場合にも負である場合にも、静電結合漏れの不要信号で発生するオフセット電圧を有効利用して、オフセット電圧を０にして除去するオフセット調整を実現できる。

次に図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）を用いて、本実施形態のオフセット調整手法について更に詳しく説明する。

図１３（Ａ）のＶ３は、上式（９）のように、Ｖ３＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３と表される。このＶ３を、参照信号ＲＳで同期検波し、更にフィルタ部１１０のＬＰＦを通すと、Ｖ４が得られる。このＶ４は直流信号であり、Ｖ４の符号は、Ｖ３の位相と参照信号ＲＳの位相が同相ならばプラスになり、逆相（１８０度ずれ）ならばマイナスになる。またＶ４の大きさはＶ３の振幅に比例する。

例えば図１３（Ｂ）のケース１では、Ｖ１、Ｖ２の静電結合漏れの不要信号は同相であり、Ｖ１の振幅はＶ２の振幅よりも小さい。この場合には、Ｖ４としてプラスのＤＣ電圧が出力される。従って、静電結合漏れ以外の不要信号が存在しない場合には、オフセット電圧はプラスになる。

また図１３（Ｂ）のケース２では、Ｖ１、Ｖ２の静電結合漏れの不要信号は同相であり、Ｖ１の振幅はＶ２の振幅よりも大きい。この場合には、Ｖ４としてマイナスのＤＣ電圧が出力される。従って、静電結合漏れ以外の不要信号が存在しない場合には、オフセット電圧はマイナスになる。

静止状態においては角速度＝０であるため、Ｖ１及びＶ２は所望信号（コリオリ力信号）を含まない。この状態で、Ｖ４が０ＶになるようにＫ１、Ｋ２を調整すれば、静止時の出力電圧が０Ｖになるように、ジャイロモジュール全体をチューニングすることができる。

この時、機械振動漏れが印加されていても構わない。機械振動漏れが印加された状態でチューニングを行えば、図７（Ｃ）、図７（Ｄ）で説明した同期検波において、参照信号ＲＳとＶ３の位相が９０度からずれていることにより生ずるＤＣオフセットについても、キャンセルすることが可能となる。

このように調整されたジャイロセンサに、角速度、即ち所望信号であるコリオリ力信号が加えられると、重ね合わせの原理により、角速度に相当する出力信号が正しくゼロ点調整されて、フィルタ部１１０の出力として得られるようになる。

また本実施形態では、抵抗ＲＢ１〜ＲＢ４の抵抗値Ｒ１〜Ｒ４のうちＲ１及びＲ３の少なくとも一方を制御して、オフセット調整を実現している。

例えば上式（１０）（１１）のように、Ｋ１、Ｋ２を制御する場合に抵抗値Ｒ１、Ｒ３は独立変数と見なすことができる。即ち抵抗値Ｒ１を変化させると、Ｋ１＝Ｒ４×(Ｒ１＋Ｒ２)は変化する一方で、Ｋ２＝Ｒ２×(Ｒ３＋Ｒ４)は変化しない。また抵抗値Ｒ３を変化させると、Ｋ２＝Ｒ２×(Ｒ３＋Ｒ４)は変化する一方で、Ｋ１＝Ｒ４×(Ｒ１＋Ｒ２)は変化しない。

そして静電結合漏れの不要信号が図１１のような状態であり、オフセット電圧が負であったとする。この場合には、図１０の抵抗ＲＢ１の抵抗値Ｒ１を大きくして、Ｖ３＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３のうちのＫ１＝Ｒ４×(Ｒ１＋Ｒ２)を大きくする。こうすれば、図１１の出力信号ＶＳ４の静電結合漏れの不要信号の振幅が大きくなり、静電結合漏れによる正のオフセット電圧成分が増えるため、負のオフセット電圧を正方向に変化させることができる。これにより、オフセット電圧を０にして除去するオフセット調整が可能になる。なお抵抗ＲＢ３の抵抗値Ｒ３を小さくして、Ｖ３＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３のうちのＫ２＝Ｒ２×(Ｒ３＋Ｒ４)を小さくしてもよい。このようにしても、図１１の信号ＶＳ４の静電結合漏れの不要信号の振幅が大きくなるため、負のオフセット電圧を正方向に変化させて、除去できるようになる。

また静電結合漏れの不要信号が図１２のような状態であり、オフセット電圧が正であったとする。この場合には、図１０の抵抗ＲＢ３の抵抗値Ｒ３を大きくして、Ｖ３＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３のうちのＫ２＝Ｒ２×(Ｒ３＋Ｒ４)を大きくする。こうすれば、図１２の出力信号ＶＳ４の静電結合漏れの不要信号の振幅が大きくなり、静電結合漏れによる負のオフセット電圧成分が増えるため、正のオフセット電圧を負方向に変化させることができる。これにより、オフセット電圧を０にして除去するオフセット調整が可能になる。なお抵抗ＲＢ１の抵抗値Ｒ１を小さくして、Ｖ３＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３のうちのＫ１＝Ｒ４×(Ｒ１＋Ｒ２)を小さくしてもよい。このようにしても、図１２の信号ＶＳ４の静電結合漏れの不要信号の振幅が大きくなるため、正のオフセット電圧を負方向に変化させて、除去できるようになる。

図１４にオフセット調整回路７８の構成例を示す。図１４は、図１０の抵抗ＲＢ１の抵抗値の可変制御を実現する構成例であるが、抵抗ＲＢ３を抵抗値の可変制御も同様の構成により実現できる。図１４のオフセット調整回路７８は、デコーダ７９と、トランジスタ（例えばＮ型トランジスタ）ＴＢ０〜ＴＢｎを含む。デコーダ７９はオフセットの調整データＤＤＡ［ｍ：０］を受けて、ＤＤＡ［ｍ：０］のデコード処理を行う。そして選択信号ＳＬ０〜ＳＬｎを出力する。また抵抗ＲＢ１は、直列に接続された抵抗ＲＢＲ、ＤＲ０〜ＤＲｎにより構成される。

トランジスタＴＢ０〜ＴＢｎのゲートには、デコーダ７９からの選択信号ＳＬ０〜ＳＬｎが入力され、これによりＴＢ０〜ＴＢｎはオン・オフ制御される。例えば選択信号ＳＬ０がアクティブになり、トランジスタＴＢ０がオンになると、抵抗ＲＢ１の出力タップＴＲ０とノードＮＢ３が接続される。従って、抵抗ＲＢＲの抵抗値をＲＲとし、抵抗ＤＲ０〜ＤＲｎの抵抗値をΔＲとすると、抵抗ＲＢ１の抵抗値はＲ１＝ＲＲに設定される。

また選択信号ＳＬ１がアクティブになり、トランジスタＴＢ１がオンになると、出力タップＴＲ１とノードＮＢ３が接続される。従って、抵抗ＲＢ１の抵抗値はＲ１＝ＲＲ＋ΔＲに設定される。同様に、選択信号ＳＬ２がアクティブになり、トランジスタＴＢ２がオンになると、出力タップＴＲ２とノードＮＢ３が接続される。従って、抵抗ＲＢ１の抵抗値はＲ１＝ＲＲ＋２×ΔＲに設定される。このように図１４の構成によれば、オフセット調整データＤＤＡ［ｍ：０］に基づいて、抵抗ＲＢ１の抵抗値Ｒ１を可変に制御できる。

５．感度調整
ジャイロセンサ５１０では、感度が所与の基準値に一致するように、検出装置３０の全体のゲインの調整を行う感度調整が行われる。この感度（Ｖ／度／ｓｅｃ）は、図１５の出力電圧ＶＱ（ＶＳＱの電圧）の単位角速度当たりの変化量であり、出力電圧ＶＱの直線の傾きに相当する。

これまでは、感度調整のやりやすさ、わかりやすさの観点から、このような感度を調整する回路は、図２のフィルタ部１１０の後段側に設けられていた。即ち不要信号などを除去して、ＤＣ（直流）信号になった後に、感度調整を行うのが一般的であった。

しかしながら、感度調整回路をフィルタ部１１０の後段側に設けると、システムノイズが増加してしまうことが判明した。即ちフィルタ部１１０のローパスフィルタ処理により、ＤＣ信号になった後に感度調整を行うと、感度調整回路自体が発生するノイズが、出力電圧ＶＱに現れてしまう。またフリッカノイズ（１／ｆノイズ）は、周波数が低いほど大きくなるため、ＤＣ信号の状態で感度調整を行うと、フリッカノイズの悪影響も大きくなる。更に、ゲイン調整を行う感度調整回路を後段側に設けると、所望信号のみならず、感度調整回路の前段側の回路が発生するノイズについても増幅されてしまい、Ｓ／Ｎ比が劣化する。

そこで図２では、感度調整回路８０を同期検波回路（検波器）１００の前段側に設けている。具体的には増幅回路７０と同期検波回路１００（オフセット調整回路）の間に感度調整回路８０を設けている。

このように同期検波回路１００の前段側に感度調整回路８０を設ければ、ＤＣ信号ではなく、周波数ｆｄの信号の状態で感度調整が行われるようになる。従って、周波数が高いほど小さくなるフリッカノイズ（１／ｆノイズ）の悪影響を最小限に抑えることができる。また感度調整回路８０自体に発生したノイズは、図６（Ｂ）に示すように同期検波によりｆｄの周波数帯域に現れ、フィルタ部１１０により除去できる。従って、感度調整回路８０自体に発生したノイズの悪影響も低減できる。更に、フィルタ部１１０の後段側に感度調整回路を設ける場合に比べて、感度調整回路８０の前段側の回路ブロックの数が減るため、これらの回路ブロックのノイズを感度調整回路８０が増幅することによるＳ／Ｎ比の劣化を、最小限に抑えることができる。

６．感度調整回路の構成
図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）に感度調整回路８０（Programmable Gain Amp）の構成例を示す。図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）では、感度調整回路８０が、可変ゲインアンプ（ＰＧＡ）として動作すると共にハイパスフィルタとして動作する。またアクティブフィルタであるハイパスフィルタと可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用される。

図１６（Ａ）は非反転増幅型の例である。図１６（Ａ）の感度調整回路８０は、入力ノードＮＤ８とノードＮＤ９（第１のノード）との間に設けられるキャパシタＣＤ１と、ノードＮＤ９と基準電源電圧ＡＧＮＤ（第１の電源電圧）のノードとの間に設けられる抵抗ＲＤ５を含む。また出力ノードＮＤ１１とＡＧＮＤのノードとの間に設けられる可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７を含む。また、その非反転入力端子にノードＮＤ９が接続され、その反転入力端子に可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の出力タップＱＴ（ノードＮＤ１０）が接続され、その出力端子に出力ノードＮＤ１１が接続されるオペアンプＯＰＤ３を含む。

図１６（Ａ）では、出力ノードＮＤ１１と出力タップＱＴの間の可変抵抗ＲＤ７の抵抗値と、出力タップＱＴとＡＧＮＤのノードの間の可変抵抗ＲＤ６の抵抗値が、感度の調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に基づいて可変に制御される。これにより、感度調整回路８０のゲインが調整されて、感度調整が行われる。

例えば可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値をＲ６、Ｒ７とすると、ＰＧＡである感度調整回路８０のゲインはＧ＝（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ６になる。具体的には、可変抵抗に対して複数の出力タップを設けておき、その複数の出力タップの中から調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に対応する出力タップＱＴを選択することで、可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値Ｒ６、Ｒ７が決定され、ゲインＧ＝（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ６が決定される。

図１６（Ｂ）は反転増幅型の例である。図１６（Ｂ）の感度調整回路８０は、入力ノードＮＤ１２とノードＮＤ１３（第１のノード）との間に設けられる抵抗ＲＤ８と、ノードＮＤ１３とノードＮＤ１４（第２のノード）との間に設けられるキャパシタＣＤ２を含む。また出力ノードＮＤ１５とノードＮＤ１４との間に設けられ、調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に基づいてその抵抗値が可変に制御される可変抵抗ＲＤ９を含む。また、その反転入力端子にノードＮＤ１４が接続され、その非反転入力端子に電源電圧ＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＤ４を含む。

図１６（Ｂ）では、可変抵抗ＲＤ８、ＲＤ９の抵抗値をＲ８、Ｒ９とすると、感度調整回路８０のゲインはＧ＝−Ｒ９／Ｒ８になる。なお図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）の構成要素を変更したり、他の構成要素を追加する変形実施も可能である。例えばキャパシタＣＤ１、ＣＤ２を省略し、感度調整回路８０にハイパスフィルタの機能を持たせないようにしてもよい。

図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）の感度調整回路８０を用いた感度調整は、具体的には以下のように実現する。まずジャイロセンサの製造後に検出装置３０の出力電圧ＶＱをモニタする。そして、例えばジャイロセンサを静止状態から所与の回転角速度で回転させ、その時の出力電圧ＶＱの変化量（図１５の直線の傾き）である感度を求める。そして求められた感度を基準値（基準感度）に一致させるための調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］を、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。すると感度調整回路８０は、検出装置３０の感度が基準値に一致するように、上記の調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に基づいて、オペアンプのゲインを調整するようになる。

ここで図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）の感度調整回路８０は、可変ゲインアンプとして動作すると共にハイパスフィルタとして動作する。感度調整回路８０をハイパスフィルタとして動作させれば、ＤＣ成分をカットでき、可変ゲインアンプ（ＰＧＡ）によりＤＣ信号が増幅されてしまう事態を防止できる。従って、感度調整回路８０の可変ゲインアンプや後段側のオペアンプ（例えばオフセット調整回路、同期検波回路のオペアンプ）が、過入力により飽和動作状態になり、出力がオーバフローしてしまうなどの事態を防止できる。またこのハイパスフィルタによりＤＣノイズも除去でき、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることも可能になる。

また図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）では、ハイパスのアクティブフィルタと可変ゲインアンプとでオペアンプが共用される。従って、アクティブフィルタ用のオペアンプと可変ゲインアンプ用のオペアンプを別々に設ける場合に比べて、オペアンプの個数を減らすことができる。従って、回路の小規模化を図れると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

図１６（Ａ）の回路は、図１６（Ｂ）に比べて、カットオフ周波数とゲイン（可変抵抗の抵抗値）を独立に制御できるという利点がある。例えばハイパスフィルタでは、ＤＣ成分をカットして、所望信号を通過させるためには、カットオフ周波数ｆｃをなるべく低くすることが望ましい。ここで、容量値をＣ、抵抗値をＲとした場合に、カットオフ周波数はｆｃ＝１／２πＣＲと表される。そして図１６（Ｂ）のＣＤ２の容量値Ｃ２を大きくすると、回路が大面積化するため、カットオフ周波数ｆｃを低くするためには、抵抗ＲＤ８の抵抗値Ｒ８を大きくする必要がある。

しかしながら、このように抵抗値Ｒ８を大きくすると、抵抗ＲＤ８で発生するノイズ（サーマルノイズ等）が大きくなってしまい、Ｓ／Ｎ比が低下する。

これに対して図１６（Ａ）では、カットオフ周波数ｆｃはキャパシタＣＤ１の容量値Ｃ１と抵抗ＲＤ５の抵抗値Ｒ５で決まる。一方、可変ゲインアンプのゲインはＧ＝（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ６であり、可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値Ｒ６、Ｒ７で決まる。即ちカットオフ周波数ｆｃとゲインを別個に調整できる。従って、カットオフ周波数ｆｃを低くするために、ＲＤ５の抵抗値Ｒ５を大きくした場合にも、ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値Ｒ６、Ｒ７については大きくする必要がない。従って、図１６（Ｂ）のＲＤ９の抵抗値Ｒ９に比べて、ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値Ｒ６、Ｒ７を十分に小さくできるため、これらの可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７で発生するノイズを小さくでき、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

７．検出装置の調整方法
次に本実施形態の検出装置３０の調整方法について図１７のフローチャートを用いて説明する。

図１７では、まずオフセット調整処理を行う（ステップＳ１）。即ち検出装置３０の出力電圧ＶＱをモニタし（ステップＳ２）、ＶＱが基準出力電圧ＶＲ以上か否かを判断する（ステップＳ３）。

出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲ以上でありオフセット電圧が正である場合には、ＶＱが小さな値に変化するように、オフセット調整データにより図１０のＲＢ１の抵抗値Ｒ１又はＲＢ３の抵抗値Ｒ３を調整する（ステップＳ４）。例えば図１２のような状態の場合には、抵抗値Ｒ３を大きくして、Ｖ３＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３のうちのＫ２＝Ｒ２×(Ｒ３＋Ｒ４)を大きくする。これにより、正のオフセット電圧を負方向に変化させることができる。そして出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲに一致したか否かを判断し（ステップＳ５）、一致しない場合にはステップＳ４に戻り、再度調整を行う。

一方、出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲより小さく、オフセット電圧が負である場合には、ＶＱが大きな値に変化するように、オフセット調整データにより抵抗値Ｒ１又はＲ３を調整する（ステップＳ６）。例えば図１１のような状態の場合には、抵抗値Ｒ１を大きくして、Ｖ３＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３のうちのＫ１＝Ｒ４×(Ｒ１＋Ｒ２)を大きくする。これにより、負のオフセット電圧を正方向に変化させることができる。そして出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲに一致したか否かを判断し（ステップＳ７）、一致しない場合にはステップＳ６に戻り、再度調整を行う。

そして、最終的に決定されたオフセット調整データを不揮発性メモリに書き込み（ステップＳ８）、オフセット調整処理を終了する。

次に、感度調整処理を行う（ステップＳ９）。即ち、検出装置３０の出力電圧ＶＱを再度モニタする（ステップＳ１０）。そして感度調整データにより、感度が基準値に一致するように調整を行う（ステップＳ１１）。そして、最終的に決定された感度調整データを不揮発性メモリに書き込み（ステップＳ１２）、感度調整処理を終了する。

このように本実施形態では、検出装置３０の出力信号をモニタし、差動増幅回路７６が有する少なくとも１つの抵抗の抵抗値を制御して、検出装置３０のオフセット調整を行う（ステップＳ１〜Ｓ８）。そして、オフセット調整の後に検出装置３０の出力信号を再度モニタし、オフセット調整後にモニタされた検出装置３０の出力信号に基づいて、検出装置３０の感度を基準値に一致させる感度調整を行っている（ステップＳ９〜Ｓ１２）。

即ち、前述のように差動増幅回路７６の出力電圧はＶ３＝（Ｋ１×Ｖ２−Ｋ２×Ｖ１）／Ｋ３と表される。そして本実施形態では、抵抗値Ｒ１、Ｒ３を制御することで、Ｋ１＝Ｒ４×(Ｒ１＋Ｒ２)、Ｋ２＝Ｒ２×(Ｒ３＋Ｒ４)を変化させて、オフセット調整を実現している。

ところが、抵抗値Ｒ１、Ｒ３を変化させると、Ｋ３＝Ｒ１×(Ｒ３＋Ｒ４)も変化してしまうため、差動増幅回路７６のゲインも変化し、検出装置３０の全体のゲインも変化してしまう。

そこで本実施形態では図１７に示すように、まずオフセット調整を行う（ステップＳ１〜Ｓ８）。次に、このオフセット調整により設定（変更）された検出装置３０のゲインを再度調整する感度調整を行う（ステップＳ９〜Ｓ１２）。こうすることで、オフセット調整により検出装置３０のゲインが変化した場合にも、この感度調整によりこのゲインを再度調整することができ、検出装置３０の感度を適正な基準値に設定できるようになる。なお本実施形態の調整方法は図１７に限定されない。例えば、まず始めに感度調整を行い、その後にオフセット調整を行うようにしてもよい。

８．オフセットの変動成分
図９（Ａ）に示すように、初期オフセット電圧が０になるようなオフセット調整を行えば、少なくとも環境温度が２５℃であり、ジャイロセンサの角速度が０である静止時には、検出装置３０の出力電圧（０点電圧）ＶＱは基準出力電圧ＶＲに一致するようになる。

しかしながら図９（Ｂ）に示すように、オフセット電圧には正又は負の温度特性（温度ドリフト）がある。従って初期オフセット電圧を除去して０にしても、温度変化（広義には環境変化）によるオフセット変動分は０にならないという課題がある。

例えば、初期オフセット電圧を除去しても、図６（Ａ）のＤＣオフセット、機械漏れ振動のオフセット変動分については、同期検波後には、ｆｄ、２ｆｄの周波数帯域に現れるようになる。また図７（Ｃ）、図７（Ｄ）で説明した位相ずれに温度変動があると、位相ずれの不要信号のオフセット変動分はＤＣの周波数帯域に現れる。従って、このような課題を解決するために、本実施形態では以下の手法を採用している。

図１８に本実施形態のフィルタ部１１０の構成例を示す。フィルタ部１１０は、離散時間型フィルタであるＳＣＦ（スイッチト・キャパシタ・フィルタ）１１４を含む。またフィルタ部１１０は、ＳＣＦ１１４（広義には離散時間型フィルタ）の前段側に設けられたプリフィルタ（前置フィルタ）１１２と、ＳＣＦ１１４の後段側に設けられたポストフィルタ（後置フィルタ）１１６を含む。これらのプリフィルタ１１２、ポストフィルタ１１６は連続時間型フィルタになっている。

そして本実施形態では、プリフィルタ１１２（広義には連続時間型フィルタ）に、温度変化や電圧変化などの環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性（所望信号の振幅以下に減衰させる周波数特性）を持たせている。

即ち図１８のようにフィルタ部１１０にＳＣＦ１１４を設けた場合、ＳＣＦ１１４では離散時間で信号をサンプリングするため、サンプリングによる周波数の折り返し現象であるエイリアシングが生じる。例えばサンプリング周波数をｆｓｐとした場合に、ｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）の高調波周波数の信号が、ＤＣの周波数領域等に折り返し、Ｓ／Ｎ比が劣化する。

このようなエイリアシングの悪影響を防止するために、図１８では、ＳＣＦ１１４の前段側にアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２を設けている。即ちサンプリング周波数をｆｓｐ（＝ｆｄ）とした場合に、プリフィルタ１１２に、ｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）以上の周波数成分を除去するアンチエイリアシングの周波数特性を持たせている。

本実施形態では、このようなアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２の存在に着目し、このプリフィルタ１１２の有効活用を図っている。即ちアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２を、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去するフィルタとして兼用している。このようにすれば、不要信号のオフセット変動分を除去するフィルタを別に設ける必要がなくなる。従って、回路の小規模化を図れると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

図１９（Ａ）〜図１９（Ｃ）に、図９（Ｂ）のように初期オフセット電圧を除去した後の周波数スペクトラムの例を示す。図９（Ｂ）のようにオフセット電圧が正又は負の温度特性を有していると、初期オフセット電圧を除去したとしても、図１９（Ａ）に示すようにＤＣオフセットの不要信号のオフセット変動分が、ＤＣの周波数帯域に現れる。また機械振動漏れの不要信号のオフセット変動分がｆｄの周波数帯域に現れる。

そして同期検波後は図１９（Ｂ）に示すように、ＤＣオフセットの不要信号のオフセット変動分はｆｄの周波数帯域に現れ、機械振動漏れの不要信号のオフセット変動分は２ｆｄの周波数帯域に現れる。

即ち環境温度が２５℃であれば、オフセット調整回路９０によるオフセット調整を行うことにより、図１９（Ａ）のＤＣ、ｆｄの周波数帯域の不要信号の成分が除去されて、現れないようになる。

しかしながら、環境温度が２５℃からずれると、温度変化によるこれらの不要信号のオフセット変動分が、ＤＣ、ｆｄの周波数帯域に現れてくる。例えば温度変化により、機械振動漏れの不要信号の振幅が増加すると、その増加分が、同期検波前ではｆｄの周波数帯域に現れ、同期検波後では２ｆｄの周波数帯域に現れる。このような不要信号のオフセット変動分については、ジャイロセンサの製造後の調整工程では除去することができず、ジャイロセンサの動作時に動的に調整して除去する必要がある。

またこのようなオフセット変動分が、同期検波後にＤＣの周波数帯域に現れたり、ＳＣＦ１１４の離散サンプリングによりＤＣ周波数帯域に折り返すと、感度調整回路８０で調整した感度にもずれが生じる。即ち感度の温度変動分として現れるようになってしまう。

この場合、このようなオフセット変動分を除去するための特別な温度補償回路を検出装置３０に内蔵させる手法も考えられる。

しかしながら、この手法によると、その温度補償回路を設けた分だけ回路が大規模化する。またノイズ源となる回路ブロックの数も増えるため、Ｓ／Ｎ比が劣化する。

この点、本実施形態では、元々、アンチエイリアシング用に必要なプリフィルタ１１２を有効活用して、図１９（Ｃ）に示すように、これらの不要信号のオフセット変動分を除去している。従って、回路を小規模化できると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

即ち、通常のアンチエイリアシング用プリフィルタの目的は下記（Ａ１）の通りである。
（Ａ１）ランダム雑音や回路中で発生するパルス性ノイズなどの不要信号が、ＳＣＦの通過帯域に折り返すのを防止する。

これに対して本実施形態では、上記（Ａ１）の役割に加えて、下記（Ａ２）の役割をプリフィルタ１１２に持たせている。
（Ａ２）同期検波によって生じ、ｆｄ、２ｆｄなどのｋ×ｆｄに必ず存在する不要信号のオフセット変動分が、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによりＤＣに折り返し、ＤＣに存在する所望信号（コリオリ力信号）の品質（Ｓ／Ｎ比）を劣化させるのを防止する。

上記（Ａ２）は、ジャイロセンサに特有の下記（Ｂ１）〜（Ｂ３）の事情に起因する。
（Ｂ１）ジャイロセンサでは同期検波が行われる。
（Ｂ２）同期検波によりｆｄや２ｆｄに不要信号のオフセット変動分の強いスペクトラムが現れる。
（Ｂ３）ＳＣＦのサンプリング周波数がｆｓｐ＝ｆｄとなるため、ｆｄ、２ｆｄなどの不要信号のオフセット変動分が、所望信号が存在するＤＣに折り返す。

即ち同期検波後にｆｄ、２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分（図１９（Ｂ）参照）は、所望信号の振幅に比べて大きい。

また、後述するようにシステム構成の簡素化のためには、ＳＣＦ１１４のサンプリング周波数をｆｓｐ＝ｆｄとすることが望ましい。そしてｆｓｐ＝ｆｄにすると、ＳＣＦ１１４でのサンプリングにより、ｆｄ、２ｆｄの不要信号のオフセット変動分が、ぴったりとＤＣに折り返してしまう。

一方、同期検波前にｆｄに存在した所望信号（図１９（Ａ）参照）は、同期検波によりＤＣに現れる（図１９（Ｂ）参照）。従って、何ら対策を施さないと、ｆｄ、２ｆｄに存在する不要信号のオフセット変動分の折り返しにより、ＤＣの所望信号の品質が極めて劣化する。具体的には、ｆｄ、２ｆｄの不要信号のオフセット変動分が折り返して、所望信号の最小分解能よりも大きいオフセット変動分がＤＣに重畳されると、ジャイロセンサが静止状態であっても、あたかもジャイロセンサが一定の角速度で回転しているかのような偽情報を与えてしまう。

このような問題を解決するために本実施形態では、ＳＣＦ１１４の前段にあるプリフィルタ１１２の存在に着目し、このプリフィルタ１１２に対して上記（Ａ１）のみならず（Ａ２）の役割を持たせている。

９．連続時間型フィルタの周波数特性
ジャイロセンサのように微少信号を扱うセンサでは、不要信号の振幅は所望信号の振幅に比べて非常に大きい。従って、温度変動により、機械振動漏れ等の不要信号の振幅が変動すると、不要信号の振幅変化分であるオフセット変動分も、所望信号の振幅（ＤＣ成分）に比べて非常に大きくなる。従って、プリフィルタ１１２の減衰度を適正に設定しないと、ＳＣＦ１１４のサンプリングによるオフセット変動分のＤＣ成分への折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまうおそれがある。

そこで本実施形態では、連続時間型フィルタであるプリフィルタ１１２に対して、同期検波回路１００による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号（最小分解能）の振幅以下に減衰する周波数特性（フィルタ特性、減衰特性）を持たせている。例えば周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分（図１９（Ｂ）参照）を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を持たせている。ここで、所望信号の振幅は、所望信号の最小分解能に対応する振幅であり、本実施形態の検出装置の検出対象である角速度（単位dps:degree per second）に対応する振幅値である。また所望信号の振幅は、ＤＣの周波数領域での所望信号の振幅である。

このようにすれば、所望信号に比べて非常に大きなオフセット変動分（不要信号の振幅変化分）が周波数ｋ×ｆｄに現れた場合にも、このオフセット変動分をプリフィルタ１１２により確実に除去できる。従って、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによるオフセット変動分のＤＣ成分への折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまう事態を防止できる。従って微少信号を扱うジャイロセンサに最適な検出装置を提供できる。

図２０にプリフィルタ１１２の周波数特性を模式的に示す。図２０のＤ１に示すように、プリフィルタ１１２はｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）において十分な減衰特性を有する。従って、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによるランダム雑音（熱雑音、１／ｆノイズ等）の折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまう事態を防止でき、プリフィルタ１１２に通常のアンチエイリアシング用フィルタとしての役割を持たせることができる。

またプリフィルタ１１２が１次のローパスフィルタである場合には、減衰傾度は−２０ｄＢ／ｄｅｃとなる。そして所望信号（ＤＣ成分）の振幅（最小分解能）をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）に現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとしたとする。この場合に、プリフィルタ１１２には、ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を持たせればよい。

例えば図２０のＤ２では、周波数ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ１であり、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率（減衰度）はａである。従って、ΔＡ１×ａ≦Ａ０が成り立つようにする。

また図２０のＤ３では、周波数２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ２であり、周波数２ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が１次であるため、ａ／ｋ＝ａ／２である。従って、ΔＡ２×（ａ／２）≦Ａ０が成り立つようにする。

また図２０には示していないが、周波数３ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ３であり、周波数３ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が１次であるため、ａ／ｋ＝ａ／３である。従って、ΔＡ３×（ａ／３）≦Ａ０が成り立つようにする。

以上のような条件が成り立つようにすれば、プリフィルタ１１２が１次のローパスフィルタである場合に、周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰できるようになる。

なおプリフィルタ１１２として２次のローパスフィルタを使用してもよい。プリフィルタ１１２が２次のローパスフィルタである場合には、減衰傾度は−４０ｄＢ／ｄｅｃとなる。従って、この場合、プリフィルタ１１２には、ΔＡｋ×（ａ／ｋ^２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を持たせればよい。

例えば、周波数ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ１であり、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率はａであるため、ΔＡ１×ａ≦Ａ０が成り立つようにする。

また周波数２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ２であり、周波数２ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が２次であるため、ａ／ｋ^２＝ａ／４である。従って、ΔＡ２×（ａ／４）≦Ａ０が成り立つようにする。

また周波数３ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ３であり、周波数３ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が２次であるため、ａ／ｋ^２＝ａ／９である。従って、ΔＡ３×（ａ／９）≦Ａ０が成り立つようにする。

以上のような条件が成り立つようにすれば、プリフィルタ１１２が２次のローパスフィルタである場合に、周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰できるようになる。

図２１（Ａ）にプリフィルタ１１２の構成例を示す。図２１（Ａ）は１次のローパスフィルタの例である。プリフィルタ１１２は、ノードＮＩ２とＮＩ３の間に設けられる抵抗ＲＩ１及びキャパシタＣＩ１と、ノードＮＩ１とＮＩ２の間に設けられる抵抗ＲＩ２を含む。また、その反転入力端子にノードＮＩ２が接続され、その非反転入力端子にＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＩを含む。この図２１（Ａ）の回路は図１８のポストフィルタ１１６としても用いることができる。

なおプリフィルタ１１２として２次のローパスフィルタを使用してもよい。図２１（Ｂ）は２次のローパスフィルタの例である。図２１（Ｂ）のローパスフィルタは、ノードＮＨ２と、ノードＮＨ４、ＮＨ３、ＮＨ１との間にそれぞれ設けられる抵抗ＲＨ１、ＲＨ２、ＲＨ３と、ノードＮＨ３とＮＨ４の間に設けられるキャパシタＣＨ１と、ノードＮＨ２とＡＧＮＤのノードの間に設けられるキャパシタＣＨ２を含む。また、その反転入力端子にノードＮＨ３が接続され、その非反転入力端子にＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＨを含む。

図２１（Ａ）の１次のローパスフィルタでは、キャパシタＣＩ１の容量値をＣ１とし、抵抗ＲＩ１の抵抗値をＲ１とすると、カットオフ周波数はｆｃ＝１／（２π×Ｃ１×Ｒ１）である。また減衰傾度は−２０ｄＢ／ｄｅｃである。従って、１次のローパスフィルタを用いる場合には、図２２のＧ１に示すようにカットオフ周波数ｆｃを十分に低くすることで、Ｇ２、Ｇ３に示すように周波数ｆｄ、２ｆｄでの減衰度を小さくすることができる。従って、Ｇ７に示すような不要信号のオフセット変動分についても減衰することができ、このオフセット変動分がＤＣに折り返した場合にも、所望信号の最小分解能以下にすることが可能になる。

また図２１（Ｂ）の２次のローパスフィルタでは、キャパシタＣＨ１、ＣＨ２の容量値をＣ１、Ｃ２とし、抵抗ＲＨ１、ＲＨ２の抵抗値をＲ１、Ｒ２とすると、カットオフ周波数は、ｆｃ＝１／｛２π×（Ｃ１×Ｃ２×Ｒ１×Ｒ２）^１／２｝となる。また減衰傾度は−４０ｄＢ／ｄｅｃである。このように２次のローパスフィルタは、素子数は多くなるもの、減衰傾度が大きい。従って、図２２のＧ４に示すようにカットオフ周波数ｆｃをそれほど小さくしなくても、Ｇ５、Ｇ６に示すように周波数ｆｄ、２ｆｄにおいて十分な減衰度を得ることができる。従って、図２１（Ａ）の１次のローパスフィルタに比べて回路を小規模化することも可能になる。また、不要信号のオフセット変動分についても十分に減衰することができ、オフセット変動分を確実に除去できる。

１０．離調周波数
不要信号のうち、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜に起因する不要信号は、センサ信号に検出側共振周波数ｆｓの信号が混入し、このセンサ信号が同期検波回路１００により同期検波されることにより発生する。例えばジャイロセンサの応答を良くするために、検出用振動子をアイドリング的に微少振幅で固有共振周波数ｆｓにて振動させる場合がある。或いは、ジャイロセンサの外部からの外部振動が振動子に加わることで、検出用振動子が固有共振周波数ｆｓにて振動してしまう場合がある。そしてこのように検出用振動子が周波数ｆｓで振動すると、同期検波回路１００に入力される信号ＶＳ５に周波数ｆｓの信号が混入される。そして同期検波回路１００は、周波数ｆｄの参照信号ＲＳに基づき同期検波を行うため、周波数ｆｄとｆｓの差に相当する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の不要信号が生成されてしまう。

例えば、混入される周波数ｆｓの信号はＤｓｉｎ（ωｓ×ｔ）と表すことができる。なおωｓ＝２πｆｓである。そして同期検波は、センサ信号と駆動信号（参照信号）の乗算とみなすことができるため、センサ信号のうち周波数ｆｓの信号については、
Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）×Ｄｓｉｎ（ωｓ×ｔ）
＝｛−（Ｄ×Ｃ）／２｝×［ｃｏｓ｛（ωｄ＋ωｓ）ｔ｝−ｃｏｓ｛（ωｄ−ωｓ）ｔ｝］
となる。上式から明らかなように、周波数ｆｓの信号が混入されることにより、同期検波後に、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の不要信号が生成されてしまう。

ここで、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜は、ｆｄ、ｆｓに比べて十分に小さい。従って、この離調周波数Δｆの成分の不要信号を除去するためには、図２３に示すような急峻な減衰特性が必要になる。従って、従来のような連続時間型のローパスフィルタだけでは、このような離調周波数Δｆの成分の不要信号の除去が難しいという課題がある。

このような課題を解決するために、図１８では、フィルタ部１１０に、離散時間型フィルタであるＳＣＦ１１４を設けている。このＳＣＦ１１４は、振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分（ＤＣ成分）を通過させる周波数特性を有する。

図１８に示すように、フィルタ部１１０に、ＳＣＦ１１４（広義には離散時間型フィルタ）を設ければ、図２３に示すような急峻な減衰特性の実現も容易になる。従って、離調周波数Δｆが、周波数ｆｄに比べて極めて小さい場合にも、離調周波数Δｆの周波数帯の不要信号の成分を、通過帯域の所望信号に悪影響を与えることなく、確実且つ容易に除去できる。

また連続時間型フィルタでは、フィルタを構成するキャパシタの容量値Ｃ、抵抗の抵抗値Ｒがばらつくと、フィルタの周波数特性もばらついてしまい、安定した周波数特性を得ることが難しいという不利点がある。例えばＣ、Ｒの絶対値は±２０パーセント程度ばらつき、連続時間型フィルタ（ＲＣフィルタ）のカットオフ周波数はＣ×Ｒで決まるため、ばらつきが大きくなる。そしてカットオフ周波数がばらつくと、通過帯域にある所望信号の振幅減衰や位相変化を生じ、信号品質が劣化する。

これに対してＳＣＦ１１４では、容量比やサンプリング周波数（クロック周波数）によりフィルタ特性を決めることができる。例えば容量比の精度は０．１パーセント以下であるため、カットオフ周波数のばらつきも少ない。従って、ＳＣＦ１１４によれば、通過帯域の所望信号を通過させながら離調周波数Δｆの不要信号を確実に除去するという急峻な減衰特性を、容易に実現できる。

さて、本実施形態では、ＳＣＦ１１４を、参照信号ＲＳに応じたクロック（参照信号そのもの、或いは参照信号により生成されたクロック。参照信号と同じ周波数のクロック）に基づき動作させている。具体的には、例えば参照信号ＲＳにより、互いにノン・オーバラップの２相のクロック（サンプリングクロック）を生成する。そして生成されたクロックに基づきＳＣＦ１１４が含むスイッチング素子をオン・オフ制御して、ＳＣＦ１１４を動作させる。

このようにすれば、参照信号ＲＳを有効活用して、ＳＣＦ１１４の動作クロックを生成できるため、回路の小規模化を図れる。また参照信号ＲＳの周波数ｆｄと、ＳＣＦ１１４のサンプリング周波数（クロック周波数）を一致させることができるため、フィルタの周波数特性の設計を容易化できる。また駆動側共振周波数であるｆｄが、環境変化（温度変化）や経時変化によって変動した場合に、この変動に応じてＳＣＦ１１４のサンプリング周波数も変動するようになる。従って、周波数ｆｄの変化に応じて、ＳＣＦ１１４のカットオフ周波数も変化させて調整できるようになる。従って、環境変化や経時変化が生じた場合にも、離調周波数ｆｄの不要信号を確実に除去することが可能になる。

以上のように本実施形態では、離調周波数ｆｄの不要信号については、ＳＣＦ１１４で除去しつつ、同期検波によりｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄ等に現れる不要信号のオフセット変動分については、ＳＣＦ１１４のアンチエイリアシング用に設けられたプリフィルタ１１２により除去するというように、各フィルタ毎に異なる役割分担を持たせている。即ち離調周波数による不要信号のように急峻な減衰特性が必要な不要信号については、ＳＣＦ１１４で除去し、不要信号のオフセット変動分については、プリフィルタ１１２で除去する。このように役割分担を明確化することにより、小規模な回路で不要信号の効率的な除去が可能になる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（離散時間型フィルタ、連続時間型フィルタ、環境変化等）と共に記載された用語（ＳＣＦ、プリフィルタ、温度変化等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また振動子の構造、検出装置やジャイロセンサや電子機器の構成も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。また離散時間型フィルタをＳＣＦ以外のフィルタ（例えばデジタルフィルタ等）で実現することも可能である。また検出回路に同期検波回路やフィルタ部を設けずに、他の構成により振動子からの信号の検出処理を実現してもよい。

電子機器、ジャイロセンサの構成例。 検出装置の構成例。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）はＱ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路、同期検波回路の構成例。 検出装置の動作を説明するための信号波形例。 静電結合漏れについての説明図。 図６（Ａ）〜図６（Ｃ）は周波数スペクトラムの例。 図７（Ａ）〜図７（Ｄ）は同期検波の説明図。 差動増幅回路の動作を説明するための信号波形例。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は、オフセット調整の説明図。 差動増幅回路、オフセット調整回路の構成例。 本実施形態のオフセット調整手法の説明図。 本実施形態のオフセット調整手法の説明図。 図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）は本実施形態のオフセット調整手法の説明図。 オフセット調整回路の構成例。 感度調整の説明図。 図１６（Ａ）、図１６（Ｂ）は感度調整回路の構成例。 検出装置の調整方法を説明するためのフローチャート。 フィルタ部の構成例。 図１９（Ａ）〜図１９（Ｃ）は周波数スペクトラムの例。 プリフィルタの周波数特性の説明図。 図２１（Ａ）、図２１（Ｂ）はプリフィルタの構成例。 １次、２次のプリフィルタを用いた場合の周波数特性の説明図。 離調周波数の説明図。

符号の説明

１０ 振動子、３０ 検出装置、４０ 駆動回路、４２ Ｉ／Ｖ変換回路、
４４ ＡＧＣ回路、４６ ２値化回路、６０ 検出回路、７０ 増幅回路、
７２、７４ Ｑ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路、７６ 差動増幅回路、
７８ オフセット調整回路、７９ デコーダ、８０ 感度調整回路、
１００ 同期検波回路、１１０ フィルタ部、１１２ プリフィルタ、
１１４ ＳＣＦ、１１６ ポストフィルタ、５００ 電子機器、５１０ ジャイロセンサ、
５２０ 処理部、５３０ メモリ、５４０ 操作部、５５０ 表示部

Claims (15)

1. 振動子を駆動して振動子を励振させる駆動回路と、
   振動子からの出力信号を受け、所望信号を検出する検出回路とを含み、
   前記検出回路は、
   振動子からの前記出力信号を増幅する増幅回路を含み、
   前記増幅回路は、
   前記出力信号に対応する差動信号の差動増幅を行う差動増幅回路と、
   前記差動増幅回路が有する少なくとも１つの抵抗の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行うオフセット調整回路を含むことを特徴とする検出装置。
2. 請求項１において、
   前記差動増幅回路は、
   前記差動信号を構成する第１の信号が入力される第１の入力ノードと第１のノードの間に設けられる第１の抵抗と、
   前記第１のノードと出力ノードの間に設けられる第２の抵抗と、
   前記差動信号を構成する第２の信号が入力される第２の入力ノードと第２のノードとの間に設けられる第３の抵抗と、
   前記第２のノードと第１の電源電圧のノードの間に設けられる第４の抵抗と、
   その反転入力端子が前記第１のノードに接続され、その非反転入力端子が前記第２のノードに接続され、その出力端子が前記出力ノードに接続されるオペアンプを含み、
   前記オフセット調整回路は、
   前記第１、第３の抵抗の少なくとも一方の抵抗値を可変に制御することで、オフセット調整を行うことを特徴とする検出装置。
3. 請求項１又は２において、
   前記オフセット調整回路は、
   前記差動信号を構成する第１、第２の信号にそれぞれ重畳される第１、第２の不要信号の少なくとも一方を増幅することで、オフセット調整を行うことを特徴とする検出装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   ゲインを可変に制御して感度調整を行う感度調整回路を含み、
   前記感度調整回路は、
   前記オフセット調整回路によるオフセット調整により設定された検出装置のゲインを調整することで、感度調整を行うことを特徴とする検出装置。
5. 請求項４において、
   参照信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路を含み、
   前記感度調整回路は、
   前記同期検波回路の前段側に設けられていることを特徴とする検出装置。
6. 請求項５において、
   前記感度調整回路は、
   可変ゲインアンプとして動作すると共にハイパスフィルタとして動作することを特徴とする検出装置。
7. 請求項６において、
   アクティブフィルタである前記ハイパスフィルタと前記可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用されることを特徴とする検出装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、
   参照信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路と、
   同期検波後の信号のフィルタ処理を行うフィルタ部を含み、
   前記オフセット調整回路は、
   検出装置の出力信号の初期オフセット電圧を除去するためのオフセット調整を行い、
   前記フィルタ部は、
   離散時間型フィルタと、
   前記離散時間型フィルタの前段側に設けられた連続時間型フィルタを含み、
   前記連続時間型フィルタは、
   環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
9. 請求項８において、
   前記連続時間型フィルタは、
   前記同期検波回路による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
10. 請求９において、
    前記連続時間型フィルタは、１次のローパスフィルタであり、
    所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、
    前記連続時間型フィルタは、
    ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
11. 請求項９において、
    前記連続時間型フィルタは、２次のローパスフィルタであり、
    所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、
    前記連続時間型フィルタは、
    ΔＡｋ×（ａ／ｋ^２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
12. 請求項８乃至１１のいずれかにおいて、
    前記離散時間型フィルタは、
    振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分を通過させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
13. 請求項１乃至１２のいずれかに記載の検出装置と、
    前記振動子と、
    を含むことを特徴とするジャイロセンサ。
14. 請求項１３に記載のジャイロセンサと、
    前記ジャイロセンサにより検出された角速度情報に基づいて処理を行う処理部と、
    を含むことを特徴とする電子機器。
15. 請求項１乃至１２のいずれかに記載の検出装置の調整方法であって、
    前記検出装置の出力信号をモニタし、
    前記差動増幅回路が有する少なくとも１つの前記抵抗の抵抗値を制御して、検出装置のオフセット調整を行い、
    前記オフセット調整の後に前記検出装置の出力信号をモニタし、
    オフセット調整後にモニタされた前記検出装置の出力信号に基づいて、前記検出装置の感度を基準値に一致させる感度調整を行うことを特徴とする調整方法。

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