JP4396725B2 - 検出装置、ジャイロセンサ及び電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、検出装置、ジャイロセンサ及び電子機器に関する。

デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステム等の電子機器には、外的な要因で変化する物理量を検出するためのジャイロセンサ（物理量トランスデューサ）が組み込まれている。このようなジャイロセンサは、角速度等の物理量を検出し、いわゆる手振れ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などに用いられる。

近年、ジャイロセンサの軽量小型化と共に高い検出精度も要求され、ジャイロセンサの１つとして圧電型の振動ジャイロセンサが注目されている。そのなかでも、圧電材料として水晶が用いられる水晶圧電振動ジャイロセンサは、多くの装置への組み込み向けに最適なセンサとして期待が寄せられている。この振動ジャイロセンサでは、回転によって発生するコリオリ力に対応した物理量を検出している。

このような振動ジャイロセンサでは、振動子の軽量小型化に伴い、振動子からの出力信号（出力電流）は非常に微弱な信号になっている。従って、このような微弱な出力信号に基づき所望信号（コリオリ力等の物理量に応じた信号）を検出する検出装置には、無歪み・低ノイズで、且つできるだけ大きなゲインで所望信号を検出できる性能が要求される。

また振動ジャイロセンサでは、感度の調整が行われる。ここで感度は、例えば振動ジャイロセンサ（検出装置）の出力電圧の単位角速度当たりの変化量（傾き）である。感度調整では、この変化量が基準値に一致するように調整が行われる。

しかしながら、このような感度を調整するための感度調整回路を設けた場合に、この感度調整回路が原因になって、フリッカノイズ（１／ｆノイズ）等のノイズが増加してしまい、Ｓ／Ｎ比が劣化する問題が生じることが判明した。
特開平６−１６０１００号公報

本発明は、以上のような技術的課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、感度調整を低ノイズで実現できる検出装置、ジャイロセンサ及び電子機器を提供することにある。

本発明は、振動子を駆動して振動子を励振させる駆動回路と、振動子からの出力信号を受け、所望信号を検出する検出回路とを含み、前記検出回路は、振動子からの出力信号を増幅する増幅回路と、ゲインを可変に制御して感度調整を行う感度調整回路と、参照信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路とを含み、前記感度調整回路は、前記同期検波回路の前段側に設けられている検出装置に関係する。

本発明によれば、感度調整回路が、ゲインを可変に制御して感度調整を行う。これにより検出装置は、出力電圧の単位角速度当たりの変化量である感度が調整された信号を出力できるようになる。そして本発明では、感度調整回路が、同期検波回路の前段側に設けられている。このようにすれば、ＤＣ信号ではなく、所与の周波数の信号の状態で感度調整が行われるようになるため、フリッカノイズを低減できる。また感度調整回路の前段側の回路ブロックの数が減るため、これらの回路ブロックのノイズを感度調整回路が増幅することによるＳ／Ｎ比の劣化を、最小限に抑えることができる。

また本発明では、前記感度調整回路は、感度の調整データに基づいてその抵抗値が可変に制御される可変抵抗と、前記可変抵抗の抵抗値で決まるゲインで信号を増幅するためのオペアンプとを含むようにしてもよい。

このようにすれば、例えば検出装置の出力信号の電圧をモニタして、感度を基準値に設定するような調整データを感度調整回路に入力するだけで、感度調整が可能になる。

また本発明では、前記感度調整回路は、可変ゲインアンプとして動作すると共にハイパスフィルタとして動作するようにしてもよい。

このようにすれば、ハイパスフィルタによりＤＣ成分をカットでき、感度調整回路によりＤＣ信号が増幅されてしまう事態を防止できる。従って、感度調整回路の可変ゲインアンプや後段側のオペアンプ等が飽和動作状態になる事態も防止できる。また回路ブロックの数を減らすことができるため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

また本発明では、アクティブフィルタである前記ハイパスフィルタと前記可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用されてもよい。

このようにすれば、ノイズ源となるオペアンプの個数を減らすことができるため、回路を小規模化できると共に、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

また本発明では、前記感度調整回路は、入力ノードと第１のノードとの間に設けられるキャパシタと、前記第１のノードと第１の電源電圧のノードとの間に設けられる抵抗と、出力ノードと前記第１の電源電圧のノードとの間に設けられ、前記出力ノードと出力タップの間の抵抗値と前記出力タップと前記第１の電源電圧のノードの間の抵抗値が、感度の調整データに基づいて可変に制御される可変抵抗と、その非反転入力端子に前記第１のノードが接続され、その反転入力端子に前記可変抵抗の前記出力タップが接続され、その出力端子に前記出力ノードが接続されるオペアンプとを含むようにしてもよい。

このようにすれば、カットオフ周波数と可変抵抗の抵抗値を別々に制御できるため、カットオフ周波数を低くしながら、可変抵抗の抵抗値を小さくして、ノイズを低減することが可能になる。

また本発明では、前記感度調整回路は、入力ノードと第１のノードとの間に設けられる抵抗と、前記第１のノードと第２のノードとの間に設けられるキャパシタと、出力ノードと前記第２のノードとの間に設けられ、感度の調整データに基づいてその抵抗値が可変に制御される可変抵抗と、その反転入力端子に前記第２のノードが接続され、その非反転入力端子に第１の電源電圧のノードが接続されるオペアンプとを含むようにしてもよい。

このようにすれば、オペアンプの入力電圧範囲を広くでき、オペアンプのダイナミックレンジの設計を容易化できる。

また本発明では、検出装置の出力信号の初期オフセット電圧を除去するための調整を行うオフセット調整回路と、同期検波後の信号のフィルタ処理を行うフィルタ部を含み、前記フィルタ部は、離散時間型フィルタと、前記離散時間型フィルタの前段側に設けられた連続時間型フィルタを含み、前記連続時間型フィルタは、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を有してもよい。

本発明によれば、オフセット調整回路が、初期オフセット電圧を除去するための調整を行う。これにより検出装置は、オフセット調整後は初期オフセット電圧が除去された信号を出力できるようになる。そして本発明では、同期検波後の信号のフィルタ処理を行うフィルタ部が、離散時間型フィルタと、その前段側に設けられた連続時間型フィルタを含み、連続時間型フィルタは、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を有する。従って、オフセット調整後に温度変動などの環境変化が生じた場合にも、環境変化に起因する不要信号のオフセット変動分は、連続時間型フィルタにより除去される。従って、オフセット変動分を除去する特別な回路を設けなくても、離散時間型フィルタの前段側の連続時間型フィルタを有効活用して、オフセット変動分の除去が可能になる。

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、前記同期検波回路による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、同期検波により周波数ｋ×ｆｄの周波数帯域に現れるオフセット変動分を、連続時間型フィルタを有効活用して除去できる。従って、オフセット変動分の効率的な除去が可能になる。

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、同期検波により周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄに不要信号のオフセット変動分が現れた場合にも、このオフセット変動分を確実且つ容易に除去できる。

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、１次のローパスフィルタであり、所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、前記連続時間型フィルタは、ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、連続時間型フィルタとして１次のローパスフィルタを用いた場合にも、周波数ｋ×ｆｄのオフセット変動分を除去できるフィルタを、容易に実現できる。

また本発明では、前記連続時間型フィルタは、２次のローパスフィルタであり、所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、前記連続時間型フィルタは、ΔＡｋ×（ａ／ｋ^２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、連続時間型フィルタとして２次のローパスフィルタを用いた場合にも、周波数ｋ×ｆｄのオフセット変動分を除去できるフィルタを、容易に実現できる。

また本発明では、前記離散時間型フィルタは、スイッチト・キャパシタ・フィルタであってもよい。

また本発明では、前記スイッチト・キャパシタ・フィルタは、前記参照信号に応じたクロックに基づき動作するようにしてもよい。

このようにすれば、スイッチト・キャパシタ・フィルタのクロックの周波数と参照信号の周波数を一致させることが可能になり、フィルタの周波数特性と同期検波の関係が簡素化され、設計の容易化等を図れる。

また本発明では、前記離散時間型フィルタは、振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分を通過させる周波数特性を有してもよい。

このようにすれば、周波数ｆｄに対して離調周波数Δｆが十分に小さいような場合にも、離調周波数Δｆの不要信号の成分を、確実且つ容易に除去できる。また離調周波数Δｆの不要信号を離散時間型フィルタにより除去しつつ、周波数ｋ×ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分についても、連続時間型フィルタにより除去できる。従って、不要信号及びそのオフセット変動分の効率的な除去が可能になる。

また本発明は、上記のいずれかに記載の検出装置と、前記振動子とを含むジャイロセンサに関係する。

また本発明は、上記に記載のジャイロセンサと、前記ジャイロセンサにより検出された角速度情報に基づいて処理を行う処理部とを含む電子機器に関係する。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．電子機器、ジャイロセンサ
図１に本実施形態の検出装置３０を含むジャイロセンサ５１０と、ジャイロセンサ５１０を含む電子機器５００の構成例を示す。なお電子機器５００、ジャイロセンサ５１０は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また本実施形態の電子機器５００としては、デジタルカメラ、ビデオカメラ、携帯電話機、カーナビゲーションシステム、ロボット、ゲーム機、携帯型情報端末等の種々のものが考えられる。

電子機器５００はジャイロセンサ５１０と処理部５２０を含む。またメモリ５３０、操作部５４０、表示部５５０を含むことができる。処理部（ＣＰＵ、ＭＰＵ等）５２０はジャイロセンサ５１０等の制御や電子機器５００の全体制御を行う。また処理部５２０は、ジャイロセンサ（物理量トランスデューサ）５１０により検出された角速度情報（物理量）に基づいて処理を行う。例えば角速度情報に基づいて、手ぶれ補正、姿勢制御、ＧＰＳ自律航法などのための処理を行う。メモリ（ＲＯＭ、ＲＡＭ等）５３０は、制御プログラムや各種データを記憶したり、ワーク領域やデータ格納領域として機能する。操作部５４０はユーザが電子機器５００を操作するためのものであり、表示部５５０は種々の情報をユーザに表示する。

ジャイロセンサ５１０は振動子１０、検出装置３０を含む。図１の振動子１０は、水晶などの圧電材料の薄板から形成される音叉型の圧電振動子であり、駆動用振動子１１、１２と、検出用振動子１６、１７を含む。駆動用振動子１１、１２には駆動端子２、４が設けられ、検出用振動子１６、１７には検出端子６、８が設けられている。

検出装置３０が含む駆動回路４０は、駆動信号（駆動電圧）を出力して振動子１０（広義には物理量トランスデューサ）を駆動し、振動子１０からフィードバック信号を受ける。これにより振動子１０を励振させる。検出回路６０は、駆動信号により駆動される振動子１０から検出信号（検出電流、電荷）を受け、検出信号から所望信号（コリオリ力信号）を検出（抽出）する。

具体的には、駆動回路４０からの交流の駆動信号（駆動電圧）が駆動用振動子１１の駆動端子２に印加される。すると逆電圧効果によって駆動用振動子１１が振動を開始し、音叉振動により駆動用振動子１２も振動を開始する。この時、駆動用振動子１２の圧電効果によって発生する電流（電荷）が、駆動端子４からフィードバック信号として駆動回路４０にフィードバックされる。これにより振動子１０を含む発振ループが形成される。

駆動用振動子１１、１２が振動すると、検出用振動子１６、１７が図１に示す方向で振動速度ｖで振動する。すると、検出用振動子１６、１７の圧電効果によって発生する電流（電荷）が、検出信号として検出端子６、８から出力される。すると、検出回路６０は、この振動子１０からの検出信号を受け、コリオリ力に応じた信号である所望信号（所望波）を検出する。即ち、検出軸１９を中心に振動子１０（ジャイロセンサ）が回転すると、振動速度ｖの振動方向と直交する方向にコリオリ力Ｆｃが発生する。例えば検出軸１９を中心に回転したときの角速度をωとし、振動子の質量をｍとし、振動子の振動速度をｖとすると、コリオリ力はＦｃ＝２ｍ・ｖ・ωと表される。従って検出回路６０が、コリオリ力に応じた信号である所望信号（センサ信号）を検出（抽出）することで、ジャイロセンサ（振動子）の回転角速度ωを求めることができる。そして求められた角速度ωを用いることで、処理部５２０は、手振れ補正、姿勢制御、或いはＧＰＳ自律航法等のための種々の処理を行うことができる。

なお振動子１０には、駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓがある。具体的には、駆動用振動子１１、１２の固有共振周波数（駆動振動モードの固有共振周波数）がｆｄであり、検出用振動子１６、１７の固有共振周波数（検出振動モードの固有共振周波数）がｆｓである。この場合に、駆動用振動子１１、１２と検出用振動子１６、１７とが不要な共振結合を起こさないように、ｆｄとｆｓの間に一定の周波数差を持たせている。この周波数差である離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜は、ｆｄ、ｆｓに比べて十分に小さな周波数に設定されている。

なお図１では、振動子１０が音叉型である場合の例を示しているが、本実施形態の振動子１０はこのような構造に限定されない。例えばＴ字型やダブルＴ字型等であってもよい。また振動子１０の圧電材料は水晶以外であってもよい。

２．検出装置
図２に本実施形態の検出装置３０の構成例を示す。なお検出装置３０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

検出装置３０は、振動子１０を駆動して振動子を励振させる駆動回路４０と、振動子１０からの出力信号（電荷、電流）を受け、所望信号（所望波）を検出する検出回路６０を含む。

駆動回路（発振回路）４０は、電流を電圧に変換するＩ／Ｖ変換回路４２と、自動ゲイン制御を行うＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路４４と、２値化回路（コンパレータ）４６を含む。駆動回路４０では、ジャイロセンサの感度を一定に保つために、振動子１０（駆動用振動子）に供給する駆動電圧の振幅を一定に保つ必要がある。このため、駆動振動系の発振ループ内に、ゲインを自動調整するためのＡＧＣ回路４４が設けられる。具体的にはＡＧＣ回路４４は、入力信号ＩＤの振幅（振動子の振動速度ｖ）が一定になるように、ゲインを可変に自動調整する。なお、発振ループでの位相シフトが０度になるように位相が調整される。また発振起動時には、高速な発振起動を可能にするために、発振ループのゲインは１よりも大きなゲインに設定される。

Ｉ／Ｖ変換回路４２は、振動子１０からの信号ＩＤである電流（電荷）を電圧に変換して、駆動信号ＶＤ１として出力する。このＩ／Ｖ変換回路４２は、キャパシタ、抵抗、オペアンプにより実現できる。

ＡＧＣ回路４４は、駆動信号ＶＤ１を監視して、発振ループのゲインを制御する。このＡＧＣ回路４４は、発振ループ内の発振振幅を制御するためのゲインコントロールアンプ（ＧＣＡ）や、発振振幅に応じてゲインコントロールアンプのゲインを調整するための制御電圧を出力するゲイン制御回路を含むことができる。また、このゲイン制御回路は、Ｉ／Ｖ変換回路４２からの交流の駆動信号ＶＤ１を直流信号に変換する整流回路（全波整流回路）や、整流回路からの直流信号の電圧と基準電圧との差分に応じた制御電圧を出力する回路などを含むことができる。

２値化回路４６は、正弦波である駆動信号ＶＤ１の２値化処理を行い、２値化処理により得られた参照信号（同期信号）ＲＳを同期検波回路１００に出力する。またこの参照信号ＲＳをフィルタ部１１０（ＳＣＦ１１４）に対しても出力する。この２値化回路４６は、Ｉ／Ｖ変換回路４２からの正弦波（交流）の信号ＶＤ１が入力されて、矩形波の参照信号ＲＳを出力するコンパレータにより実現できる。なおＩ／Ｖ変換回路４２と２値化回路４６の間や２値化回路４６と同期検波回路１００の間に他の回路を設けてもよい。例えばハイパスフィルタや移相回路（位相シフタ）などを設けてもよい。

検出回路６０は、増幅回路７０、感度調整回路８０、オフセット調整回路９０、同期検波回路１００、フィルタ部１１０を含む。なおこれらの一部を省略する構成としてもよい。

増幅回路７０は、振動子１０からの出力信号ＩＳＰ、ＩＳＭを増幅する。この増幅回路７０は、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４、差動増幅回路７６を含む。Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４は、振動子１０からの信号ＩＳＰ、ＩＳＭを受け、振動子１０で発生した電荷（電流）を電圧に変換する。差動増幅回路７６は、Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４からの信号ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍの差動増幅を行う。

図３（Ａ）にＱ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路７２、７４の構成例を示す。Ｑ／Ｖ変換回路７２、７４は、ノードＮＡ１とＮＡ２の間に設けられる帰還キャパシタＣＡ１及び帰還抵抗ＲＡ１と、オペアンプ（演算増幅器）ＯＰＡを含み、ローパスフィルタの周波数特性を有する。オペアンプＯＰＡの反転入力端子（−）には入力ノードＮＡ１が接続され、非反転入力端子（＋）には基準電源電圧ＡＧＮＤ（アナロググランド）のノードが接続される。

図３（Ａ）の回路をＱ／Ｖ変換回路として機能させる場合には、カットオフ周波数ｆｃ＝１／２πＣＲが共振周波数ｆｄよりも十分に小さくなるように、ＣＡ１の容量値とＲＡ１の抵抗値を設定する。これにより共振周波数ｆｄにおいて位相が約−９０度だけ変化するようになる。一方、図３（Ａ）の回路をＩ／Ｖ変換回路として機能させる場合には、カットオフ周波数ｆｃ＝１／２πＣＲが共振周波数ｆｄよりも十分に大きくなるように、ＣＡ１の容量値とＲＡ１の抵抗値を設定する。この場合には位相がほとんど変化しないため、参照信号ＲＳの位相を＋９０度又は−９０度だけ変化させるための移相回路が必要になる。

図３（Ｂ）に差動増幅回路７６の構成例を示す。差動増幅回路７６は、抵抗ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＢ３、ＲＢ４とオペアンプＯＰＢを含む。ＲＢ１、ＲＢ２の抵抗比とＲＢ３、ＲＢ４の抵抗比を等しくすることで、図３（Ｂ）の差動増幅回路７６は、互いに逆相の信号である第１、第２の入力信号（ＶＳ１Ｐ、ＶＳ１Ｍ）の差分を増幅する差動増幅を行う。これにより、センサ信号（所望信号）と同相の不要信号（妨害信号）である静電結合漏れ信号を除去できる。

図２の感度調整回路８０は、感度の調整処理を行う。具体的にはゲインを可変に制御して感度調整を行う。この感度調整回路８０は、例えば感度の調整データに基づいてその抵抗値が可変に制御される可変抵抗や、可変抵抗の抵抗値（抵抗比）で決まるゲイン（増幅率）で信号を増幅するためのオペアンプなどを含むことができる。また、感度調整回路８０は、可変ゲインアンプとして動作すると共にハイパスフィルタとして動作することが望ましく、アクティブフィルタであるハイパスフィルタと可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用されることが更に望ましい。

オフセット調整回路９０は、オフセットの調整処理を行う。具体的には、検出装置３０の出力信号ＶＳＱの初期オフセット電圧を除去する調整を行う。例えばティピカル温度である２５℃の時に、出力信号ＶＳＱの電圧が基準出力電圧と一致するようにオフセットの調整処理を行う。

同期検波回路（検波回路、検波器）１００は、増幅後の信号ＶＳ５に対して、参照信号（参照クロック）ＲＳに基づいて同期検波を行う。この同期検波により、センサ信号に対して９０度の位相差がある不要信号である機械振動漏れ信号を除去できる。

フィルタ部１１０は、同期検波後の信号ＶＳ６のフィルタ処理を行う。具体的には、高周波成分を除去するローパスフィルタ処理を行う。

図４に検出装置３０の動作を説明するための信号波形例を示す。駆動信号ＶＤ１は、その周波数が駆動側固有周波数ｆｄとなる正弦波である。この駆動信号ＶＤ１を２値化回路４６により２値化することで、矩形波の参照信号ＲＳが得られる。同期検波回路１００に入力される信号ＶＳ５（センサ信号）は、コリオリ力の大きさ（角速度）に応じて振幅変調（ＡＭ変調）されている。この信号ＶＳ５を、参照信号ＲＳにより同期検波し、得られた信号ＶＳ６をフィルタ部１１０により平滑化することで、所望信号のＤＣ成分が信号ＶＳＱとして出力されるようになる。即ち信号ＶＳＱの電圧レベルが、コリオリ力の大きさに応じた電圧レベルになり、この電圧レベルを求めることでジャイロセンサの回転角速度を得ることができる。

３．不要信号
センサ信号には、所望信号（所望波）と不要信号（不要波）が混在している。また不要信号の振幅は一般的に所望信号の振幅に比べて非常に大きいため、検出装置３０に対する要求性能は高くなる。この不要信号には、機械振動漏れや、静電結合漏れや、離調周波数Δｆや、２ｆｄ（２ωｄ）や、ＤＣオフセットなどに起因するものがある。

機械振動漏れの不要信号は、振動子１０の形状のアンバランス等に起因して発生する。信号ＩＳＰに重畳される機械振動漏れの不要信号と信号ＩＳＭに重畳される機械振動漏れの不要信号は互いに逆相になるため、差動増幅回路７６によっては除去できない。しかしながら、信号ＶＳ５に重畳される機械振動漏れの不要信号は、所望信号と９０度の位相差を持つため、同期検波回路１００により除去できる。一方、静電結合漏れの不要信号は、駆動信号ＶＤ２が寄生容量を通じて信号ＩＳＰ、ＩＳＭの入力端子等に漏洩することで生じる。信号ＩＳＰに重畳される静電結合漏れの不要信号と信号ＩＳＭに重畳される静電結合漏れの不要信号は互いに同相になるため、差動増幅回路７６により除去できる。２ｆｄの不要信号は、何らかの原因で振動子が、２ｆｄの高調波の周波数で振動することにより発生する。ＤＣオフセットの不要信号は、入力リーク、静電結合漏れのアンバランス、センサ信号と参照信号との間に存在する位相ずれ、参照信号のデューティのずれ、回路ブロックが有するＤＣオフセットなどに起因して発生する。

次に、図５（Ａ）〜図５（Ｃ）の周波数スペクトラムを用いて不要信号の除去について詳細に説明する。図５（Ａ）は同期検波前の周波数スペクトラムである。図５（Ａ）に示すように、同期検波前のセンサ信号では、ＤＣの周波数帯域にはＤＣオフセットの不要信号が存在する。またｆｄの周波数帯域には、機械振動漏れの不要信号と所望信号が存在する。

図５（Ｂ）は同期検波後の周波数スペクトラムである。図５（Ａ）のｆｄの周波数帯域の所望信号は、図５（Ｂ）に示すように同期検波後はＤＣ及びｆｄの周波数帯域に現れる。また図５（Ａ）のＤＣの周波数帯域の不要信号（ＤＣオフセット）は、図５（Ｂ）に示すように同期検波後はｆｄの周波数帯域に現れる。また図５（Ａ）のｆｄの周波数帯域の不要信号（機械振動漏れ）は、図５（Ｂ）に示すように同期検波後は２ｆｄの周波数帯域に現れる。なお図５（Ａ）において２ｆｄの周波数帯域に不要信号が存在した場合には、同期検波後は３ｆｄ及びｆｄの周波数帯域に現れるようになる。また検波後の混入ノイズは、同期検波回路１００の後段の回路が発生するノイズなどである。

図５（Ｃ）はフィルタ処理後の周波数スペクトラムである。同期検波後の信号をフィルタ部１１０で平滑化（ＬＰＦ）することで、ｆｄ、２ｆｄ等の周波数帯域の不要信号の周波数成分が除去されている。

所望信号は、図４で説明したように振幅変調されているため、Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）と表すことができる。また機械漏れ振動の不要信号（妨害波）は、所望信号と位相が９０度ずれているため、Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）と表すことができる。また、センサ信号は所望信号と不要信号の和であるため、Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）と表すことができる。また駆動信号は、Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）と表すことができる。なおＡ（ｔ）、Ｂ、Ｃは振幅であり、ωｄ＝２πｆｄである。

同期検波は、センサ信号と駆動信号（参照信号）の乗算とみなすことができる。従って、センサ信号のうち所望信号については、
Ａ（ｔ）ｓｉｎ（ωｄ×ｔ）×Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）
＝｛（Ａ（ｔ）×Ｃ）／２｝×｛１−ｃｏｓ（２ωｄ×ｔ）｝
となる。従って図５（Ｂ）に示すように、同期検波後に所望信号はＤＣ並びに２ｆｄの周波数帯域に現れるようになる。

一方、センサ信号のうち機械振動漏れの不要信号については、
Ｂｓｉｎ（ωｄ×ｔ＋π／２）×Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）
＝｛−（Ｂ×Ｃ）／２｝×ｃｏｓ（２ωｄ×ｔ＋π／２）
となる。従って図５（Ｂ）に示すように、同期検波後に機械振動漏れの不要信号は２ｆｄ（２ωｄ）の周波数帯域に現れ、ＤＣには現れない。

次に、図６（Ａ）〜図６（Ｄ）の模式図を用いて同期検波について説明する。なお実際には、不要信号（機械漏れ振動）の振幅Ｂは所望信号の振幅Ａ（ｔ）に比べて非常に大きいが、図面の都合上、振幅Ａ（ｔ）とＢを等しくしてある。

図６（Ａ）のように所望信号の位相と参照信号（駆動信号）の位相が完全に揃っている場合には、同期検波後に所望信号と不要信号は図６（Ｂ）のようになる。即ち所望信号は、完全な全波整流波形になり、不要信号は、正の部分と負の部分の面積が等しい波形になる。従って、フィルタ部１１０で平滑化することにより、所望信号のＤＣ成分が信号ＶＳＱとして出力されるようになり、不要信号の成分が信号ＶＳＱとして現れることはない。

一方、図６（Ｃ）のように所望信号の位相と参照信号（駆動信号）の位相がγだけずれている場合には、同期検波後に所望信号と不要信号は図６（Ｄ）のようになる。即ち所望信号は、完全な全波整流波形ではなく、負の成分を含む。また、不要信号は、正の部分と負の部分の面積が等しくならない。従って、フィルタ部１１０での平滑化で得られる信号ＶＳＱにおいて、所望信号のＤＣ成分が図６（Ｂ）の場合よりも小さくなると共に、不要信号の成分が信号ＶＳＱとして現れるようになる。

４．感度調整
ジャイロセンサ５１０では、感度が所与の基準値に一致するように、検出装置３０の全体のゲインの調整を行う感度調整が行われる。この感度（Ｖ／度／ｓｅｃ）は、図７の出力電圧ＶＱ（ＶＳＱの電圧）の単位角速度当たりの変化量であり、出力電圧ＶＱの直線の傾きに相当する。この感度調整の後に、後述するオフセット調整が行われる。

これまでは、感度調整のやりやすさ、わかりやすさの観点から、このような感度を調整する回路は、図２のフィルタ部１１０の後段側に設けられていた。即ち不要信号などを除去して、ＤＣ（直流）信号になった後に、感度調整を行うのが一般的であった。

しかしながら、感度調整回路をフィルタ部１１０の後段側に設けると、システムノイズが増加してしまうことが判明した。即ちフィルタ部１１０のローパスフィルタ処理により、ＤＣ信号になった後に感度調整を行うと、感度調整回路自体が発生するノイズが、出力電圧ＶＱに現れてしまう。またフリッカノイズ（１／ｆノイズ）は、周波数が低いほど大きくなるため、ＤＣ信号の状態で感度調整を行うと、フリッカノイズの悪影響も大きくなる。更に、ゲイン調整を行う感度調整回路を後段側に設けると、所望信号のみならず、感度調整回路の前段側の回路が発生するノイズについても増幅されてしまい、Ｓ／Ｎ比が劣化する。

そこで本実施形態では図２に示すように、感度調整回路８０を同期検波回路（検波器）１００の前段側に設けている。具体的には増幅回路７０と同期検波回路１００（オフセット調整回路）の間に感度調整回路８０を設けている。

このように同期検波回路１００の前段側に感度調整回路８０を設ければ、ＤＣ信号ではなく、周波数ｆｄの信号の状態で感度調整が行われるようになる。従って、周波数が高いほど小さくなるフリッカノイズ（１／ｆノイズ）の悪影響を最小限に抑えることができる。また感度調整回路８０自体に発生したノイズは、図５（Ｂ）に示すように同期検波によりｆｄの周波数帯域に現れ、フィルタ部１１０により除去できる。従って、感度調整回路８０自体に発生したノイズの悪影響も低減できる。更に、フィルタ部１１０の後段側に感度調整回路を設ける場合に比べて、感度調整回路８０の前段側の回路ブロックの数が減るため、これらの回路ブロックのノイズを感度調整回路８０が増幅することによるＳ／Ｎ比の劣化を、最小限に抑えることができる。

５．感度調整回路の構成
図８（Ａ）、図８（Ｂ）に感度調整回路８０（Programmable Gain Amp）の構成例を示
す。図８（Ａ）は非反転増幅型の例である。図８（Ａ）の感度調整回路８０は、出力ノードＮＤ３と基準電源電圧ＡＧＮＤ（広義には第１の電源電圧）のノードの間に設けられる可変抵抗ＲＤ１、ＲＤ２を含む。また、その非反転入力端子（＋）に入力ノードＮＤ１が接続され、その反転入力端子（−）に可変抵抗ＲＤ１、ＲＤ２の出力タップＱＴ（ノードＮＤ２）が接続されるオペアンプＯＰＤ１を含む。

図８（Ａ）では、出力ノードＮＤ３と出力タップＱＴの間の可変抵抗ＲＤ２の抵抗値と、出力タップＱＴとＡＧＮＤのノードの間の可変抵抗ＲＤ１の抵抗値が、感度の調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に基づいて可変に制御される。これにより、感度調整回路８０のゲインが調整されて、感度調整が行われる。

例えば抵抗ＲＤ１、ＲＤ２の抵抗値をＲ１、Ｒ２とすると、ＰＧＡである感度調整回路８０のゲインはＧ＝（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１になる。このようにオペアンプＯＰＤ１は、可変抵抗ＲＤ１、ＲＤ２の抵抗値（抵抗比）で決まるゲインで信号を増幅する。

図８（Ｂ）は反転増幅型の例である。図８（Ｂ）の感度調整回路８０は、入力ノードＮＤ４とノードＮＤ５の間に設けられる可変抵抗ＲＤ３と、ノードＮＤ５と出力ノードＮＤ６の間に設けられる可変抵抗ＲＤ４を含む。また、その反転入力端子にノードＮＤ５が接続され、その非反転入力端子に電源電圧ＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＤ２を含む。図８（Ｂ）では、可変抵抗ＲＤ３、ＲＤ４の抵抗値をＲ３、Ｒ４とすると、感度調整回路８０のゲインはＧ＝−Ｒ４／Ｒ３になる。

図９（Ａ）、図９（Ｂ）に感度調整回路８０の他の構成例を示す。図９（Ａ）、図９（Ｂ）では、感度調整回路８０が、可変ゲインアンプ（ＰＧＡ）として動作すると共にハイパスフィルタとして動作する。またアクティブフィルタであるハイパスフィルタと可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用される。

図９（Ａ）は非反転増幅型の例である。図９（Ａ）の感度調整回路８０は、入力ノードＮＤ８とノードＮＤ９（第１のノード）との間に設けられるキャパシタＣＤ１と、ノードＮＤ９と電源電圧ＡＧＮＤのノードとの間に設けられる抵抗ＲＤ５を含む。また出力ノードＮＤ１１とＡＧＮＤのノードとの間に設けられる可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７を含む。また、その非反転入力端子にノードＮＤ９が接続され、その反転入力端子に可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の出力タップＱＴ（ノードＮＤ１０）が接続され、その出力端子に出力ノードＮＤ１１が接続されるオペアンプＯＰＤ３を含む。

図９（Ａ）では、出力ノードＮＤ１１と出力タップＱＴの間の可変抵抗ＲＤ７の抵抗値と、出力タップＱＴとＡＧＮＤのノードの間の可変抵抗ＲＤ６の抵抗値が、感度の調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に基づいて可変に制御される。これにより、感度調整回路８０のゲインが調整されて、感度調整が行われる。

例えば可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値をＲ６、Ｒ７とすると、ＰＧＡである感度調整回路８０のゲインはＧ＝（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ６になる。具体的には、可変抵抗に対して複数の出力タップを設けておき、その複数の出力タップの中から調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に対応する出力タップＱＴを選択することで、可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値Ｒ６、Ｒ７が決定され、ゲインＧ＝（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ６が決定される。

図９（Ｂ）は反転増幅型の例である。図９（Ｂ）の感度調整回路８０は、入力ノードＮＤ１２とノードＮＤ１３（第１のノード）との間に設けられる抵抗ＲＤ８と、ノードＮＤ１３とノードＮＤ１４（第２のノード）との間に設けられるキャパシタＣＤ２を含む。また出力ノードＮＤ１５とノードＮＤ１４との間に設けられ、調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に基づいてその抵抗値が可変に制御される可変抵抗ＲＤ９を含む。また、その反転入力端子にノードＮＤ１４が接続され、その非反転入力端子に電源電圧ＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＤ４を含む。

図９（Ｂ）では、可変抵抗ＲＤ８、ＲＤ９の抵抗値をＲ８、Ｒ９とすると、感度調整回路８０のゲインはＧ＝−Ｒ９／Ｒ８になる。なお図９（Ａ）、図９（Ｂ）の構成要素を変更したり、他の構成要素を追加する変形実施も可能である。

図８（Ａ）〜図９（Ｂ）の感度調整回路８０を用いた感度調整は、具体的には以下のように実現する。まずジャイロセンサの製造後に検出装置３０の出力電圧ＶＱをモニタする。そして、例えばジャイロセンサを静止状態から所与の回転角速度で回転させ、その時の出力電圧ＶＱの変化量（図７の直線の傾き）である感度を求める。そして求められた感度を、基準感度に一致させるための調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］を、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。すると感度調整回路８０は、検出装置３０の感度が基準感度に一致するように、上記の調整データＤＰＧＡ［ｍ：０］に基づいて、オペアンプのゲインを調整するようになる。

ここで図９（Ａ）、図９（Ｂ）の感度調整回路８０は、可変ゲインアンプとして動作すると共に、例えば図１０のようなフィルタ特性（周波数特性、位相特性）を有するハイパスフィルタとして動作する。具体的には図９（Ａ）では、キャパシタＣＤ１、抵抗ＲＤ５、オペアンプＯＰＤ３により、ハイパスのアクティブフィルタが構成される。即ちオペアンプＯＰＤ３は、キャパシタＣＤ１、抵抗ＲＤ５で構成されるハイパスフィルタのバッファとして機能する。また、可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７、オペアンプＯＰＤ３により、可変ゲインアンプが構成される。即ち図９（Ａ）では、オペアンプＯＰＤ３が、ハイパスのアクティブフィルタと可変ゲインアンプとで共用されている。

一方、図９（Ｂ）では、抵抗ＲＤ８、キャパシタＣＤ２、抵抗ＲＤ９、オペアンプＯＰＤ４により、ハイパスのアクティブフィルタが構成される。また抵抗ＲＤ８、可変抵抗ＲＤ９、オペアンプＯＰＤ４により、可変ゲインアンプが構成される。即ち図９（Ｂ）では、オペアンプＯＰＤ４が、ハイパスのアクティブフィルタと可変ゲインアンプとで共用されている。

感度調整回路８０を図１０に示すようなハイパスフィルタとして動作させれば、ＤＣ成分をカットでき、可変ゲインアンプ（ＰＧＡ）によりＤＣ信号が増幅されてしまう事態を防止できる。従って、感度調整回路８０の可変ゲインアンプや後段側のオペアンプ（例えばオフセット調整回路、同期検波回路のオペアンプ）が、過入力により飽和動作状態になり、出力がオーバフローしてしまうなどの事態を防止できる。またこのハイパスフィルタによりＤＣノイズも除去でき、Ｓ／Ｎ比の向上を図ることも可能になる。

また図９（Ａ）、図９（Ｂ）では、ハイパスのアクティブフィルタと可変ゲインアンプとでオペアンプが共用される。従って、アクティブフィルタ用のオペアンプと可変ゲインアンプ用のオペアンプを別々に設ける場合に比べて、オペアンプの個数を減らすことができる。従って、回路の小規模化を図れると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

図９（Ａ）の回路は、図９（Ｂ）に比べて、カットオフ周波数とゲイン（可変抵抗の抵抗値）を独立に制御できるという利点がある。例えば図１０のハイパスフィルタでは、ＤＣ成分をカットして、所望信号を通過させるためには、カットオフ周波数ｆｃをなるべく低くすることが望ましい。ここで、容量値をＣ、抵抗値をＲとした場合に、カットオフ周波数はｆｃ＝１／２πＣＲと表される。そして図９（Ｂ）のＣＤ２の容量値Ｃ２を大きくすると、回路が大面積化するため、カットオフ周波数ｆｃを低くするためには、抵抗ＲＤ８の抵抗値Ｒ８を大きくする必要がある。

しかしながら、このように抵抗値Ｒ８を大きくすると、抵抗ＲＤ８で発生するノイズ（サーマルノイズ等）が大きくなってしまい、Ｓ／Ｎ比が低下する。例えば図９（Ｂ）の可変ゲインアンプのゲインはＧ＝−Ｒ９／Ｒ８である。従って、抵抗値Ｒ８を大きくした場合には、抵抗値Ｒ９も大きくする必要がある。従って可変抵抗ＲＤ９で発生するノイズも大きくなってしまい、Ｓ／Ｎ比が低下する。

これに対して図９（Ａ）では、カットオフ周波数ｆｃはキャパシタＣＤ１の容量値Ｃ１と抵抗ＲＤ５の抵抗値Ｒ５で決まる。一方、可変ゲインアンプのゲインはＧ＝（Ｒ６＋Ｒ７）／Ｒ６であり、可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値Ｒ６、Ｒ７で決まる。即ちカットオフ周波数ｆｃとゲインを別個に調整できる。従って、カットオフ周波数ｆｃを低くするために、ＲＤ５の抵抗値Ｒ５を大きくした場合にも、ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値Ｒ６、Ｒ７については大きくする必要がない。従って、図９（Ｂ）のＲＤ９の抵抗値Ｒ９に比べて、ＲＤ６、ＲＤ７の抵抗値Ｒ６、Ｒ７を十分に小さくできるため、これらの可変抵抗ＲＤ６、ＲＤ７で発生するノイズを小さくでき、Ｓ／Ｎ比を向上できる。なお図９（Ｂ）の回路では、バーチャルショートによりノードＮＤ１４がＡＧＮＤの電位に設定される。従って、オペアンプＯＰＤ４の入力電圧範囲を、図９（Ａ）の回路に比べて広くでき、オペアンプのダイナミックレンジの設計を容易化できるという利点がある。

６．オフセット調整
図２のオフセット調整回路９０は、例えば環境温度が２５℃（ティピカル温度）である場合に、検出装置３０の出力電圧（ＶＳＱの電圧）が基準出力電圧（例えばＶＤＤ／２）に一致するように、調整を行う。例えば図１１（Ａ）では、出力電圧ＶＱが基準出力電圧ＶＲと一致していない。この場合には図１１（Ｂ）に示すように、初期オフセット電圧である｜ＶＱ−ＶＲ｜が除去されて０になるように、オフセット調整回路９０が調整を行う。具体的には、ジャイロセンサの製造後に検出装置３０の出力電圧ＶＱをモニタする。そして出力電圧ＶＱを基準出力電圧ＶＲに一致させるための初期オフセットの調整データを、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。するとオフセット調整回路９０は、検出装置３０の出力電圧ＶＱがＶＲに一致するように、上記調整データに基づいてオフセット調整を行う。

このようにすることで、少なくとも環境温度が２５℃であり、ジャイロセンサの角速度が０である静止時には、検出装置３０の出力電圧（０点電圧）ＶＱは基準出力電圧ＶＲに一致するようになる。

しかしながら図１１（Ｂ）に示すように、オフセット電圧には正又は負の温度特性（温度ドリフト）がある。従って初期オフセット電圧を除去して０にしても、温度変化（広義には環境変化）によるオフセット変動分は０にならないという課題がある。

例えば、初期オフセット電圧を除去しても、図５（Ａ）のＤＣオフセット、機械漏れ振動のオフセット変動分については、同期検波後には、ｆｄ、２ｆｄの周波数帯域に現れるようになる。また図６（Ｃ）、図６（Ｄ）で説明した位相ずれに温度変動があると、位相ずれの不要信号のオフセット変動分はＤＣの周波数帯域に現れる。従って、これらが原因になって、感度調整回路８０により出荷時に調整した感度についても温度変動成分を持つようになる。このような課題を解決するために、本実施形態では以下の手法を採用している。

図１２に本実施形態のフィルタ部１１０の構成例を示す。フィルタ部１１０は、離散時間型フィルタであるＳＣＦ（スイッチト・キャパシタ・フィルタ）１１４を含む。またフィルタ部１１０は、ＳＣＦ１１４（広義には離散時間型フィルタ）の前段側に設けられたプリフィルタ（前置フィルタ）１１２と、ＳＣＦ１１４の後段側に設けられたポストフィルタ（後置フィルタ）１１６を含む。これらのプリフィルタ１１２、ポストフィルタ１１６は連続時間型フィルタになっている。

そして本実施形態では、プリフィルタ１１２（広義には連続時間型フィルタ）に、温度変化や電圧変化などの環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を持たせている。

即ち図１２のようにフィルタ部１１０にＳＣＦ１１４を設けた場合、ＳＣＦ１１４では離散時間で信号をサンプリングするため、サンプリングによる周波数の折り返し現象であるエイリアシングが生じる。例えばサンプリング周波数をｆｓｐとした場合に、ｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）の高調波周波数の信号が、ＤＣの周波数領域等に折り返し、Ｓ／Ｎ比が劣化する。

このようなエイリアシングの悪影響を防止するために、図１２では、ＳＣＦ１１４の前段側にアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２を設けている。即ちサンプリング周波数をｆｓｐ（＝ｆｄ）とした場合に、プリフィルタ１１２に、ｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）以上の周波数成分を除去するアンチエイリアシングの周波数特性を持たせている。

本実施形態では、このようなアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２の存在に着目し、このプリフィルタ１１２の有効活用を図っている。即ちアンチエイリアシング用のプリフィルタ１１２を、環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去するフィルタとして兼用している。このようにすれば、不要信号のオフセット変動分を除去するフィルタを別に設ける必要がなくなる。従って、回路の小規模化を図れると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

図１３（Ａ）〜図１３（Ｃ）に、図１１（Ｂ）のように初期オフセット電圧を除去した後の周波数スペクトラムの例を示す。図１１（Ｂ）のようにオフセット電圧が正又は負の温度特性を有していると、初期オフセット電圧を除去したとしても、図１３（Ａ）に示すようにＤＣオフセットの不要信号のオフセット変動分が、ＤＣの周波数帯域に現れる。また機械振動漏れの不要信号のオフセット変動分がｆｄの周波数帯域に現れる。

そして同期検波後は図１３（Ｂ）に示すように、ＤＣオフセットの不要信号のオフセット変動分はｆｄの周波数帯域に現れ、機械振動漏れの不要信号のオフセット変動分は２ｆｄの周波数帯域に現れる。

即ち環境温度が２５℃であれば、オフセット調整回路９０によるオフセット調整を行うことにより、図１３（Ａ）のＤＣ、ｆｄの周波数帯域の不要信号の成分が除去されて、現れないようになる。

しかしながら、環境温度が２５℃からずれると、温度変化によるこれらの不要信号のオフセット変動分が、ＤＣ、ｆｄの周波数帯域に現れてくる。例えば温度変化により、機械振動漏れの不要信号の振幅が増加すると、その増加分が、同期検波前ではｆｄの周波数帯域に現れ、同期検波後では２ｆｄの周波数帯域に現れる。このような不要信号のオフセット変動分については、ジャイロセンサの製造後の調整工程では除去することができず、ジャイロセンサの動作時に動的に調整して除去する必要がある。

またこのようなオフセット変動分が、同期検波後にＤＣの周波数帯域に現れたり、ＳＣＦ１１４の離散サンプリングによりＤＣ周波数帯域に折り返すと、感度調整回路８０で調整した感度にもずれが生じる。即ち感度の温度変動分として現れるようになってしまう。

この場合、このようなオフセット変動分を除去するための特別な温度補償回路を検出装置３０に内蔵させる手法も考えられる。

しかしながら、この手法によると、その温度補償回路を設けた分だけ回路が大規模化する。またノイズ源となる回路ブロックの数も増えるため、Ｓ／Ｎ比が劣化する。

この点、本実施形態では、元々、アンチエイリアシング用に必要なプリフィルタ１１２を有効活用して、図１３（Ｃ）に示すように、これらの不要信号のオフセット変動分を除去している。従って、回路を小規模化できると共に、ノイズ源となる回路ブロックの数も減るため、Ｓ／Ｎ比を向上できる。

即ち、通常のアンチエイリアシング用プリフィルタの目的は下記（Ａ１）の通りである。
（Ａ１）ランダム雑音や回路中で発生するパルス性ノイズなどの不要信号が、ＳＣＦの通過帯域に折り返すのを防止する。

これに対して本実施形態では、上記（Ａ１）の役割に加えて、下記（Ａ２）の役割をプリフィルタ１１２に持たせている。
（Ａ２）同期検波によって生じ、ｆｄ、２ｆｄなどのｋ×ｆｄに必ず存在する不要信号のオフセット変動分が、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによりＤＣに折り返し、ＤＣに存在する所望信号（コリオリ力信号）の品質（Ｓ／Ｎ比）を劣化させるのを防止する。

上記（Ａ２）は、ジャイロセンサに特有の下記（Ｂ１）〜（Ｂ３）の事情に起因する。（Ｂ１）ジャイロセンサでは同期検波が行われる。
（Ｂ２）同期検波によりｆｄや２ｆｄに不要信号のオフセット変動分の強いスペクトラムが現れる。
（Ｂ３）ＳＣＦのサンプリング周波数がｆｓｐ＝ｆｄとなるため、ｆｄ、２ｆｄなどの不要信号のオフセット変動分が、所望信号が存在するＤＣに折り返す。

即ち同期検波後にｆｄ、２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分（図１３（Ｂ）参照）は、所望信号の振幅に比べて大きい。

また、後述するようにシステム構成の簡素化のためには、ＳＣＦ１１４のサンプリング周波数をｆｓｐ＝ｆｄとすることが望ましい。そしてｆｓｐ＝ｆｄにすると、ＳＣＦ１１４でのサンプリングにより、ｆｄ、２ｆｄの不要信号のオフセット変動分が、ぴったりとＤＣに折り返してしまう。

一方、同期検波前にｆｄに存在した所望信号（図１３（Ａ）参照）は、同期検波によりＤＣに現れる（図１３（Ｂ）参照）。従って、何ら対策を施さないと、ｆｄ、２ｆｄに存在する不要信号のオフセット変動分の折り返しにより、ＤＣの所望信号の品質が極めて劣化する。具体的には、ｆｄ、２ｆｄの不要信号のオフセット変動分が折り返して、所望信号の最小分解能よりも大きいオフセット変動分がＤＣに重畳されると、ジャイロセンサが静止状態であっても、あたかもジャイロセンサが一定の角速度で回転しているかのような偽情報を与えてしまう。

このような問題を解決するために本実施形態では、ＳＣＦ１１４の前段にあるプリフィルタ１１２の存在に着目し、このプリフィルタ１１２に対して上記（Ａ１）のみならず（Ａ２）の役割を持たせている。

７．連続時間型フィルタの周波数特性
ジャイロセンサのように微少信号を扱うセンサでは、不要信号の振幅は所望信号の振幅に比べて非常に大きい。従って、温度変動により機械振動漏れ等の不要信号の振幅が変動すると、不要信号の振幅変化分であるオフセット変動分も、所望信号の振幅（ＤＣ成分）に比べて非常に大きくなる。従って、プリフィルタ１１２の減衰度を適正に設定しないと、ＳＣＦ１１４のサンプリングによるオフセット変動分のＤＣ成分への折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまうおそれがある。

そこで本実施形態では、連続時間型フィルタであるプリフィルタ１１２に対して、同期検波回路１００による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号（最小分解能）の振幅以下に減衰する周波数特性（フィルタ特性、減衰特性）を持たせている。例えば周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分（図１３（Ｂ）参照）を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を持たせている。なお所望信号の振幅は、所望信号の最小分解能に対応する振幅であり、ｄｐｓ（degree per second）に対応する振幅である。また所望信号の振幅は、ＤＣの周波数領域での所望信号の振幅である。

このようにすれば、所望信号に比べて非常に大きなオフセット変動分（不要信号の振幅変化分）が周波数ｋ×ｆｄに現れた場合にも、このオフセット変動分をプリフィルタ１１２により確実に除去できる。従って、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによるオフセット変動分のＤＣ成分への折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまう事態を防止できる。従って微少信号を扱うジャイロセンサに最適な検出装置を提供できる。

図１４にプリフィルタ１１２の周波数特性を模式的に示す。図１４のＤ１に示すように、プリフィルタ１１２はｆｓｐ／２（＝ｆｄ／２）において十分な減衰特性を有する。従って、ＳＣＦ１１４でのサンプリングによるランダム雑音（熱雑音、１／ｆノイズ等）の折り返しにより、Ｓ／Ｎ比が劣化してしまう事態を防止でき、プリフィルタ１１２に通常のアンチエイリアシング用フィルタとしての役割を持たせることができる。

またプリフィルタ１１２が１次のローパスフィルタである場合には、減衰傾度は−２０ｄＢ／ｄｅｃとなる。そして所望信号（ＤＣ成分）の振幅（最小分解能）をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）に現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとしたとする。この場合に、プリフィルタ１１２には、ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を持たせればよい。

例えば図１４のＤ２では、周波数ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ１であり、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率（減衰度）はａである。従って、ΔＡ１×ａ≦Ａ０が成り立つようにする。

また図１４のＤ３では、周波数２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ２であり、周波数２ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が１次であるため、ａ／ｋ＝ａ／２である。従って、ΔＡ２×（ａ／２）≦Ａ０が成り立つようにする。

また図１４には示していないが、周波数３ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ３であり、周波数３ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が１次であるため、ａ／ｋ＝ａ／３である。従って、ΔＡ３×（ａ／３）≦Ａ０が成り立つようにする。

以上のような条件が成り立つようにすれば、プリフィルタ１１２が１次のローパスフィルタである場合に、周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰できるようになる。

なおプリフィルタ１１２として２次のローパスフィルタを使用してもよい。プリフィルタ１１２が２次のローパスフィルタである場合には、減衰傾度は−４０ｄＢ／ｄｅｃとなる。従って、この場合、プリフィルタ１１２には、ΔＡｋ×（ａ／ｋ^２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を持たせればよい。

例えば、周波数ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ１であり、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率はａであるため、ΔＡ１×ａ≦Ａ０が成り立つようにする。

また周波数２ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ２であり、周波数２ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が２次であるため、ａ／ｋ^２＝ａ／４である。従って、ΔＡ２×（ａ／４）≦Ａ０が成り立つようにする。

また周波数３ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分はΔＡ３であり、周波数３ｆｄでのフィルタの減衰率は、プリフィルタ１１２が２次であるため、ａ／ｋ^２＝ａ／９である。従って、ΔＡ３×（ａ／９）≦Ａ０が成り立つようにする。

以上のような条件が成り立つようにすれば、プリフィルタ１１２が２次のローパスフィルタである場合に、周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰できるようになる。

図１５（Ａ）にプリフィルタ１１２の構成例を示す。図１５（Ａ）は１次のローパスフィルタの例である。プリフィルタ１１２は、ノードＮＩ２とＮＩ３の間に設けられる抵抗ＲＩ１及びキャパシタＣＩ１と、ノードＮＩ１とＮＩ２の間に設けられる抵抗ＲＩ２を含む。また、その反転入力端子にノードＮＩ２が接続され、その非反転入力端子にＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＩを含む。この図１５（Ａ）の回路は図１２のポストフィルタ１１６としても用いることができる。

なおプリフィルタ１１２として２次のローパスフィルタを使用してもよい。図１５（Ｂ）は２次のローパスフィルタの例である。図１５（Ｂ）のローパスフィルタは、ノードＮＨ２と、ノードＮＨ４、ＮＨ３、ＮＨ１との間にそれぞれ設けられる抵抗ＲＨ１、ＲＨ２、ＲＨ３と、ノードＮＨ３とＮＨ４の間に設けられるキャパシタＣＨ１と、ノードＮＨ２とＡＧＮＤのノードの間に設けられるキャパシタＣＨ２を含む。また、その反転入力端子にノードＮＨ３が接続され、その非反転入力端子にＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＨを含む。

図１５（Ａ）の１次のローパスフィルタでは、キャパシタＣＩ１の容量値をＣ１とし、抵抗ＲＩ１の抵抗値をＲ１とすると、カットオフ周波数はｆｃ＝１／（２π×Ｃ１×Ｒ１）である。また減衰傾度は−２０ｄＢ／ｄｅｃである。従って、１次のローパスフィルタを用いる場合には、図１６のＧ１に示すようにカットオフ周波数ｆｃを十分に低くすることで、Ｇ２、Ｇ３に示すように周波数ｆｄ、２ｆｄでの減衰度を小さくすることができる。従って、Ｇ７に示すような不要信号のオフセット変動分についても減衰することができ、このオフセット変動分がＤＣに折り返した場合にも、所望信号の最小分解能以下にすることが可能になる。

また図１５（Ｂ）の２次のローパスフィルタでは、キャパシタＣＨ１、ＣＨ２の容量値をＣ１、Ｃ２とし、抵抗ＲＨ１、ＲＨ２の抵抗値をＲ１、Ｒ２とすると、カットオフ周波数は、ｆｃ＝１／｛２π×（Ｃ１×Ｃ２×Ｒ１×Ｒ２）^１／２｝となる。また減衰傾度は−４０ｄＢ／ｄｅｃである。このように２次のローパスフィルタは、素子数は多くなるもの、減衰傾度が大きい。従って、図１６のＧ４に示すようにカットオフ周波数ｆｃをそれほど小さくしなくても、Ｇ５、Ｇ６に示すように周波数ｆｄ、２ｆｄにおいて十分な減衰度を得ることができる。従って、図１５（Ａ）の１次のローパスフィルタに比べて回路を小規模化することも可能になる。また、不要信号のオフセット変動分についても十分に減衰することができ、オフセット変動分を確実に除去できる。

８．離調周波数
不要信号のうち、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜に起因する不要信号は、センサ信号に検出側共振周波数ｆｓの信号が混入し、このセンサ信号が同期検波回路１００により同期検波されることにより発生する。例えばジャイロセンサの応答を良くするために、検出用振動子をアイドリング的に微少振幅で固有共振周波数ｆｓにて振動させる場合がある。或いは、ジャイロセンサの外部からの外部振動が振動子に加わることで、検出用振動子が固有共振周波数ｆｓにて振動してしまう場合がある。そしてこのように検出用振動子が周波数ｆｓで振動すると、同期検波回路１００に入力される信号ＶＳ５に周波数ｆｓの信号が混入される。そして同期検波回路１００は、周波数ｆｄの参照信号ＲＳに基づき同期検波を行うため、周波数ｆｄとｆｓの差に相当する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の不要信号が生成されてしまう。

例えば、混入される周波数ｆｓの信号はＤｓｉｎ（ωｓ×ｔ）と表すことができる。なおωｓ＝２πｆｓである。そして同期検波は、センサ信号と駆動信号（参照信号）の乗算とみなすことができるため、センサ信号のうち周波数ｆｓの信号については、
Ｃｓｉｎ（ωｄ×ｔ）×Ｄｓｉｎ（ωｓ×ｔ）
＝｛−（Ｄ×Ｃ）／２｝×［ｃｏｓ｛（ωｄ＋ωｓ）ｔ｝−ｃｏｓ｛（ωｄ−ωｓ）ｔ｝］
となる。上式から明らかなように、周波数ｆｓの信号が混入されることにより、同期検波後に、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の不要信号が生成されてしまう。

ここで、離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜は、ｆｄ、ｆｓに比べて十分に小さい。従って、この離調周波数Δｆの成分の不要信号を除去するためには、図１７に示すような急峻な減衰特性が必要になる。従って、従来のような連続時間型のローパスフィルタだけでは、このような離調周波数Δｆの成分の不要信号の除去が難しいという課題がある。

このような課題を解決するために、図１２では、フィルタ部１１０に、離散時間型フィルタであるＳＣＦ１１４を設けている。このＳＣＦ１１４は、振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分（ＤＣ成分）を通過させる周波数特性を有する。

図１２に示すように、フィルタ部１１０に、ＳＣＦ１１４（広義には離散時間型フィルタ）を設ければ、図１７に示すような急峻な減衰特性の実現も容易になる。従って、離調周波数Δｆが、周波数ｆｄに比べて極めて小さい場合にも、離調周波数Δｆの周波数帯の不要信号の成分を、通過帯域の所望信号に悪影響を与えることなく、確実且つ容易に除去できる。

また連続時間型フィルタでは、フィルタを構成するキャパシタの容量値Ｃ、抵抗の抵抗値Ｒがばらつくと、フィルタの周波数特性もばらついてしまい、安定した周波数特性を得ることが難しいという不利点がある。例えばＣ、Ｒの絶対値は±２０パーセント程度ばらつき、連続時間型フィルタ（ＲＣフィルタ）のカットオフ周波数はＣ×Ｒで決まるため、ばらつきが大きくなる。そしてカットオフ周波数がばらつくと、通過帯域にある所望信号の振幅が減衰してしまったり位相が変化してしまい、信号品質が劣化する。

これに対してＳＣＦ１１４では、容量比やサンプリング周波数（クロック周波数）によりフィルタ特性を決めることができる。例えば容量比の精度は０．１パーセント以下であるため、カットオフ周波数のばらつきも少ない。従って、ＳＣＦ１１４によれば、通過帯域の所望信号を通過させながら離調周波数Δｆの不要信号を確実に除去するという急峻な減衰特性を、容易に実現できる。

なお本実施形態の比較例として、同期検波回路の前段側にバンドパスフィルタを設け、このバンドパスフィルタにより、周波数ｆｄの信号を通過させ、周波数ｆｓの信号を除去する手法が考えられる。

しかしながら、この比較例の手法では、バンドパスフィルタのＱ値を例えば５０以上というように大きな値に設定する必要がある。従って、このバンドパスフィルタをＳＣＦで実現する場合には、容量比を厳密に管理する必要があり、歩留まり等を低下させる。また、同じ減衰量を得ようとすると、ローパスフィルタはｎ次になり、バンドパスフィルタは２×ｎ次になる。従って、ＳＣＦのバンドパスフィルタは、ＳＣＦのローパスフィルタに比べて素子数が多くなり、回路が大面積化する。

これに対して本実施形態では、ローパスフィルタのＳＣＦ１１４を設ける構成となっているため、バンドパスフィルタの場合に比べて、容量比の管理が容易になると共に、回路を小面積化できる。

図１８にＳＣＦ１１４の構成例を示す。図１８のＳＣＦ１１４は、ノードＮＧ１、ＮＧ２の間に設けられたスイッチト・キャパシタ回路２１０と、ノードＮＧ２、ＮＧ５の間に設けられたスイッチト・キャパシタ回路２１２及びキャパシタＣＧ５を含む。またノードＮＧ２，ＮＧ３間、ノードＮＧ４、ＮＧ５間、ノードＮＧ１、ＮＧ４間に設けられたキャパシタＣＧ４、ＣＧ６、ＣＧ７を含む。また、その反転入力端子がノードＮＧ２に接続され、その非反転入力端子がＡＧＮＤのノードに接続されるオペアンプＯＰＧ１と、その反転入力端子がノードＮＧ４に接続され、その非反転入力端子がＡＧＮＤのノードに接続されるオペアンプＯＰＧ２を含む。ここで、スイッチト・キャパシタ回路２１０、２１２、２１４のスイッチング素子ＳＧ１〜ＳＧ６は、ＭＯＳトランジスタ（トランスファーゲート）により構成できる。なおＳＣＦ１１４は図１８の構成に限定されず、種々の変形実施が可能である。

さて、本実施形態では、ＳＣＦ１１４を、参照信号ＲＳに応じたクロック（参照信号そのもの、或いは参照信号により生成されたクロック。参照信号と同じ周波数のクロック）に基づき動作させている。具体的には、例えば参照信号ＲＳにより、互いにノン・オーバラップの２相のクロック（サンプリングクロック）を生成する。そして生成されたクロックに基づき図１８のスイッチング素子ＳＧ１〜ＳＧ６をオン・オフ制御して、ＳＣＦ１１４を動作させる。

このようにすれば、参照信号ＲＳを有効活用して、ＳＣＦ１１４の動作クロックを生成できるため、回路の小規模化を図れる。また参照信号ＲＳの周波数ｆｄと、ＳＣＦ１１４のサンプリング周波数（クロック周波数）を一致させることができるため、フィルタの周波数特性の設計を容易化できる。また駆動側共振周波数であるｆｄが、環境変化（温度変化）や経時変化によって変動した場合に、この変動に応じてＳＣＦ１１４のサンプリング周波数も変動するようになる。従って、周波数ｆｄの変化に応じて、ＳＣＦ１１４のカットオフ周波数も変化させて調整できるようになる。従って、環境変化や経時変化が生じた場合にも、離調周波数ｆｄの不要信号を確実に除去することが可能になる。

以上のように本実施形態では、離調周波数ｆｄの不要信号については、ＳＣＦ１１４で除去しつつ、同期検波によりｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄ等に現れる不要信号のオフセット変動分については、ＳＣＦ１１４のアンチエイリアシング用に設けられたプリフィルタ１１２により除去するというように、各フィルタ毎に異なる役割分担を持たせている。即ち離調周波数による不要信号のように急峻な減衰特性が必要な不要信号については、ＳＣＦ１１４で除去し、不要信号のオフセット変動分については、プリフィルタ１１２で除去する。このように役割分担を明確化することにより、小規模な回路で不要信号の効率的な除去が可能になる。

９．オフセット調整回路
図１９にオフセット調整回路９０の構成例を示す。なおオフセット調整回路９０の構成は図１９に限定されず、その構成要素を変更・削除したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

オフセット調整回路９０は、Ｄ／Ａ変換回路９２と加算回路（加減算回路）９４を含む。Ｄ／Ａ変換回路９０は、初期オフセットの調整データＤＤＡ［ｍ：０］をアナログの初期オフセットの調整電圧ＶＡに変換する。

加算回路９４は、入力信号ＩＮ（ＶＳ４）の電圧に対して、Ｄ／Ａ変換回路９２からの調整電圧ＶＡを加算する。この加算回路９４は、ノードＮＥ５とＮＥ６、ＮＥ１、ＮＥ２の間にそれぞれ設けられた抵抗ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ３を含む。また、その反転入力端子にノードＮＥ５が接続され、その非反転入力端子にＡＧＮＤのノードが接続されるオペアンプＯＰＥを含む。

例えば本実施形態では、ジャイロセンサの製造後に検出装置３０の出力信号ＶＳＱの電圧をモニタする。そしてＶＳＱの電圧を基準出力電圧に一致させるための初期オフセットの調整データを、図示しない不揮発性メモリ等に書き込む。そしてこの不揮発性メモリ等に書き込まれた調整データＤＤＡ［ｍ：０］がＤ／Ａ変換回路９２に入力され、Ｄ／Ａ変換回路９２は、ＤＤＡ［ｍ：０］に応じた初期オフセットの調整電圧ＶＡを出力する。すると、加算回路９４は、この調整電圧ＶＡを、入力信号ＩＮの電圧に加算することで、初期オフセット電圧を除去する調整を行う。

図１９に示すように、オフセット調整回路９０は、同期検波回路１００の前段側に設けられる。そして同期検波回路１００は、スイッチング素子ＳＥ１、ＳＥ２（第１、第２のスイッチング素子）と、インバータ１０６を含む。これらのスイッチング素子ＳＥ１、ＳＥ２はＭＯＳトランジスタ（トランスファーゲート）により構成される。

スイッチング素子ＳＥ１の一端とスイッチング素子ＳＥ２の一端は、出力信号Ｑ（ＶＳ６）のノードＮＥ４を介して接続される。スイッチング素子ＳＥ１の他端には、加算回路９４の出力が入力される。スイッチング素子ＳＥ２の他端には、入力信号ＩＮ（ＩＮと同相の信号）が入力される。そしてオフセット調整回路９０の加算回路９４は、入力信号ＩＮの電圧と調整電圧ＶＡとの加算により得られた信号であって、入力信号ＩＮと逆相の信号ＩＮ１を、スイッチング素子ＳＥ１の他端に出力する。

またスイッチング素子ＳＥ１は、参照信号ＲＳの反転信号ＲＳＸによりオン・オフ制御され、スイッチング素子ＳＥ２は参照信号ＲＳによりオン・オフ制御される。即ちスイッチング素子ＳＥ１がオン状態の場合に、スイッチング素子ＳＥ２はオフ状態になり、スイッチング素子ＳＥ１がオフ状態の場合には、スイッチング素子ＳＥ２はオン状態になる。このようにスイッチング素子ＳＥ１、ＳＥ２が交互にオンになることで、同期検波が実現される。

例えば加算回路９４の抵抗ＲＥ１、ＲＥ２、ＲＥ３の抵抗値が全て等しいとする。また入力信号ＩＮの電圧をＶ１とし、初期オフセットの調整電圧をＶＡとし、加算回路９４の出力電圧をＶ２とする。すると、Ｖ２＝−（Ｖ１＋ＶＡ）が成り立つ。従って、図６（Ａ）、図６（Ｂ）において、参照信号ＲＳがＨレベルになり、スイッチング素子ＳＥ１がオフ状態になり、スイッチング素子ＳＥ２がオン状態になると、同期検波回路１００からは、入力信号ＩＮの電圧Ｖ１が出力される。次に、参照信号ＲＳがＬレベルになり、スイッチング素子ＳＥ１がオン状態になり、スイッチング素子ＳＥ２がオフ状態になると、同期検波回路１００からは、電圧Ｖ２＝−（Ｖ１＋ＶＡ）が出力される。即ち入力信号ＩＮの電圧Ｖ１に調整電圧ＶＡを加算した信号の反転信号が出力されるようになる。これにより、調整電圧の加算と、同期検波を両立できる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（離散時間型フィルタ、連続時間型フィルタ、環境変化等）と共に記載された用語（ＳＣＦ、プリフィルタ、温度変化等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また振動子の構造、検出装置やジャイロセンサや電子機器の構成も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。また離散時間型フィルタをＳＣＦ以外のフィルタ（例えばデジタルフィルタ等）で実現することも可能である。

電子機器、ジャイロセンサの構成例。 検出装置の構成例。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）はＱ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路、差動増幅回路の構成例。 検出装置の動作を説明するための信号波形例。 図５（Ａ）〜図５（Ｃ）は周波数スペクトラムの例。 図６（Ａ）〜図６（Ｄ）は同期検波の説明図。 感度調整の説明図。 図８（Ａ）、図８（Ｂ）は感度調整回路の構成例。 図９（Ａ）、図９（Ｂ）は感度調整回路の構成例。 ハイパスフィルタの周波数特性。 図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）は、オフセット調整の説明図。 フィルタ部の構成例。 図１３（Ａ）〜図１３（Ｃ）は周波数スペクトラムの例。 プリフィルタの周波数特性の説明図。 図１５（Ａ）、図１５（Ｂ）はプリフィルタの構成例。 １次、２次のプリフィルタを用いた場合の周波数特性の説明図。 離調周波数の説明図。 ＳＣＦの構成例。 オフセット調整回路、同期検波回路の構成例。

符号の説明

１０ 振動子、３０ 検出装置、４０ 駆動回路、４２ Ｉ／Ｖ変換回路、
４４ ＡＧＣ回路、４６ ２値化回路、６０ 検出回路、７０ 増幅回路、
７２、７４ Ｑ／Ｖ（Ｉ／Ｖ）変換回路、７６ 差動増幅回路、８０ 感度調整回路、
９０ オフセット調整回路、９２ Ｄ／Ａ変換回路、９４ 加算回路、
１００ 同期検波回路、１１０ フィルタ部、１１２ プリフィルタ、
１１４ ＳＣＦ、１１６ ポストフィルタ、５００ 電子機器、５１０ ジャイロセンサ、
５２０ 処理部、５３０ メモリ、５４０ 操作部、５５０ 表示部

Claims (14)

1. 振動子を駆動して振動子を励振させる駆動回路と、
   振動子からの出力信号を受け、所望信号を検出する検出回路とを含み、
   前記検出回路は、
   振動子からの出力信号を増幅する増幅回路と、
   前記増幅回路の後段側に設けられ、ゲインを可変に制御して感度調整を行う感度調整回路と、
   参照信号に基づいて同期検波を行う同期検波回路とを含み、
   前記感度調整回路は、
   前記同期検波回路の前段側に設けられ、可変ゲインアンプとして動作すると共にハイパスフィルタとして動作し、アクティブフィルタである前記ハイパスフィルタと前記可変ゲインアンプとで、オペアンプが共用されることを特徴とする角速度情報の検出装置。
2. 請求項１において、
   前記感度調整回路は、
   感度の調整データに基づいてその抵抗値が可変に制御される可変抵抗と、
   前記可変抵抗の抵抗値で決まるゲインで信号を増幅するためのオペアンプとを含むことを特徴とする検出装置。
3. 請求項１又は２において、
   前記感度調整回路は、
   入力ノードと第１のノードとの間に設けられるキャパシタと、
   前記第１のノードと第１の電源電圧のノードとの間に設けられる抵抗と、
   出力ノードと前記第１の電源電圧のノードとの間に設けられ、前記出力ノードと出力タップの間の抵抗値と前記出力タップと前記第１の電源電圧のノードの間の抵抗値が、感度の調整データに基づいて可変に制御される可変抵抗と、
   その非反転入力端子に前記第１のノードが接続され、その反転入力端子に前記可変抵抗の前記出力タップが接続され、その出力端子に前記出力ノードが接続されるオペアンプと
   を含むことを特徴とする検出装置。
4. 請求項１又は２において、
   前記感度調整回路は、
   入力ノードと第１のノードとの間に設けられる抵抗と、
   前記第１のノードと第２のノードとの間に設けられるキャパシタと、
   出力ノードと前記第２のノードとの間に設けられ、感度の調整データに基づいてその抵抗値が可変に制御される可変抵抗と、
   その反転入力端子に前記第２のノードが接続され、その非反転入力端子に第１の電源電圧のノードが接続されるオペアンプとを含むことを特徴とする検出装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
   検出装置の出力信号の初期オフセット電圧を除去するための調整を行うオフセット調整回路と、
   同期検波後の信号のフィルタ処理を行うフィルタ部を含み、
   前記フィルタ部は、
   離散時間型フィルタと、
   前記離散時間型フィルタの前段側に設けられた連続時間型フィルタを含み、
   前記連続時間型フィルタは、
   環境変化による不要信号のオフセット変動分を除去する周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
6. 請求項５において、
   前記連続時間型フィルタは、
   前記同期検波回路による同期検波により周波数ｋ×ｆｄ（ｋは自然数）の周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
7. 請求項６において、
   前記連続時間型フィルタは、
   周波数ｆｄ、２ｆｄ、３ｆｄの周波数帯域に現れる不要信号のオフセット変動分を、所望信号の振幅以下に減衰する周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
8. 請求項６又は７において、
   前記連続時間型フィルタは、１次のローパスフィルタであり、
   所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、
   前記連続時間型フィルタは、
   ΔＡｋ×（ａ／ｋ）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
9. 請求項６又は７において、
   前記連続時間型フィルタは、２次のローパスフィルタであり、
   所望信号の振幅をＡ０とし、周波数ｋ×ｆｄに現れる不要信号のオフセット変動分をΔＡｋとし、周波数ｆｄでのフィルタの減衰率をａとした場合に、
   前記連続時間型フィルタは、
   ΔＡｋ×（ａ／ｋ^２）≦Ａ０が成り立つように不要信号のオフセット変動分を減衰させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
10. 請求項５乃至９のいずれかにおいて、
    前記離散時間型フィルタは、スイッチト・キャパシタ・フィルタであることを特徴とする検出装置。
11. 請求項１０において、
    前記スイッチト・キャパシタ・フィルタは、前記参照信号に応じたクロックに基づき動作することを特徴とする検出装置。
12. 請求項５乃至１１のいずれかにおいて、
    前記離散時間型フィルタは、
    振動子の駆動側共振周波数ｆｄと検出側共振周波数ｆｓとの差に対応する離調周波数Δｆ＝｜ｆｄ−ｆｓ｜の成分を除去し、所望信号の周波数成分を通過させる周波数特性を有することを特徴とする検出装置。
13. 請求項１乃至１２のいずれかに記載の検出装置と、
    前記振動子と、
    を含むことを特徴とするジャイロセンサ。
14. 請求項１３に記載のジャイロセンサと、
    前記ジャイロセンサにより検出された角速度情報に基づいて処理を行う処理部と、
    を含むことを特徴とする電子機器。

Images