JPWO2005060083A1 - 放電灯点灯装置および照明器具 - Google Patents

Abstract

１対のＭＯＳ型ＦＥＴを交互にオン、オフ制御して直流電源１の電圧を高周波電圧に変換する高周波インバータ回路（２）と、このインバータ回路からの高周波電圧が供給される、インダクタ（６）、キャパシタ（８）及び放電灯（７）を備え、放電灯が定格動作しているときのインピーダンスにおいて点灯周波数ｆｓに対する偏角が−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定されてなる共振負荷回路と、プログラムデータとメモリ（１８）に格納されたデータに基づいて放電灯（７）の点灯周期よりも短い周期でＭＯＳ型ＦＥＴ（３，４）をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調制御するＣＰＵ（１３）とを備え、インバータ回路（２）からの高周波出力により放電灯（７）に略正弦波状の電流を供給する。

Description

本発明は、放電灯点灯装置および照明器具に関する。

従来、放電灯点灯装置としては、直流電源に、１対のスイッチ素子を直列に接続し、一方のスイッチ素子にインダクタ、キャパシタ及び放電灯を備えた共振負荷回路を並列に接続し、各スイッチ素子のスイッチング動作により直流電圧を高周波電圧に変換して放電灯に供給するものにおいて、スイッチ素子及びインダクタの電力損失を低減し電力変換効率の向上を図ったものが知られている（例えば、特開平１０−２４３６６１号公報参照）。

しかしながら、スイッチ素子及びインダクタの電力損失を低減して電力変換効率の向上を図るものでは、制御が複雑化する問題があった。また、インダクタの限流作用が小さくなって放電灯を安定に点灯維持できなくなる虞があった。

本発明は、無効電力を低減できて電力変換効率の向上を図ることができる放電灯点灯装置および照明器具を提供する。
また、本発明は、さらに、インダクタを小さくできるとともに放電灯を安定に点灯維持することができる放電灯点灯装置および照明器具を提供する。

また、本発明は、さらに、出力電圧の制御幅を充分に確保できる放電灯点灯装置および照明器具を提供する。
請求項１記載の発明は、スイッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数ｆｓで点灯される放電灯を備え、放電灯が定格動作しているときのインピーダンスにおいて点灯周波数ｆｓに対する偏角が−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定されてなる共振負荷回路と；放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置である。

［図１］図１は、本発明の、第１の実施の形態を示す一部ブロックを含む回路構成図である。
［図２］図２は、同実施の形態における、予熱期間、始動電圧印加期間、点灯維持制御期間における動作基準周波数とそれぞれの移行時の周波数変化を示す図である。
［図３］図３は同実施の形態におけるＭＯＳＦＥＴをオン、オフ駆動する駆動信号波形を示す図である。
［図４］図４は同実施の形態におけるインバータ回路のＭＯＳＦＥＴの両端間に発生する電圧波形を示す図である。
［図５］図５は同実施の形態における放電灯への印加電圧波形を示す図である。
［図６］図６は本発明の、第２の実施の形態を示す回路構成図である。
［図７Ａ］図７Ａは同実施の形態における正弦波電圧源から出力される正弦波電圧波形図である。
［図７Ｂ］図７Ｂは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス幅変調されたパルス電圧波形図である。
［図８］図８は本発明の、第３の実施の形態を示す回路構成図である。
［図９Ａ］図９Ａは同実施の形態における乗算器から出力される電圧波形図である。
［図９Ｂ］図９Ｂは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス電圧波形図である。
［図９Ｃ］図９Ｃは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス電圧波形図である。
［図９Ｄ］図９Ｄは同実施の形態における放電灯に流れる電流波形図である。
［図１０］図１０は本発明の、第４の実施の形態を示す回路構成図である。
［図１１Ａ］図１１Ａは同実施の形態における電圧制御発振器から出力される電圧波形図である。
［図１１Ｂ］図１１Ｂは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス電圧波形図である。
［図１１Ｃ］図１１Ｃは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス電圧波形図である。
［図１１Ｄ］図１１Ｄは同実施の形態における放電灯に流れる電流波形図である。
［図１２］図１２は本発明の、第５の実施の形態における三角波信号と正弦波信号との振幅を示す波形図である。
［図１３］図１３は同実施の形態においてコンパレータから出力されるパルス幅変調されたパルス電圧波形を示す図である。
［図１４］図１４は同実施の形態においてコンパレータから出力されるパルス電圧波形に含まれる周波数ｆｓ成分と周波数ｆｃ成分の実効値及びその和の実効値を示すグラフである。
［図１５］図１５は同実施の形態におけるインバータ回路の出力電圧波形を示す図である。
［図１６］図１６は同実施の形態における共振負荷回路の等価回路を示す回路図である。
［図１７］図１７は図１６に示す等価回路に対して電源から各周波数の電力を、実効値を変えて供給した場合の抵抗Ｒに両端間に発生する出力電圧特性を示す図である。
［図１８］図１８は同実施の形態において、Ｖｓ＝Ｖｃ及びＶｓ＞Ｖｃとして正弦波信号の振幅を変化させたときの放電灯に供給される最終出力を示すグラフである。
［図１９］図１９は本発明の、第６の同実施の形態における共振負荷回路の偏角を説明するための図である。
［図２０］図２０は同実施の形態における偏角とインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡとの関係を示すグラフである。
［図２１］図２１は本発明の、第７の同実施の形態において共振負荷回路のインピーダンス偏角を０ｄｅｇに設定した場合の直流電源電圧ＶＤＣに対するインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡを示すグラフである。
［図２２］図２２は同実施の形態におけるインバータ回路の出力電圧波形を示す図である。
［図２３］図２３は本発明の、第８の実施の形態において、パルス電圧の周波数ｆｃを変化させたときの共振負荷回路のインダクタ成分Ｌｒ、スイッチング素子の損失及びこらの損失の和を示すグラフである。
［図２４］図２４は本発明の、第９の実施の形態を示す照明器具の斜視図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。
（第１の実施の形態）
図１に示すように、直流電源１に高周波インバータ回路２を接続している。前記高周波インバータ回路２は、スイッチ素子として、１対のＭＯＳ型ＦＥＴ３、４の直列回路を前記直流電源１に接続し、前記ＦＥＴ４のドレイン端子を第１のキャパシタ５、インダクタ６を直列に介して放電灯７の一方のフィラメント電極７ａの一端に接続するとともにソース端子を前記放電灯７の他方のフィラメント電極７ｂの一端に接続している。前記放電灯７の各フィラメント電極７ａ、７ｂの他端間に予熱電流を流すための第２のキャパシタ８を接続している。

前記インダクタ６、放電灯７及び第２のキャパシタ８はＬＣ直列共振回路を含む共振負荷回路を構成している。また、前記第１のキャパシタ５は直流カット用のキャパシタである。前記各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４には、寄生ダイオードとしてダイオード９，１０が並列に接続されている。

前記各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４のゲートには駆動回路１１，１２が接続され、この各駆動回路１１，１２は制御回路を構成するＣＰＵ１３からの信号によって駆動制御されるようになっている。前記駆動回路１１は１対のＭＯＳ型ＦＥＴ１４，１５からなり、また、前記駆動回路１２は１対のＭＯＳ型ＦＥＴ１６，１７からなり、それぞれＣＰＵ１３からの信号を増幅して前記各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４のゲートに対して、オン、オフ駆動信号を供給するようになっている。

前記ＣＰＵ１３はタイマを内蔵し、シーケンスプログラムとメモリ１８に格納されているデータに基づいて、前記各駆動回路１１，１２に供給する信号のタイミングを制御するようになっている。すなわち、前記ＣＰＵ１３は、スタート操作が開始されると、放電灯７に対し、図２に示すように、先ず、一定時間予熱を行い、その後始動用高電圧の印加を一定時間行い、ランプ点灯後は点灯維持制御を行うようになっている。

前記ＣＰＵ１３は、予熱期間においては動作周波数を高い基準周波数に設定し、この基準周波数に基づいて駆動回路１１，１２に信号を出力し、駆動回路１１，１２は基準周波数に基づいて前記各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４を交互にスイッチング駆動する。

そして、一定時間の予熱が終了すると始動電圧印加期間に入り、動作周波数を低下させて始動時の基準周波数に切替える。このとき、動作周波数をｍｓｅｃオーダという短い時間で急速に低下させないで段階的に低下させて始動時の基準周波数に移行させる。この段階的に低下させる変化期間は、例えば、約１０ｍｓｅｃ程度に設定している。この始動期間においては、放電灯７に始動用高電圧が印加する。

そして、一定時間が経過し放電灯７が点灯を開始すると点灯維持制御期間に入り、動作周波数はさらに低下して点灯時の基準周波数になる。このとき、動作周波数をｎｓｅｃオーダという短い時間で急速に低下させないで段階的に低下させて点灯時の基準周波数に移行させる。

放電灯７を点灯維持させる制御期間においては、ＣＰＵ１３は、放電灯７が高周波インバータ回路２からの高周波電圧によって高周波点灯される時の点灯周期としての点灯サイクル（１／点灯周波数）をＴとすると、この点灯サイクルＴの１サイクルをｎ分割としての１０分割し、各区間でＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をオン、オフ駆動するパルス電圧を生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯サイクルＴに対応した正弦波電圧の波形変化に応じて変化させる。すなわち、オン幅が、各区間の電圧値のピーク値、平均値又は実効値の絶対値に応じて中→大→中→小→中→大…と変化するようにパルス幅変調される。そして、ＣＰＵ１３はこのパルス幅変調した信号を駆動回路１１に供給し、この駆動回路１１からＭＯＳ型ＦＥＴ３に図３に示す駆動信号を供給してオン、オフ駆動する。また、ＣＰＵ１３は駆動回路１１に供給した信号とはオン、オフが全く逆の信号を駆動回路１２に供給し、この駆動回路１２からＭＯＳＦＥＴ４に駆動信号を供給してオン、オフ駆動する。

点灯維持制御期間において、ＣＰＵ１３はインバータ回路２の１対のＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をこのようなタイミングでオン、オフ駆動することで、インバータ回路２のＭＯＳ型ＦＥＴ４の両端間には図４に示すようなパルス電圧が発生し、このパルス電圧波形が第１のキャパシタ５、インダクタ６、放電灯７及び第２のキャパシタ８からなる共振負荷回路に供給される。共振負荷回路では、インダクタ６とキャパシタ８とのフィルタ効果によって高調波成分が除去され、放電灯７に印加される電圧波形は図５に示すような略正弦波の電圧波形となる。これにより、放電灯７には略正弦波状の電流が流れるようになる。

このように、放電灯７が点灯した後の点灯維持制御においては、放電灯７の点灯サイクルＴを１０分割し、この分割した各区間でＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をオン、オフ駆動するパルス電圧を生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯サイクルＴに対応した正弦波電圧の波形変化に応じて中→大→中→小→中→大…と変化するようにパルス幅変調させることにより、インバータ回路２から放電灯７に略正弦波状の電流を供給できるので、無効電力を低減できる。これにより、電力変換効率の向上を図ることができる。

また、放電灯７に対して動作周波数を高い基準周波数に設定して一定時間予熱を行った後、動作周波数を始動時の基準周波数に低下させて始動電圧の印加を行うが、このときに動作周波数を段階的に低下させて始動時の基準周波数に移行させるようにしているので、この移行時における回路ストレスを小さくでき、始動時に回路素子が破壊される虞はない。また、始動時から放電灯７が点灯したときも基準周波数の低下があるがこのときにも段階的に低下させて点灯維持時の基準周波数に移行させているので、回路ストレスを小さくできる。

（第２の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分または、対応する部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
この実施の形態は、図６に示すように、ＣＰＵに代えてハード回路を使用してインバータ回路２の各ＭＯＳ型ＦＥＴ３，４をオン、オフ制御するものである。すなわち、周波数ｆＬの正弦波電圧を発生する正弦波電圧源２１と、この正弦波電圧源２１から発生する正弦波電圧周波数ｆＬの整数倍の周波数の三角波信号を発生する三角波信号源２２と、前記正弦波電圧源２１からの正弦波電圧と三角波信号源２２からの三角波信号を比較し、正弦波電圧が三角波信号電圧よりも高いときハイレベル信号を出力し、三角波信号電圧以下のときローレベル信号を出力するコンパレータ２３を設け、前記コンパレータ２３の出力信号を駆動回路１１に供給するとともに反転回路２４を介して駆動回路１２に供給している。前記正弦波電圧源２１から発生する正弦波電圧の周波数ｆＬは放電灯７の点灯サイクル、すなわち、点灯周波数に対応している。

このような構成においては、正弦波電圧源２１から図７Ａに示すような正弦波電圧が発生すると、コンパレータ２３からは、例えば、点灯サイクルの１サイクルを１０分割し、この分割した各区間でパルス幅変調した図７Ｂに示すようなパルス電圧が出力され、駆動回路１１に供給されるとともに反転回路２４を介して駆動回路１２に供給される。

各区間におけるパルス電圧は、区間内の正弦波電圧の平均値に応じてハイレベルとローレベルの期間が変化し、平均値が小さいほどローレベルを出力する期間が長くなり、平均値が大きいほどハイレベルを出力する期間が長くなる。このように正弦波電圧の区間内の平均値に応じてパルス幅変調される。

駆動回路１１は図７Ｂと同じ波形の駆動信号によってＭＯＳ型ＦＥＴ３をオン、オフ駆動し、駆動回路１２は図７Ｂの波形を反転した波形の駆動信号によってＭＯＳ型ＦＥＴ４をオン、オフ駆動する。

これにより、点灯維持制御期間においては、インバータ回路２のＭＯＳ型ＦＥＴ４の両端間には前述した第１の実施の形態と同様に図４に示すようなパルス電圧が発生し、このパルス電圧の高調波成分はインダクタ６とキャパシタ８とのフィルタ効果によって除去される。こうして、放電灯７には図５に示すような略正弦波の電圧波形が印加される。これにより、放電灯７には略正弦波状の電流が流れるようになる。従って、この実施の形態においても、無効電力を低減して電力変換効率の向上を図ることができるという効果が得られる。

（第３の実施の形態）
なお、前述した実施の形態と同一の部分または、対応する部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。この実施の形態はランプ電流を検出してフィードバック制御するものである。
図８に示すように、放電灯７の他方のフィラメント電極７ｂにランプ電流検出手段を構成するトランス２５を接続している。すなわち、フィラメント電極７ｂの各端に第１、第２の巻線２５ａ，２５ｂの一端を接続し、第１の巻線２５ａの他端をＭＯＳ型ＦＥＴ４のソース端子に接続し、第２の巻線２５ｂの他端をキャパシタ８に接続している。

そして、前記各巻線２５ａ，２５ｂと磁気的に結合した第３の巻線２５ｃを設け、この巻線２５ｃの両端間にダイオードブリッジで構成された全波整流回路２６の入力端子を接続している。
前記全波整流回路２６の出力端子間に抵抗２７とキャパシタ３１との並列回路を接続し、この出力端子間に発生する出力電圧を、抵抗３２を介して誤差増幅器２８の反転入力端子（−）に供給している。この誤差増幅器２８の非反転入力端子（＋）には基準電圧Ｖｒｅｆが供給されている。前記誤差増幅器２８は、全波整流回路２６からの出力電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差を増幅して出力するようになっている。

前記誤差増幅器２８からの出力を乗算器２９に供給している。また、前記乗算器２９には正弦波電圧源２１からの正弦波電圧が入力されている。前記乗算器２９は前記正弦波電圧源２１からの正弦波電圧と前記誤差増幅器２８からの出力を乗算して正弦波電圧の振幅を可変してコンパレータ２３に供給している。前記コンパレータ２３は、前記乗算器２９からの正弦波電圧と三角波信号源２２からの三角波信号を比較するようになっている。

このような構成においては、放電灯７に流れるランプ電流はトランス２５によって検出される。すなわち、ランプ電流が第１の巻線２５ａを介して流れると、第３の巻線２５ｃに電圧が誘起される。このときキャパシタ８を介して流れる電流の影響は第１の巻線２５ａと第２の巻線２５ｂとの関係で除去される。こうして、第３の巻線２５ｃにはランプ電流のみによる電圧が誘起される。

この第３の巻線２５ｃに誘起される電圧はランプ電流の向きによって極性が反転するので、交流電圧となって全波整流回路２６の入力端子に印加される。そして、全波整流回路２６の出力端子から全波整流電圧を出力し、この全波整流電圧が抵抗２７とキャパシタ３１との並列回路によって平滑され直流電圧となる。この直流電圧が誤差増幅器２８の反転入力端子（−）に入力される。

放電灯７においてランプ電流が定常状態にあるときには、誤差増幅器２８の反転入力端子（−）に入力される直流電圧は基準電圧Ｖｒｅｆと略等しくなり、このときには誤差増幅器２８からの出力は略Ｖｒｅｆに等しい値になる。従って、乗算器２９からの電圧波形は図９Ａ）に波形Ｖ１０で示すように正弦波電圧源２１からの正弦波電圧波形をＶｒｅｆ倍した電圧と略等しい電圧波形になる。コンパレータ２３はこの乗算器２９からの正弦波電圧波形と三角波信号源２２からの三角波信号を比較し、乗算器２９からの正弦波電圧が三角波信号源２２からの三角波信号電圧よりも高いときハイレベル信号を出力し、乗算器２９からの正弦波電圧が三角波信号源２２からの三角波信号電圧以下のときローレベル信号を出力するので、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧は図９Ｂに示すようになる。従って、この時に放電灯７には図９Ｄに波形Ｖ２０で示すような電圧波形が印加される。

この状態で、放電灯７のランプ電流が増加すると、全波整流回路２６の出力が大きくなって誤差増幅器２８の反転入力端子（−）に入力する電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなり、誤差増幅器２８からの出力は基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなる。従って、乗算器２９からの電圧波形は、図９Ａに波形Ｖ１１で示すように、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧波形をＶｒｅｆ倍した電圧波形よりも振幅が小さくなる。すなわち、乗算器２９からの電圧波形の振幅が小さくなる。

このため、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧は図９Ｃに示すようにｔ１の区間においてローレベル期間が長くなるように、また、ｔ２の区間では短くなるように制御されたパルス電圧になる。この結果、放電灯７に流れる電流波形は図９Ｄに波形Ｖ２１で示すように振幅が小さくなって、ランプ電流の増加が抑えられる。

また、放電灯７のランプ電流が減少すると、全波整流回路２６の出力が小さくなって誤差増幅器２８の反転入力端子（−）に入力する電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなり、誤差増幅器２８からの出力は基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなる。従って、乗算器２９からの電圧波形の振幅は逆に大きくなり、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧はｔ１の区間においてローレベル期間が短くなるように、また、ｔ２の区間では長くなるように制御されたパルス電圧になる。この結果、放電灯７に流れる電流の振幅が大きくなって、ランプ電流の減少が抑えられる。

このようなフィードバック制御によって放電灯７に流れるランプ電流が一定に保たれる。また、このようなフィードバック制御によってランプ電流の限流作用効果が得られるので、インダクタ６として容量の小さなものを使用しても、全体として充分な限流作用が得られる。従って、放電灯を安定に点灯維持することができる。勿論、この実施の形態においても前述した実施の形態と同様に簡単な制御で電力変換効率の向上を図ることができる。

（第４の実施の形態）
この実施の形態は第３の実施の形態と同様、ランプ電流を検出してフィードバック制御するものである。なお、第３の実施の形態と同一の部分または、対応する部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。
図１０に示すように、図８の正弦波電圧源２１及び乗算器２９に代えて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）３０を使用している。その他の構成は図８と同じである。誤差増幅器２８からの出力を前記電圧制御発振器３０に供給し、この電圧制御発振器３０の出力をコンパレータ２３に供給している。

放電灯７においてランプ電流が定常状態にあるときには、誤差増幅器２８の反転入力端子（−）に入力される直流電圧は基準電圧Ｖｒｅｆと略等しくなり、このときには誤差増幅器２８からの出力は略Ｖｒｅｆに等しい値になる。これにより、電圧制御発振器３０は図１１Ａに波形Ｖ３０で示すように基準周波数ｆＬの正弦波電圧を出力する。
このときコンパレータ２３から出力されるパルス電圧は図１１Ｂに示すようになっている。従って、放電灯７には図１１Ｄに波形Ｖ４０で示すような電流が流れる。

この状態で放電灯７のランプ電流が増加すると、全波整流回路２６の出力が大きくなって誤差増幅器２８の反転入力端子（−）に入力する電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなり、誤差増幅器２８からの出力は基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなる。これにより、電圧制御発振器３０は図１１Ａに波形Ｖ３１で示すように出力する正弦波電圧の周波数を基準周波数ｆＬよりも高くする。

電圧制御発振器３０が出力する正弦波電圧はコンパレータ２３において三角波信号源２２からの三角波信号電圧と比較される。コンパレータ２３は電圧制御発振器３０からの正弦波電圧が三角波信号源２２からの三角波信号電圧よりも高いときハイレベル信号を出力し、電圧制御発振器３０からの正弦波電圧が三角波信号源２２からの三角波信号電圧以下のときローレベル信号を出力する。従って、電圧制御発振器３０が出力する正弦波電圧の周波数が高くなると、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧は図１１Ｃに示すように変化する。この結果、放電灯７に印加される電圧波形は図１１Ｄに波形Ｖ４１で示すように周波数が高くなって、ランプ電流の増加が抑えられる。

逆に、放電灯７のランプ電流が減少すると、全波整流回路２６の出力が小さくなって誤差増幅器２８の反転入力端子（−）に入力する電圧が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さくなり、誤差増幅器２８からの出力は基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなる。これにより、電圧制御発振器３０は出力する正弦波電圧の周波数を基準周波数ｆＬよりも低くする。

電圧制御発振器３０が出力する正弦波電圧の周波数が低くなると、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧もそれに応じて変化し、放電灯７に印加される電圧波形は周波数が低くなって、ランプ電流の減少が抑えられる。

このようなフィードバック制御によって放電灯７に流れるランプ電流が一定に保たれる。そして、このようなフィードバック制御を行うことで、ランプ電流の限流作用効果が得られるので、インダクタ６として容量の小さなものを使用しても、全体として充分な限流作用が得られる。従って、放電灯を安定に点灯維持することができる。勿論、この実施の形態においても前述した実施の形態と同様に簡単な制御で電力変換効率の向上を図ることができる。

（第５の実施の形態）
この実施の形態は、例えば、前述した第２の実施の形態、すなわち、図６において、放電灯７の点灯周波数をｆｓ、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数をｆｃ（＞ｆｓ）としたとき、定格負荷を使用した共振負荷回路の出力電圧周波数特性において、周波数ｆｓ成分における出力電圧Ｖｓと周波数ｆｃ成分における出力電圧Ｖｃとが、Ｖｓ＞Ｖｃとなるように設定したものについて述べる。

このような設定を行うことで、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧を変化させることで負荷である放電灯７に供給される出力電圧を可変させることができ、出力電圧の制御幅を充分に確保できる。

例えば、図１２に示すように、三角波信号源２２からの三角波信号Ｓ１の振幅を１、正弦波電圧源２１からの正弦波信号Ｓ２の振幅を０．８とし、放電灯７の点灯周波数ｆｓを５０ｋＨｚ、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数ｆｃを１ＭＨｚとした場合、コンパレータ２３は正弦波信号Ｓ２の電圧が三角波信号Ｓ１の電圧よりも大きいときには出力を「１」、正弦波信号Ｓ２の電圧が三角波信号Ｓ１の電圧以下のときには出力を「０」とするので、コンパレータ２３から出力されるパルス幅変調されたパルス電圧波形は図１３に示すようになる。

ところで、三角波信号Ｓ１の振幅を「１」としたときの、正弦波信号Ｓ２の振幅に対して、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧波形に含まれる周波数ｆｓ成分と周波数ｆｃ成分の実効値を示すと図１４に示すようになる。図１４においてグラフｇ１は周波数ｆｓ成分の実効値を示し、グラフｇ２は周波数ｆｃ成分の実効値を示し、グラフｇ３は周波数ｆｓ成分の実効値と周波数ｆｃ成分の実効値を加算した値を示している。

図１４のグラフからは、例えば、正弦波信号Ｓ２の振幅が０．６のときには、周波数ｆｓ成分の実効値は略０．４、周波数ｆｃ成分の実効値は略０．７になり、正弦波信号Ｓ２の振幅が０．８のときには、周波数ｆｓ成分の実効値も周波数ｆｃ成分の実効値も略０．６になり、正弦波信号Ｓ２の振幅が１．０のときには、周波数ｆｓ成分の実効値は略０．７、周波数ｆｃ成分の実効値は略０．４に逆転することが分かる。また、正弦波信号Ｓ２の振幅が０．４以上においては、周波数ｆｓ成分の実効値と周波数ｆｃ成分の実効値との和が略１．１３で一定になることも分かる。

コンパレータ２３からのパルス電圧を駆動回路１１に供給してインバータ回路２のＭＯＳ型ＦＥＴ３をスイッチング駆動し、また、このパルス電圧を反転回路２４で反転し駆動回路１２に供給してインバータ回路２のＭＯＳ型ＦＥＴ４をスイッチング駆動すると、インバータ回路２から、図１５に示すパルス幅変調された出力電圧が発生し、第１のキャパシタ５、インダクタ６、放電灯７及び第２のキャパシタ８からなる共振負荷回路に供給される。このとき、負荷である放電灯７には、共振負荷回路の周波数特性に従った出力が供給される。

すなわち、インバータ回路２から出力されるパルス幅変調された出力電圧に含まれる各周波数成分に対して、その各周波数成分について共振負荷回路のゲインに従った出力が得られるので、これらを合成した出力が最終出力となって放電灯７に供給される。
この放電灯７に供給される最終出力が略正弦波状の出力とするためには、共振負荷回路の周波数特性を利用して、周波数ｆｃ成分を含む高調波成分を減衰させる必要がある。

また、図１４に示すグラフから、周波数ｆｓ成分の実効値を大きくすると、周波数ｆｃ成分の実効値が小さくなることが分かる。例えば、正弦波信号Ｓ２の振幅が０．６のときには、周波数ｆｓ成分の実効値は略０．４、周波数ｆｃ成分の実効値は略０．７となるが、この場合において、図１６に示す共振負荷回路の等価回路に対して電源ＡＣから各周波数の電力を供給すると、抵抗Ｒに両端間に発生する出力電圧として図１７に実線のグラフで示す特性が得られた。

図１６の等価回路において、Ｌｒはインダクタ成分を示し、Ｃｆはキャパシタ成分を示し、Ｒは放電灯７の定格動作時の等価負荷抵抗を示している。
また、共振負荷回路の共振周波数（１／２π√Ｌｒ・Ｃｆ）は、周波数ｆｓよりも大きく、かつ、周波数ｆｃよりも低く設定されている。
図１７における実線のグラフｇ１１はＡＣの実効値が略０．４の場合を示しており、実線のグラフｇ１２はＡＣの実効値が略０．７の場合を示している。これは、正弦波信号Ｓ２の振幅を０．６としたときに相当する。

図１４から、正弦波信号Ｓ２の振幅が０．６のときには、周波数ｆｓ成分の実効値が略０．４で、周波数ｆｃ成分の実効値が略０．７であり、その実効値の和は略一定である。また、正弦波信号Ｓ２の振幅を０．８、１．０と変化させると周波数ｆｓ成分の実効値が大きくなり、周波数ｆｃ成分の実効値が小さくなるが、その実効値の和は略一定で変化しない。

このことは、コンパレータ２３からのパルス電圧でインバータ回路２を駆動したときにインバータ回路２から出力されるパルス幅変調された出力電圧においても同じようになることを示している。すなわち、正弦波信号Ｓ２の振幅を０．６〜１．０と変化させた場合に、インバータ回路２からの出力電圧において周波数ｆｓ成分の実効値及び周波数ｆｃ成分の実効値はそれぞれ変化するが、その実効値の和は略一定になる。

また、図１７において、ＡＣの実効値が略０．４のときの周波数ｆｓにおける出力電圧ＶｓとＡＣの実効値が略０．７のときの周波数ｆｃにおける出力電圧Ｖｃ１との関係を調べた結果、両者が略等しくなるようなＬｒ、Ｃｒの設定となっている場合、正弦波の振幅を０．４〜１．０と変化させても出力電圧の実効値はほとんど変化しない。

換言すれば、周波数ｆｓにおける出力電圧と周波数ｆｃにおける出力電圧が略等しくなる関係においては、正弦波信号Ｓ２の振幅を、例えば０．２〜１．０と変化させても放電灯７に供給される最終出力は、図１８にグラフｇ３で示すようにほとんど変化しないということが分かった。

そこで、本発明者は、周波数ｆｓにおける出力電圧Ｖｓと周波数ｆｃにおける出力電圧Ｖｃを異ならせることを考え、図１７の特性から、インダクタ成分Ｌｒやキャパシタ成分Ｃｆを変化させるか、周波数ｆｃを変化させれば、Ｖｓ＞Ｖｃに設定できるので、これについて実験を行った。

周波数ｆｃ付近で出力電圧が大きく低下するようにインダクタ成分Ｌｒやキャパシタ成分Ｃｆを設定して抵抗Ｒに両端間に現われる出力電圧特性を測定したところ、ＡＣの実効値が略０．４のときには図１７に点線のグラフｇ２１で示す特性が得られ、ＡＣの実効値が略０．７のときには図１７に点線のグラフｇ２２で示す特性が得られた。そして、この特性から、ＡＣの実効値が略０．４のときの周波数ｆｓにおける出力電圧ＶｓとＡＣの実効値が略０．７のときの周波数ｆｃにおける出力電圧Ｖｃ２との関係が、Ｖｓ＞Ｖｃ２となった。

このような条件の下で、正弦波信号Ｓ２の振幅を０．２〜１．０と変化したところ放電灯７に供給される最終出力は図１８にグラフｇ４で示すように変化することが分かった。すなわち、放電灯７の点灯周波数をｆｓ、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数をｆｃ（＞ｆｓ）としたとき、放電灯７の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数ｆｓ成分における出力電圧Ｖｓと周波数ｆｃ成分における出力電圧Ｖｃとが、Ｖｓ＞Ｖｃとなるように設定すれば、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧の振幅を変化させることで放電灯７に供給される出力電圧を可変させることができ、出力電圧の制御幅を充分に確保できることになる。
これにより、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧の振幅を変化させて放電灯７を調光制御することが可能になる。また、点灯したい放電灯７の定格に合うように出力を制御することも簡単にできる。

なお、図１７の実線のグラフｇ１２において、周波数ｆｃを大きくすれば周波数ｆｃにおける出力電圧Ｖｃ１が低下することが分かる。従って、正弦波電圧源２１からの正弦波電圧の振幅を変化させることで放電灯７に供給される出力電圧を可変させるには、インダクタ成分Ｌｒやキャパシタ成分Ｃｆを変化させずに周波数ｆｃを大きくしてもよい。

なお、この実施の形態は、第２の実施の形態に適用したものについて述べたが、これに限定するものではなく、第１の実施の形態にも、第３、第４の実施の形態にも適用できるものである。

（第６の実施の形態）
この実施の形態は、放電灯７の点灯周波数をｆｓ、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数をｆｃ（＞ｆｓ）としたとき、放電灯７の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数ｆｓ成分における出力電圧Ｖｓと周波数ｆｃ成分における出力電圧Ｖｃとが、Ｖｓ＞Ｖｃとなるように設定した第５の実施の形態において、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯７の点灯周波数ｆｓに対する偏角を、−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定することを条件としたものである。

すなわち、インバータ回路２に供給する直流電圧ＶＤＣに対して所望の電力を放電灯７に供給するためのインダクタ成分Ｌｒとキャパシタ成分Ｃｆとの組み合わせは無限に存在する。このため、無効電力を減らして回路損失を低減するのを単純にインダクタ成分Ｌｒとキャパシタ成分Ｃｆとの組み合わせによって規定することは困難である。

一方、図１６の等価回路において、電源ＡＣから見た共振負荷回路のインピーダンスＺは、Ｒｅ（Ｚ）＋ｊ・Ｉｍ（Ｚ）＝ｊωＬｒ＋１／（（１／Ｒ）＋ｊωＣｆ、となる。これをベクトルで示すと、図１９に示すようになる。このときの、インピーダンスＺと実数部のＲｅ（Ｚ）との為す角度が偏角となる。すなわち、偏角＝ｔａｎ^−１（Ｉｍ（Ｚ）／Ｒｅ（Ｚ））となる。

図１９のベクトルから偏角を小さくすれば虚数部を減らすことができる。これは無効電力を減らすことになる。従って、共振負荷回路において、無効電力を減らして回路損失を低減するには共振負荷回路のインピーダンスＺの偏角で規定することが可能である。

例えば、直流電圧ＶＤＣ＝３５０Ｖ、点灯周波数ｆｓ＝２０ｋＨｚ、パルス電圧の周波数ｆｃ＝２００ｋＨｚとし、放電灯７の定格動作時の等価抵抗を３００Ω、放電灯７の定格電流を０．３７Ａとしたときにおいて、偏角を−４０ｄｅｇ、−２０ｄｅｇ、０ｄｅｇ、２０ｄｅｇ、４０ｄｅｇ、６０ｄｅｇと変化させ、そのときのインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡをプロットしたところ図２０に示す結果が得られた。

この図２０の結果から、偏角を−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの範囲で設定すればインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡを小さくでき、無効電力を減らすことができる。特に、０ｄｅｇ〜２０ｄｅｇにおいてはインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡを充分小さくでき、無効電力を大幅に減らすことができる。

これに対し、偏角が−２０ｄｅｇを下回るとインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡが急激に増加する。また、偏角が４０ｄｅｇを上回ると同じくインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡが急激に増加する。従って、偏角が−２０ｄｅｇを下回る範囲や偏角が４０ｄｅｇを上回る範囲は無効電力が多くなって回路損失が大きくなり好ましくない。

このように、偏角を−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの範囲に設定することで、インダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡを小さくでき、共振負荷回路における回路損失を低減できる。そして、インダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡを小さくできるので、使用するインダクタ６も小型化できる。

（第７の実施の形態）
この実施の形態は、放電灯７の点灯周波数をｆｓ、コンパレータ２３から出力されるパルス電圧の周波数をｆｃ（＞ｆｓ）としたとき、放電灯７の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数ｆｓ成分における出力電圧Ｖｓと周波数ｆｃ成分における出力電圧Ｖｃとが、Ｖｓ＞Ｖｃとなるように設定し、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯７の点灯周波数ｆｓに対する偏角を、−１０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定した第６の実施の形態において、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯７の点灯周波数ｆｓ成分の実効値ＶＬｒｍｓと、インバータ回路２の出力電圧に含まれる放電灯７の点灯周波数ｆｓ成分の実効値Ｖｉｒｍｓとが、略等しくなるように、インバータ回路２に印加する直流電源１からの直流電源電圧ＶＤＣを設定することを条件としたものである。

図６に示す回路構成の放電灯点灯装置において、例えば、放電灯７の点灯周波数ｆｓ＝２０ｋＨｚ、パルス電圧の周波数ｆｃ＝２００ｋＨｚ、三角波信号源２２からの三角波信号に対する正弦波電圧源２１から発生する正弦波電圧の変調度を０．９、放電灯７の定格電流を０．３７Ａ、ランプ電圧を１１３Ｖとし、直流電源１からの直流電源電圧ＶＤＣについて、第１のキャパシタ５、インダクタ６、放電灯７及び第２のキャパシタ８からなる共振負荷回路のインピーダンス偏角を０ｄｅｇに設定し、直流電源電圧ＶＤＣをパラメータとして、各直流電源電圧ＶＤＣに対するインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡを求めたところ、図２１に示す結果が得られた。

この図２１のグラフは、直流電源電圧ＶＤＣを高くするほどインダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡが低下することを示しており、直流電源電圧ＶＤＣを高くするほど使用するインダクタ６を小形化できることを示している。

インバータ回路２から共振負荷回路に供給される出力電圧はパルス幅変調波形であり、この波形には正弦波電圧の周波数成分とパルス電圧の周波数成分が含まれている。そして、振幅１の三角波信号を振幅０．９の正弦波電圧で変調しているので、インバータ回路２からの出力電圧の変調度も０．９である。すなわち、インバータ回路２からの出力電圧は図２２に示すような電圧波形となる。

ここに含まれる変調信号成分は、Ｖｉｒｍｓ＝ＶＤＣ／（２√２）・α、として表わすことができる。ここで、Ｖｉｒｍｓは、インバータ回路２の出力電圧に含まれる放電灯７の点灯周波数ｆｓ成分の実効値であり、αは変調度である。
この実効値Ｖｉｒｍｓを、定格負荷を使用した共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯７の点灯周波数ｆｓ成分の実効値ＶＬｒｍｓと略等しくなるように設定することで、直流電源電圧ＶＤＣを高く設定することが可能になる。すなわち、実効値ＶＬｒｍｓはランプ電圧に相当するので、上記した例ではＶＬｒｍｓ＝１１３Ｖとなる。α＝０．９となっているので、直流電源電圧ＶＤＣは上記式から、３５５Ｖとなる。この電圧値は設定できる直流電源電圧ＶＤＣの略上限値になっている。なお、直流電源電圧ＶＤＣを３５５Ｖよりも高くすると、必要なインダクタ成分Ｌｒやキャパシタ成分Ｃｆの設定が不可能になる。

このように、直流電源電圧ＶＤＣを高く設定することができ、これにより、インダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡを小さくでき、共振負荷回路における回路損失を低減できる。また、インダクタ成分Ｌｒに発生する電力ＶＡを小さくできるので、使用するインダクタ６も小型化できる。

（第８の実施の形態）
この実施の形態は、図６に示す回路構成の放電灯点灯装置において、例えば、放電灯７の点灯周波数ｆｓ＝２０ｋＨｚ、三角波信号源２２からの三角波信号に対する正弦波電圧源２１から発生する正弦波電圧の変調度を０．９、放電ランプが定格点灯しているときのインピーダンスを負荷としたときの、点灯周波数ｆｓにおける共振負荷回路のインピーダンスの偏角を０ｄｅｇとし、パルス電圧の周波数ｆｃを変化させたときの共振負荷回路のインダクタンス成分Ｌｒおよびスイッチング素子３，４の損失を求めたものである。

この結果を図２３に示す。この図から分かるように、バルス電圧の周波数ｆｃ＝４０ｋＨｚ＝２＊点灯周波数ｆｓにおいて、インダクタ成分Ｌｒおよびスイッチ素子３，４の損失が極小となり、両損失の和も、パルス電圧の周波数ｆｃ＝４０ｋＨｚ＝２＊点灯周波数ｆｓで極小となる。

また、パルス電圧の周波数ｆｃ＝５００ｋＨｚ付近には、インダクタ成分Ｌｒの極小点があるが、パルス電圧の周波数ｆｃはスイッチング周波数でもあるため、スイッチング損失が増加している。

従って、スイッチ素子３，４のスイッチング損失３，４の両方の損失を大きく増加させないで、インダククタ成分Ｌｒおよびスイッチ素子３、４の両方の損失の低減を図るには、パルス電圧の周波数ｆｃが点灯周波数ｆｓの５倍以下の範囲がよい。すなわち、本実施例ではパルス電圧の周波数ｆｃ＝３０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚであり、好適範囲としては、３０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚである。

（第９の実施の形態）
この実施の形態は前述した各実施の形態の放電灯点灯装置を備えた照明器具について述べる。
図２４は照明器具１００を示し、この照明器具１００は、照明器具本体１０１のソケット１０２に放電灯１０３を取付け、内部に前述した各実施の形態のいずれかの放電灯点灯装置を放電灯点灯装置１０４として組み込み、この放電灯点灯装置１０４によって放電灯１０３を点灯するようになっている。

このようにして、前述した各実施の形態の放電灯点灯装置を備えた照明器具が実現できる。すなわち電力変換効率の向上を図ることができる照明器具が実現できる。また、フィードバック制御する放電灯点灯装置を使用した場合は、さらに、インダクタ６を小さくしても放電灯を安定に点灯維持することができる照明器具が実現できる。

また、周波数ｆｓ成分における出力電圧Ｖｓと周波数ｆｃ成分における出力電圧Ｖｃとが、Ｖｓ＞Ｖｃとなるように設定した放電灯点灯装置を使用した場合は、出力電圧の制御幅を充分に確保できる照明器具が実現できる。さらに、共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯の点灯周波数ｆｓに対する偏角を−１０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定することで、さらに、共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯の点灯周波数ｆｓ成分の実効値ＶＬｒｍｓとインバータ回路２の出力電圧に含まれる放電灯の点灯周波数ｆｓ成分の実効値Ｖｉｒｍｓとが略等しくなるように直流電源電圧を設定することで、回路損失を低減でき、インダクタを小型化できる照明器具が実現できる。

本発明は、無効電力を低減できて電力変換効率の向上を図る放電灯点灯装置および照明器具に利用することができる。

Claims (7)

1. スイッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；
   インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数ｆｓで点灯される放電灯を備え、放電灯が定格動作しているときのインピーダンスにおいて前記点灯周波数ｆｓに対する偏角が−２０ｄｅｇ〜４０ｄｅｇの間に設定されてなる共振負荷回路と；
   放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；
   を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. スイッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；
   インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数ｆｓで点灯させる放電灯を備えた共振負荷回路と；
   放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧の周波数ｆｃが前記点灯周波数ｆｓの５倍以下の範囲に設定され、このパルス電圧のオン幅を前記点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；
   を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
3. スイッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；
   インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数で点灯される放電灯を備えた共振負荷回路と；
   放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；
   放電灯に流れるランプ電流を検出するランプ電流検出手段と；
   ランプ電流検出手段が検出するランプ電流量に応じてオン幅をパルス幅変調するのに使用する点灯周期に対応した正弦波電圧波形の周波数を、ランプ電流が一定になるように可変制御するフィードバック制御手段と；
   を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
4. 前記制御回路は、スイッチ素子をオン、オフ駆動する駆動周波数を可変制御しながら前記放電灯に対し一定時間の予熱を行った後始動電圧の印加を一定時間行い、ランプ始動後は点灯維持制御を行い、少なくとも予熱時の基準駆動周波数から始動電圧印加時の基準駆動周波数への切換え時には周波数を徐々に変化させる制御を行い、点灯維持制御においては前記放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スイッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記放電灯の点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行うことを特徴とする請求項１ないし３いずれか一に記載の放電灯点灯装置。
5. 放電灯が定格動作しているときの共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる、放電灯の点灯周波数ｆｓ成分の実効値ＶＬｒｍｓと、インバータ回路の出力電圧に含まれる、放電灯の点灯周波数ｆｓ成分の実効値Ｖｉｒｍｓとが、略等しくなるように、直流電源電圧を設定したことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
6. 制御回路は、パルス幅変調の変調度を０．８以上に設定したことを特徴とする請求項１ないし３いずれか一に記載の放電灯点灯装置。
7. 請求項１乃至３のいずれか一に記載の放電灯点灯装置と；
   放電灯点灯装置を有する照明器具本体と；
   を備えたことを特徴とする照明器具。

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