WO2005060083A1

WO2005060083A1 - 放電灯点灯装置および照明器具

Info

Publication number: WO2005060083A1
Application number: PCT/JP2004/018837
Authority: WO
Inventors: Yuuji Takahashi; Keiichi Shimizu
Original assignee: Toshiba Lighting & Technology Corporation
Priority date: 2003-12-17
Filing date: 2004-12-16
Publication date: 2005-06-30
Also published as: US7211970B2; US20060097655A1; TWI258322B; TW200524480A; EP1696547A4; JPWO2005060083A1; EP1696547A1; KR20060024415A; HK1097113A1; KR100721631B1

Abstract

　１対のＭＯＳ型ＦＥＴを交互にオン、オフ制御して直流電源１の電圧を高周波電圧に変換する高周波インバータ回路（２）と、このインバータ回路からの高周波電圧が供給される、インダクタ（６）、キャパシタ（８）及び放電灯（７）を備え、放電灯が定格動作しているときのインピーダンスにおいて点灯周波数ｆｓに対する偏角が−２０ｄｅｇ～４０ｄｅｇの間に設定されてなる共振負荷回路と、プログラムデータとメモリ（１８）に格納されたデータに基づいて放電灯（７）の点灯周期よりも短い周期でＭＯＳ型ＦＥＴ（３，４）をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調制御するＣＰＵ（１３）とを備え、インバータ回路（２）からの高周波出力により放電灯（７）に略正弦波状の電流を供給する。

Description

明細書

放電灯点灯装置および照明器具

技術分野

[0001] 本発明は、放電灯点灯装置および照明器具に関する

背景技術

[0002] 従来、放電灯点灯装置としては、直流電源に、 1対のスィッチ素子を直列に接続し、一方のスィッチ素子にインダクタ、キャパシタ及び放電灯を備えた共振負荷回路を並列に接続し、各スィッチ素子のスィッチング動作により直流電圧を高周波電圧に変換して放電灯に供給するものにおいて、スィッチ素子及びインダクタの電力損失を低減し電力変換効率の向上を図ったものが知られている（例えば、特開平 10— 24366 1号公報参照）。

発明の開示

[0003] し力、しながら、スィッチ素子及びインダクタの電力損失を低減して電力変換効率の向上を図るものでは、制御が複雑化する問題があった。また、インダクタの限流作用が小さくなつて放電灯を安定に点灯維持できなくなる虞があった。

[0004] 本発明は、無効電力を低減できて電力変換効率の向上を図ることができる放電灯点灯装置および照明器具を提供する。

また、本発明は、さらに、インダクタを小さくできるとともに放電灯を安定に点灯維持することができる放電灯点灯装置および照明器具を提供する。

[0005] また、本発明は、さらに、出力電圧の制御幅を充分に確保できる放電灯点灯装置および照明器具を提供する。

請求項 1記載の発明は、スィッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と;インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数 fsで点灯される放電灯を備え、放電灯が定格動作しているときのインピーダンスにおいて点灯周波数 fsに対する偏角力 S-20d eg— 40degの間に設定されてなる共振負荷回路と；放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スィッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置である。

図面の簡単な説明

[図 1]図 1は、本発明の、第 1の実施の形態を示す一部ブロックを含む回路構成図でめる。

[図 2]図 2は、同実施の形態における、予熱期間、始動電圧印加期間、点灯維持制御期間における動作基準周波数とそれぞれの移行時の周波数変化を示す図である

[図 3]図 3は同実施の形態における MOSFETをオン、オフ駆動する駆動信号波形を示す図である。

[図 4]図 4は同実施の形態におけるインバータ回路の MOSFETの両端間に発生する電圧波形を示す図である。

[図 5]図 5は同実施の形態における放電灯への印加電圧波形を示す図である。

[図 6]図 6は本発明の、第 2の実施の形態を示す回路構成図である。

[図 7A]図 7Aは同実施の形態における正弦波電圧源から出力される正弦波電圧波形図である。

[図 7B]図 7Bは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス幅変調されたパルス電圧波形図である。

[図 8]図 8は本発明の、第 3の実施の形態を示す回路構成図である。

[図 9A]図 9Aは同実施の形態における乗算器から出力される電圧波形図である。

[図 9B]図 9Bは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス電圧波形図である。

[図 9C]図 9Cは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス電圧波形図である。

[図 9D]図 9Dは同実施の形態における放電灯に流れる電流波形図である。

[図 10]図 10は本発明の、第 4の実施の形態を示す回路構成図である。

[図 11A]図 11Aは同実施の形態における電圧制御発振器から出力される電圧波形図である。

[図 11B]図 11Bは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス電圧波形図である。

[図 11C]図 11Cは同実施の形態におけるコンパレータから出力されるパルス電圧波形図である。

[図 11D]図 11Dは同実施の形態における放電灯に流れる電流波形図である。

[図 12]図 12は本発明の、第 5の実施の形態における三角波信号と正弦波信号との振幅を示す波形図である。

[図 13]図 13は同実施の形態においてコンパレータから出力されるパルス幅変調されたパルス電圧波形を示す図である。

[図 14]図 14は同実施の形態においてコンパレータから出力されるパルス電圧波形に含まれる周波数 fs成分と周波数 fc成分の実効値及びその和の実効値を示すグラフである。

[図 15]図 15は同実施の形態におけるインバータ回路の出力電圧波形を示す図である。

[図 16]図 16は同実施の形態における共振負荷回路の等価回路を示す回路図である

[図 17]図 17は図 16に示す等価回路に対して電源から各周波数の電力を、実効値を変えて供給した場合の抵抗 Rに両端間に発生する出力電圧特性を示す図である。

[図 18]図 18は同実施の形態において、 Vs=Vc及び Vs >Vcとして正弦波信号の振幅を変化させたときの放電灯に供給される最終出力を示すグラフである。

[図 19]図 19は本発明の、第 6の同実施の形態における共振負荷回路の偏角を説明するための図である。

[図 20]図 20は同実施の形態における偏角とインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAとの関係を示すグラフである。

[図 21]図 21は本発明の、第 7の同実施の形態において共振負荷回路のインピーダンス偏角を Odegに設定した場合の直流電源電圧 VDCに対するインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAを示すグラフである。 [図 22]図 22は同実施の形態におけるインバータ回路の出力電圧波形を示す図である。

[図 23]図 23は本発明の、第 8の実施の形態において、パルス電圧の周波数 fcを変化させたときの共振負荷回路のインダクタ成分 Lr、スイッチング素子の損失及びこらの損失の和を示すグラフである。

[図 24]図 24は本発明の、第 9の実施の形態を示す照明器具の斜視図である。

発明を実施するための最良の形態

[0007] 以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。

(第 1の実施の形態）

図 1に示すように、直流電源 1に高周波インバータ回路 2を接続している。前記高周波インバータ回路 2は、スィッチ素子として、 1対の MOS型 FET3、 4の直列回路を前記直流電源 1に接続し、前記 FET4のドレイン端子を第 1のキャパシタ 5、インダクタ 6 を直列に介して放電灯 7の一方のフィラメント電極 7aの一端に接続するとともにソース端子を前記放電灯 7の他方のフィラメント電極 7bの一端に接続してレ、る。前記放電灯 7の各フィラメント電極 7a、 7bの他端間に予熱電流を流すための第 2のキャパシタ 8を接続している。

[0008] 前記インダクタ 6、放電灯 7及び第 2のキャパシタ 8は LC直列共振回路を含む共振負荷回路を構成している。また、前記第 1のキャパシタ 5は直流カット用のキャパシタである。前記各 MOS型 FET3, 4には、寄生ダイオードとしてダイオード 9, 10が並列に接続されている。

[0009] 前記各 MOS型 FET3, 4のゲートには駆動回路 11 , 12が接続され、この各駆動回路 11 , 12は制御回路を構成する CPU13からの信号によって駆動制御されるようになっている。前記駆動回路 11は 1対の MOS型 FET14, 15力らなり、また、前記駆動回路 12は 1対の MOS型 FET16, 17力らなり、それぞれ CPU13からの信号を増幅して前記各 MOS型 FET3, 4のゲートに対して、オン、オフ駆動信号を供給するようになっている。

[0010] 前記 CPU13はタイマを内蔵し、シーケンスプログラムとメモリ 18に格納されているデータに基づいて、前記各駆動回路 11， 12に供給する信号のタイミングを制御するようになっている。すなわち、前記 CPU13は、スタート操作が開始されると、放電灯 7 に対し、図 2に示すように、先ず、一定時間予熱を行い、その後始動用高電圧の印加を一定時間行い、ランプ点灯後は点灯維持制御を行うようになってレ、る。

[0011] 前記 CPU13は、予熱期間においては動作周波数を高い基準周波数に設定し、この基準周波数に基づいて駆動回路 11， 12に信号を出力し、駆動回路 11 , 12は基準周波数に基づいて前記各 MOS型 FET3, 4を交互にスイッチング駆動する。

[0012] そして、一定時間の予熱が終了すると始動電圧印加期間に入り、動作周波数を低下させて始動時の基準周波数に切替える。このとき、動作周波数を msecオーダという短い時間で急速に低下させないで段階的に低下させて始動時の基準周波数に移行させる。この段階的に低下させる変化期間は、例えば、約 10msec程度に設定している。この始動期間においては、放電灯 7に始動用高電圧が印加する。

[0013] そして、一定時間が経過し放電灯 7が点灯を開始すると点灯維持制御期間に入り、動作周波数はさらに低下して点灯時の基準周波数になる。このとき、動作周波数を nsecオーダという短い時間で急速に低下させないで段階的に低下させて点灯時の基準周波数に移行させる。

[0014] 放電灯 7を点灯維持させる制御期間においては、 CPU13は、放電灯 7が高周波ィンバータ回路 2からの高周波電圧によって高周波点灯される時の点灯周期としての点灯サイクル（1/点灯周波数）を Tとすると、この点灯サイクル Tの 1サイクルを n分割としての 10分割し、各区間で MOS型 FET3, 4をオン、オフ駆動するパルス電圧を生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯サイクル Tに対応した正弦波電圧の波形変化に応じて変化させる。すなわち、オン幅が、各区間の電圧値のピーク値、平均値又は実効値の絶対値に応じて中→大→中→小→中→大' · ·と変化するようにパルス幅変調される。そして、 CPU13はこのパルス幅変調した信号を駆動回路 11に供給し、この駆動回路 11から M〇S型 FET3に図 3に示す駆動信号を供給してオン、オフ駆動する。また、 CPU13は駆動回路 11に供給した信号とはオン、オフが全く逆の信号を駆動回路 12に供給し、この駆動回路 12から MOSFET4に駆動信号を供給してォン、オフ駆動する。

[0015] 点灯維持制御期間において、 CPU13はインバータ回路 2の 1対の M〇S型 FET3 , 4をこのようなタイミングでオン、オフ駆動することで、インバータ回路 2の MOS型 F ΕΤ4の両端間には図 4に示すようなパルス電圧が発生し、このパルス電圧波形が第 1のキャパシタ 5、インダクタ 6、放電灯 7及び第 2のキャパシタ 8からなる共振負荷回路に供給される。共振負荷回路では、インダクタ 6とキャパシタ 8とのフィルタ効果によつて高調波成分が除去され、放電灯 7に印加される電圧波形は図 5に示すような略正弦波の電圧波形となる。これにより、放電灯 7には略正弦波状の電流が流れるようになる。

[0016] このように、放電灯 7が点灯した後の点灯維持制御においては、放電灯 7の点灯サイタル Τを 10分割し、この分割した各区間で MOS型 FET3, 4をオン、オフ駆動するパルス電圧を生成し、このパルス電圧のオン幅を点灯サイクル Τに対応した正弦波電圧の波形変化に応じて中→大→中→小→中→大…と変化するようにパルス幅変調させることにより、インバータ回路 2から放電灯 7に略正弦波状の電流を供給できるので、無効電力を低減できる。これにより、電力変換効率の向上を図ることができる。

[0017] また、放電灯 7に対して動作周波数を高い基準周波数に設定して一定時間予熱を行った後、動作周波数を始動時の基準周波数に低下させて始動電圧の印加を行う力、このときに動作周波数を段階的に低下させて始動時の基準周波数に移行させるようにしているので、この移行時における回路ストレスを小さくでき、始動時に回路素子が破壊される虞はない。また、始動時力放電灯 7が点灯したときも基準周波数の低下があるがこのときにも段階的に低下させて点灯維持時の基準周波数に移行させているので、回路ストレスを小さくできる。

[0018] (第 2の実施の形態）

なお、前述した実施の形態と同一の部分または、対応する部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。

この実施の形態は、図 6に示すように、 CPUに代えてハード回路を使用してインバータ回路 2の各 M〇S型 FET3, 4をオン、オフ制御するものである。すなわち、周波数 fLの正弦波電圧を発生する正弦波電圧源 21と、この正弦波電圧源 21から発生する正弦波電圧周波数 fLの整数倍の周波数の三角波信号を発生する三角波信号源 2 2と、前記正弦波電圧源 21からの正弦波電圧と三角波信号源 22からの三角波信号を比較し、正弦波電圧が三角波信号電圧よりも高いときハイレベル信号を出力し、三角波信号電圧以下のときローレベル信号を出力するコンパレータ 23を設け、前記コンパレータ 23の出力信号を駆動回路 11に供給するとともに反転回路 24を介して駆動回路 12に供給している。前記正弦波電圧源 21から発生する正弦波電圧の周波数 fLは放電灯 7の点灯サイクル、すなわち、点灯周波数に対応している。

[0019] このような構成においては、正弦波電圧源 21から図 7Aに示すような正弦波電圧が発生すると、コンパレータ 23からは、例えば、点灯サイクルの 1サイクルを 10分割し、この分割した各区間でパルス幅変調した図 7Bに示すようなパルス電圧が出力され、駆動回路 11に供給されるとともに反転回路 24を介して駆動回路 12に供給される。

[0020] 各区間におけるパルス電圧は、区間内の正弦波電圧の平均値に応じてハイレベルとローレベルの期間が変化し、平均値が小さいほどローレベルを出力する期間が長くなり、平均値が大きいほどハイレベルを出力する期間が長くなる。このように正弦波電圧の区間内の平均値に応じてパルス幅変調される。

[0021] 駆動回路 11は図 7Bと同じ波形の駆動信号によって MOS型 FET3をオン、オフ駆動し、駆動回路 12は図 7Bの波形を反転した波形の駆動信号によって MOS型 FET 4をオン、オフ駆動する。

[0022] これにより、点灯維持制御期間においては、インバータ回路 2の MOS型 FET4の両端間には前述した第 1の実施の形態と同様に図 4に示すようなパルス電圧が発生し、このパルス電圧の高調波成分はインダクタ 6とキャパシタ 8とのフィルタ効果によつて除去される。こうして、放電灯 7には図 5に示すような略正弦波の電圧波形が印加される。これにより、放電灯 7には略正弦波状の電流が流れるようになる。従って、この実施の形態においても、無効電力を低減して電力変換効率の向上を図ることができるという効果が得られる。

[0023] (第 3の実施の形態）

なお、前述した実施の形態と同一の部分または、対応する部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。この実施の形態はランプ電流を検出してフィードバック制卸するものである。

図 8に示すように、放電灯 7の他方のフィラメント電極 7bにランプ電流検出手段を構成するトランス 25を接続している。すなわち、フィラメント電極 7bの各端に第 1、第 2の卷線 25a, 25bの一端を接続し、第 1の卷線 25aの他端を MOS型 FET4のソース端子に接続し、第 2の卷線 25bの他端をキャパシタ 8に接続している。

[0024] そして、前記各卷線 25a, 25bと磁気的に結合した第 3の卷線 25cを設け、この卷線 25cの両端間にダイオードブリッジで構成された全波整流回路 26の入力端子を接糸冗してレヽる。

前記全波整流回路 26の出力端子間に抵抗 27とキャパシタ 31との並列回路を接続し、この出力端子間に発生する出力電圧を、抵抗 32を介して誤差増幅器 28の反転入力端子 (-)に供給している。この誤差増幅器 28の非反転入力端子 (+)には基準電圧 Vref^供給されている。前記誤差増幅器 28は、全波整流回路 26からの出力電圧と基準電圧 Vrefとの差を増幅して出力するようになっている。

[0025] 前記誤差増幅器 28からの出力を乗算器 29に供給している。また、前記乗算器 29 には正弦波電圧源 21からの正弦波電圧が入力されている。前記乗算器 29は前記正弦波電圧源 21からの正弦波電圧と前記誤差増幅器 28からの出力を乗算して正弦波電圧の振幅を可変してコンパレータ 23に供給している。前記コンパレータ 23は、前記乗算器 29からの正弦波電圧と三角波信号源 22からの三角波信号を比較するようになつている。

[0026] このような構成においては、放電灯 7に流れるランプ電流はトランス 25によって検出される。すなわち、ランプ電流が第 1の卷線 25aを介して流れると、第 3の卷線 25cに電圧が誘起される。このときキャパシタ 8を介して流れる電流の影響は第 1の卷線 25a と第 2の卷線 25bとの関係で除去される。こうして、第 3の卷線 25cにはランプ電流のみによる電圧が誘起される。

[0027] この第 3の卷線 25cに誘起される電圧はランプ電流の向きによって極性が反転するので、交流電圧となって全波整流回路 26の入力端子に印加される。そして、全波整流回路 26の出力端子から全波整流電圧を出力し、この全波整流電圧が抵抗 27とキャパシタ 31との並列回路によって平滑され直流電圧となる。この直流電圧が誤差増幅器 28の反転入力端子 (-)に入力される。

[0028] 放電灯 7においてランプ電流が定常状態にあるときには、誤差増幅器 28の反転入力端子 (-)に入力される直流電圧は基準電圧 Vrefと略等しくなり、このときには誤差増幅器 28からの出力は略 Vrefに等しい値になる。従って、乗算器 29からの電圧波形は図 9A)に波形 V10で示すように正弦波電圧源 21からの正弦波電圧波形を Vref倍した電圧と略等しい電圧波形になる。コンパレータ 23はこの乗算器 29からの正弦波電圧波形と三角波信号源 22からの三角波信号を比較し、乗算器 29からの正弦波電圧が三角波信号源 22からの三角波信号電圧よりも高いときハイレベル信号を出力し、乗算器 29からの正弦波電圧が三角波信号源 22からの三角波信号電圧以下のときローレベル信号を出力するので、コンパレータ 23から出力されるパルス電圧は図 9B に示すようになる。従って、この時に放電灯 7には図 9Dに波形 V20で示すような電圧波形が印加される。

[0029] この状態で、放電灯 7のランプ電流が増加すると、全波整流回路 26の出力が大きくなって誤差増幅器 28の反転入力端子 (-)に入力する電圧が基準電圧 Vreはりも大きくなり、誤差増幅器 28からの出力は基準電圧 Vreはりも小さくなる。従って、乗算器 2 9からの電圧波形は、図 9Aに波形 VIIで示すように、正弦波電圧源 21からの正弦波電圧波形を Vref倍した電圧波形よりも振幅が小さくなる。すなわち、乗算器 29からの電圧波形の振幅が小さくなる。

[0030] このため、コンパレータ 23から出力されるパルス電圧は図 9Cに示すように tlの区間においてローレベル期間が長くなるように、また、 t2の区間では短くなるように制御されたノ^レス電圧になる。この結果、放電灯 7に流れる電流波形は図 9Dに波形 V21で示すように振幅が小さくなつて、ランプ電流の増加が抑えられる。

[0031] また、放電灯 7のランプ電流が減少すると、全波整流回路 26の出力が小さくなつて誤差増幅器 28の反転入力端子 (-)に入力する電圧が基準電圧 Vreはりも小さくなり、誤差増幅器 28からの出力は基準電圧 Vreはりも大きくなる。従って、乗算器 29からの電圧波形の振幅は逆に大きくなり、コンパレータ 23から出力されるパルス電圧は tl の区間においてローレベル期間が短くなるように、また、 t2の区間では長くなるように制御されたパルス電圧になる。この結果、放電灯 7に流れる電流の振幅が大きくなつて、ランプ電流の減少が抑えられる。

[0032] このようなフィードバック制御によって放電灯 7に流れるランプ電流が一定に保たれる。また、このようなフィードバック制御によってランプ電流の限流作用効果が得られるので、インダクタ 6として容量の小さなものを使用しても、全体として充分な限流作用が得られる。従って、放電灯を安定に点灯維持することができる。勿論、この実施の形態においても前述した実施の形態と同様に簡単な制御で電力変換効率の向上を図ることができる。

[0033] (第 4の実施の形態）

この実施の形態は第 3の実施の形態と同様、ランプ電流を検出してフィードバック制御するものである。なお、第 3の実施の形態と同一の部分または、対応する部分には同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。

図 10に示すように、図 8の正弦波電圧源 21及び乗算器 29に代えて、電圧制御発振器 (VC〇） 30を使用している。その他の構成は図 8と同じである。誤差増幅器 28からの出力を前記電圧制御発振器 30に供給し、この電圧制御発振器 30の出力をコンパレータ 23に供給している。

[0034] 放電灯 7においてランプ電流が定常状態にあるときには、誤差増幅器 28の反転入力端子 (-)に入力される直流電圧は基準電圧 Vrefと略等しくなり、このときには誤差増幅器 28からの出力は略 Vrefに等しい値になる。これにより、電圧制御発振器 30は図 11 Aに波形 V30で示すように基準周波数 fLの正弦波電圧を出力する。

このときコンパレータ 23から出力されるパルス電圧は図 11Bに示すようになつている。従って、放電灯 7には図 11Dに波形 V40で示すような電流が流れる。

[0035] この状態で放電灯 7のランプ電流が増加すると、全波整流回路 26の出力が大きくなって誤差増幅器 28の反転入力端子 (-)に入力する電圧が基準電圧 Vreはりも大きくなり、誤差増幅器 28からの出力は基準電圧 Vreはりも小さくなる。これにより、電圧制御発振器 30は図 11Aに波形 V31で示すように出力する正弦波電圧の周波数を基準周波数 fLよりも高くする。

[0036] 電圧制御発振器 30が出力する正弦波電圧はコンパレータ 23において三角波信号源 22からの三角波信号電圧と比較される。コンパレータ 23は電圧制御発振器 30からの正弦波電圧が三角波信号源 22からの三角波信号電圧よりも高いときハイレベル信号を出力し、電圧制御発振器 30からの正弦波電圧が三角波信号源 22からの三角波信号電圧以下のときローレベル信号を出力する。従って、電圧制御発振器 30 が出力する正弦波電圧の周波数が高くなると、コンパレータ 23から出力されるパルス電圧は図 11Cに示すように変化する。この結果、放電灯 7に印加される電圧波形は図 11Dに波形 V41で示すように周波数が高くなつて、ランプ電流の増加が抑えられる

[0037] 逆に、放電灯 7のランプ電流が減少すると、全波整流回路 26の出力が小さくなつて誤差増幅器 28の反転入力端子 (-)に入力する電圧が基準電圧 Vreはりも小さくなり、誤差増幅器 28からの出力は基準電圧 Vreはりも大きくなる。これにより、電圧制御発振器 30は出力する正弦波電圧の周波数を基準周波数 fLよりも低くする。

[0038] 電圧制御発振器 30が出力する正弦波電圧の周波数が低くなると、コンパレータ 23 力出力されるパルス電圧もそれに応じて変化し、放電灯 7に印加される電圧波形は周波数が低くなつて、ランプ電流の減少が抑えられる。

[0039] このようなフィードバック制御によって放電灯 7に流れるランプ電流が一定に保たれる。そして、このようなフィードバック制御を行うことで、ランプ電流の限流作用効果が得られるので、インダクタ 6として容量の小さなものを使用しても、全体として充分な限流作用が得られる。従って、放電灯を安定に点灯維持することができる。勿論、この実施の形態においても前述した実施の形態と同様に簡単な制御で電力変換効率の向上を図ることができる。

[0040] (第 5の実施の形態）

この実施の形態は、例えば、前述した第 2の実施の形態、すなわち、図 6において、放電灯 7の点灯周波数を fs、コンパレータ 23から出力されるパルス電圧の周波数を f c ( >fs)としたとき、定格負荷を使用した共振負荷回路の出力電圧周波数特性において、周波数 fs成分における出力電圧 Vsと周波数 fc成分における出力電圧 Vcとが、 Vs > Vcとなるように設定したものにっレ、て述べる。

[0041] このような設定を行うことで、正弦波電圧源 21からの正弦波電圧を変化させることで負荷である放電灯 7に供給される出力電圧を可変させることができ、出力電圧の制御幅を充分に確保できる。

[0042] 例えば、図 12に示すように、三角波信号源 22からの三角波信号 S1の振幅を 1、正弦波電圧源 21からの正弦波信号 S2の振幅を 0. 8とし、放電灯 7の点灯周波数 fsを 5 OkHz、コンパレータ 23から出力されるパルス電圧の周波数 fcを 1MHzとした場合、コンパレータ 23は正弦波信号 S2の電圧が三角波信号 S1の電圧よりも大きいときには出力を「1」、正弦波信号 S2の電圧が三角波信号 S1の電圧以下のときには出力を「0」とするので、コンパレータ 23から出力されるパルス幅変調されたパルス電圧波形は図 13に示すようになる。

[0043] ところで、三角波信号 S1の振幅を「1」としたときの、正弦波信号 S2の振幅に対して、コンパレータ 23から出力されるパルス電圧波形に含まれる周波数 fs成分と周波数 f c成分の実効値を示すと図 14に示すようになる。図 14におレ、てグラフ glは周波数 fs 成分の実効値を示し、グラフ g2は周波数 fc成分の実効値を示し、グラフ g3は周波数 f s成分の実効値と周波数 fc成分の実効値を加算した値を示している。

[0044] 図 14のグラフからは、例えば、正弦波信号 S2の振幅が 0. 6のときには、周波数 fs 成分の実効値は略 0. 4、周波数 fc成分の実効値は略 0. 7になり、正弦波信号 S2の振幅が 0. 8のときには、周波数 fs成分の実効値も周波数 fc成分の実効値も略 0. 6になり、正弦波信号 S2の振幅が 1. 0のときには、周波数 fs成分の実効値は略 0. 7、周波数 fc成分の実効値は略 0. 4に逆転することが分かる。また、正弦波信号 S2の振幅が 0. 4以上においては、周波数 fs成分の実効値と周波数 fc成分の実効値との和が略 1. 13で一定になることも分かる。

[0045] コンパレータ 23からのパルス電圧を駆動回路 11に供給してインバータ回路 2の M OS型 FET3をスイッチング駆動し、また、このパルス電圧を反転回路 24で反転し駆動回路 12に供給してインバータ回路 2の MOS型 FET4をスイッチング駆動すると、ィンバータ回路 2から、図 15に示すノ^レス幅変調された出力電圧が発生し、第 1のキヤパシタ 5、インダクタ 6、放電灯 7及び第 2のキャパシタ 8からなる共振負荷回路に供給される。このとき、負荷である放電灯 7には、共振負荷回路の周波数特性に従った出力が供給される。

[0046] すなわち、インバータ回路 2から出力されるパルス幅変調された出力電圧に含まれる各周波数成分に対して、その各周波数成分について共振負荷回路のゲインに従つた出力が得られるので、これらを合成した出力が最終出力となって放電灯 7に供給される。

この放電灯 7に供給される最終出力が略正弦波状の出力とするためには、共振負荷回路の周波数特性を利用して、周波数 fc成分を含む高調波成分を減衰させる必要がある。

[0047] また、図 14に示すグラフから、周波数 fs成分の実効値を大きくすると、周波数 fc成分の実効値が小さくなることが分かる。例えば、正弦波信号 S2の振幅が 0. 6のときには、周波数 fs成分の実効値は略 0. 4、周波数 fc成分の実効値は略 0. 7となる力この場合において、図 16に示す共振負荷回路の等価回路に対して電源 ACから各周波数の電力を供給すると、抵抗 Rに両端間に発生する出力電圧として図 17に実線のグラフで示す特性が得られた。

[0048] 図 16の等価回路において、 Lrはインダクタ成分を示し、 Cfはキャパシタ成分を示し、 Rは放電灯 7の定格動作時の等価負荷抵抗を示してレ、る。

また、共振負荷回路の共振周波数（1/2 π Lr' Cf)は、周波数 fsよりも大きぐかつ、周波数 fcよりも低く設定されている。

図 17における実線のグラフ gl lは ACの実効値が略 0. 4の場合を示しており、実線のグラフ gl2は ACの実効値が略 0. 7の場合を示している。これは、正弦波信号 S2の振幅を 0. 6としたときに相当する。

[0049] 図 14から、正弦波信号 S2の振幅が 0. 6のときには、周波数 fs成分の実効値が略 0 . 4で、周波数 fc成分の実効値が略 0. 7であり、その実効値の和は略一定である。また、正弦波信号 S2の振幅を 0. 8、 1. 0と変化させると周波数 fs成分の実効値が大きくなり、周波数 fc成分の実効値が小さくなるが、その実効値の和は略一定で変化しなレ、。

[0050] このことは、コンパレータ 23からのパルス電圧でインバータ回路 2を駆動したときにインバータ回路 ₂から出力されるパルス幅変調された出力電圧においても同じようになることを示している。すなわち、正弦波信号 S2の振幅を 0. 6- 1. 0と変化させた場合に、インバータ回路 2からの出力電圧において周波数 fs成分の実効値及び周波数 fc成分の実効値はそれぞれ変化するが、その実効値の和は略一定になる。

[0051] また、図 17において、 ACの実効値が略 0. 4のときの周波数 fsにおける出力電圧 V sと ACの実効値が略 0. 7のときの周波数 fcにおける出力電圧 Vclとの関係を調べた結果、両者が略等しくなるような Lr、 Crの設定となっている場合、正弦波の振幅を 0. 4一 1. 0と変化させても出力電圧の実効値はほとんど変化しない。

[0052] 換言すれば、周波数 fsにおける出力電圧と周波数 fcにおける出力電圧が略等しくなる関係においては、正弦波信号 S2の振幅を、例えば 0. 2- 1. 0と変化させても放電灯 7に供給される最終出力は、図 18にグラフ g3で示すようにほとんど変化しないとレ、うことが分かった。

[0053] そこで、本発明者は、周波数 fsにおける出力電圧 Vsと周波数 fcにおける出力電圧 Vcを異ならせることを考え、図 17の特性から、インダクタ成分 Lrやキャパシタ成分 Cf を変化させる力、、周波数 fcを変化させれば、 Vs >Vcに設定できるので、これについて実験を行った。

[0054] 周波数 fc付近で出力電圧が大きく低下するようにインダクタ成分 Lrやキャパシタ成分 Cf¾r設定して抵抗 Rに両端間に現われる出力電圧特性を測定したところ、 ACの実効値が略 0. 4のときには図 17に点線のグラフ g21で示す特性が得られ、 ACの実効値が略 0. 7のときには図 17に点線のグラフ g22で示す特性が得られた。そして、この特性から、 ACの実効値が略 0. 4のときの周波数 fsにおける出力電圧 Vsと ACの実効値が略 0. 7のときの周波数 fcにおける出力電圧 Vc2との関係力 Vs >Vc2となつた。

[0055] このような条件の下で、正弦波信号 S2の振幅を 0. 2— 1. 0と変化したところ放電灯

7に供給される最終出力は図 18にグラフ g4で示すように変化することが分かった。すなわち、放電灯 7の点灯周波数を fs、コンパレータ 23から出力されるパルス電圧の周波数を fc ( >fs)としたとき、放電灯 7の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数 fs成分における出力電圧 Vsと周波数 fc成分における出力電圧 Vcと力 Vs >Vcとなるように設定すれば、正弦波電圧源 21からの正弦波電圧の振幅を変化させることで放電灯 7に供給される出力電圧を可変させることができ、出力電圧の制御幅を充分に確保できることになる。

これにより、正弦波電圧源 21からの正弦波電圧の振幅を変化させて放電灯 7を調光制御することが可能になる。また、点灯したい放電灯 7の定格に合うように出力を制 ί卸することち簡単にできる。

[0056] なお、図 17の実線のグラフ gl2において、周波数 fcを大きくすれば周波数 fcにおける出力電圧 Vclが低下することが分かる。従って、正弦波電圧源 21からの正弦波電圧の振幅を変化させることで放電灯 7に供給される出力電圧を可変させるには、インダクタ成分 Lrやキャパシタ成分 Ci¾r変化させずに周波数 fcを大きくしてもよい。

[0057] なお、この実施の形態は、第 2の実施の形態に適用したものについて述べた力これに限定するものではなぐ第 1の実施の形態にも、第 3、第 4の実施の形態にも適用できるものである。

[0058] (第 6の実施の形態）

この実施の形態は、放電灯 7の点灯周波数を fs、コンパレータ 23から出力されるパノレス電圧の周波数を fc ( >fs)としたとき、放電灯 7の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数 fs成分における出力電圧 Vsと周波数 fc成分における出力電圧 Vcと力 Vs >Vcとなるように設定した第 5の実施の形態において、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯 7の点灯周波数 fsに対する偏角を、 -20deg— 40degの間に設定することを条件としたものである。

[0059] すなわち、インバータ回路 2に供給する直流電圧 VDCに対して所望の電力を放電灯 7に供給するためのインダクタ成分 Lrとキャパシタ成分 Cfとの組み合わせは無限に存在する。このため、無効電力を減らして回路損失を低減するのを単純にインダクタ成分 Lrとキャパシタ成分 Cfとの組み合わせによって規定することは困難である。

[0060] 一方、図 16の等価回路において、電源 ACから見た共振負荷回路のインピーダンス Zは、 Re(Z)+j 'Im(Z)=j co Lr+ lZ ( (lZR) +j ω Cf,となる。これをベクトルで示すと、図 19に示すようになる。このときの、インピーダンス Zと実数部の Re(Z)との為す角度が偏角となる。すなわち、偏角 =tan— ^m^/ReG))となる。

[0061] 図 19のベクトルから偏角を小さくすれば虚数部を減らすことができる。これは無効電力を減らすことになる。従って、共振負荷回路において、無効電力を減らして回路損失を低減するには共振負荷回路のインピーダンス Zの偏角で規定することが可能である。 [0062] 例えば、直流電圧 VDC = 350V、点灯周波数 fs = 20kHz、パルス電圧の周波数 fc = 200kHzとし、放電灯 7の定格動作時の等価抵抗を 300 Ω、放電灯 7の定格電流を 0. 37Aとしたときにおいて、偏角を一 40deg、一 20deg、 Odeg、 20deg、 40deg、 6 Odegと変ィ匕させ、そのときのインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAをプロットしたところ図 20に示す結果が得られた。

[0063] この図 20の結果から、偏角を一 20deg 40degの範囲で設定すればインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAを小さくでき、無効電力を減らすことができる。特に、 Odeg 一 20degにおいてはインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAを充分小さくでき、無効電力を大幅に減らすことができる。

[0064] これに対し、偏角カ 20degを下回るとインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAが急激に増加する。また、偏角力 Odegを上回ると同じくインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAが急激に増加する。従って、偏角カ 20degを下回る範囲や偏角力 Odegを上回る範囲は無効電力が多くなつて回路損失が大きくなり好ましくない。

[0065] このように、偏角を _20deg— 40degの範囲に設定することで、インダクタ成分に発生する電力 VAを小さくでき、共振負荷回路における回路損失を低減できる。そして、インダクタ成分 Lrに発生する電力 VAを小さくできるので、使用するインダクタ 6も小型化できる。

[0066] (第 7の実施の形態）

この実施の形態は、放電灯 7の点灯周波数を fs、コンパレータ 23から出力されるパノレス電圧の周波数を fc ( >fs)としたとき、放電灯 7の定格動作時の等価負荷抵抗を使用した共振負荷回路の出力電圧の周波数特性において、周波数 fs成分における出力電圧 Vsと周波数 fc成分における出力電圧 Vcと力 Vs >Vcとなるように設定し、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯 7の点灯周波数 fsに対する偏角を、一 lOdeg— 40degの間に設定した第 6の実施の形態において、さらに、定格負荷を使用した共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯 7の点灯周波数 fs成分の実効値 VLraisと、インバータ回路 2の出力電圧に含まれる放電灯 7の点灯周波数 fs成分の実効値 Virmsと力略等しくなるように、インバータ回路 2に印加する直流電源 1からの直流電源電圧 VDCを設定することを条件としたものである。

[0067] 図 6に示す回路構成の放電灯点灯装置において、例えば、放電灯 7の点灯周波数 fs = 20kHz、パルス電圧の周波数 fc = 200kHz、三角波信号源 22からの三角波信号に対する正弦波電圧源 21から発生する正弦波電圧の変調度を 0. 9、放電灯 7の定格電流を 0. 37A、ランプ電圧を 113Vとし、直流電源 1からの直流電源電圧 VDC について、第 1のキャパシタ 5、インダクタ 6、放電灯 7及び第 2のキャパシタ 8からなる共振負荷回路のインピーダンス偏角を Odegに設定し、直流電源電圧 VDCをパラメータとして、各直流電源電圧 VDCに対するインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAを求めたところ、図 21に示す結果が得られた。

[0068] この図 21のグラフは、直流電源電圧 VDCを高くするほどインダクタ成分 Lrに発生する電力 VAが低下することを示しており、直流電源電圧 VDCを高くするほど使用するインダクタ 6を小形化できることを示してレ、る。

[0069] インバータ回路 2から共振負荷回路に供給される出力電圧はパルス幅変調波形であり、この波形には正弦波電圧の周波数成分とパルス電圧の周波数成分が含まれている。そして、振幅 1の三角波信号を振幅 0. 9の正弦波電圧で変調しているので、ィンバータ回路 2からの出力電圧の変調度も 0· 9である。すなわち、インバータ回路 2 力の出力電圧は図 22に示すような電圧波形となる。

[0070] ここに含まれる変調信号成分は、 Virms=VDC/ {2 2) · a、として表わすことができる。ここで、 Virmsは、インバータ回路 2の出力電圧に含まれる放電灯 7の点灯周波数 fs成分の実効値であり、 αは変調度である。

この実効値 Virmsを、定格負荷を使用した共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯 7の点灯周波数 fs成分の実効値 VLraisと略等しくなるように設定することで、直流電源電圧 VDCを高く設定することが可能になる。すなわち、実効値 VLrms はランプ電圧に相当するので、上記した例では VLrms= 113Vとなる。ひ = 0. 9となつているので、直流電源電圧 VDCは上記式から、 355Vとなる。この電圧値は設定できる直流電源電圧 VDCの略上限値になっている。なお、直流電源電圧 VDCを 355V よりも高くすると、必要なインダクタ成分 Lrやキャパシタ成分 Cfの設定が不可能になる [0071] このように、直流電源電圧 VDCを高く設定することができ、これにより、インダクタ成分 Lrに発生する電力 VAを小さくでき、共振負荷回路における回路損失を低減できる。また、インダクタ成分 Lrに発生する電力 VAを小さくできるので、使用するインダクタ 6も小型化できる。

[0072] (第 8の実施の形態）

この実施の形態は、図 6に示す回路構成の放電灯点灯装置において、例えば、放電灯 7の点灯周波数 fs = 20kHz、三角波信号源 22からの三角波信号に対する正弦波電圧源 21から発生する正弦波電圧の変調度を 0. 9、放電ランプが定格点灯してレ、るときのインピーダンスを負荷としたときの、点灯周波数 fsにおける共振負荷回路のインピーダンスの偏角を Odegとし、パルス電圧の周波数 fcを変化させたときの共振負荷回路のインダクタンス成分 Lrおよびスイッチング素子 3, 4の損失を求めたものでめる。

[0073] この結果を図 23に示す。この図力分かるように、バルス電圧の周波数 fc = 40kHz = 2 *点灯周波数 fsにおいて、インダクタ成分 Lrおよびスィッチ素子 3, 4の損失が極小となり、両損失の和も、パルス電圧の周波数 fc = 40kHz = 2 *点灯周波数 fsで極小となる。

[0074] また、パルス電圧の周波数 fc = 500kHz付近には、インダクタ成分 Lrの極小点がある力パルス電圧の周波数 fcはスイッチング周波数でもあるため、スイッチング損失が増加している。

[0075] 従って、スィッチ素子 3, 4のスイッチング損失 3, 4の両方の損失を大きく増加させないで、インダククタ成分 Lrおよびスィッチ素子 3、 4の両方の損失の低減を図るには、パルス電圧の周波数 fcが点灯周波数 fsの 5倍以下の範囲がよい。すなわち、本実施例ではパルス電圧の周波数 fc = 30kHz— 100kHzであり、好適範囲としては、 30 kHz— 50kHzである。

[0076] (第 9の実施の形態）

この実施の形態は前述した各実施の形態の放電灯点灯装置を備えた照明器具について述べる。

図 24は照明器具 100を示し、この照明器具 100は、照明器具本体 101のソケット 1 02に放電灯 103を取付け、内部に前述した各実施の形態のいずれかの放電灯点灯装置を放電灯点灯装置 104として組み込み、この放電灯点灯装置 104によって放電灯 103を点灯するようになっている。

[0077] このようにして、前述した各実施の形態の放電灯点灯装置を備えた照明器具が実現できる。すなわち電力変換効率の向上を図ることができる照明器具が実現できる。また、フィードバック制御する放電灯点灯装置を使用した場合は、さらに、インダクタ 6 を小さくしても放電灯を安定に点灯維持することができる照明器具が実現できる。

[0078] また、周波数 fs成分における出力電圧 Vsと周波数 fc成分における出力電圧 Vcとが、 Vs >Vcとなるように設定した放電灯点灯装置を使用した場合は、出力電圧の制御幅を充分に確保できる照明器具が実現できる。さらに、共振負荷回路のインピーダンスの、放電灯の点灯周波数 fsに対する偏角を一 lOdeg— 40degの間に設定することで、さらに、共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる放電灯の点灯周波数 fs成分の実効値 VLrmsとインバータ回路 2の出力電圧に含まれる放電灯の点灯周波数 fs 成分の実効値 Virmsとが略等しくなるように直流電源電圧を設定することで、回路損失を低減でき、インダクタを小型化できる照明器具が実現できる。

産業上の利用可能性

[0079] 本発明は、無効電力を低減できて電力変換効率の向上を図る放電灯点灯装置および照明器具に利用することができる。

Claims

請求の範囲

[1] スィッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；

インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数 fsで点灯される放電灯を備え、放電灯が定格動作してレ、るときのインピーダンスにおいて前記点灯周波数 fsに対する偏角カ 20deg 40degの間に設定されてなる共振負荷回路と；

放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スィッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；

を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。

[2] スィッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；

インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数 fsで点灯させる放電灯を備えた共振負荷回路と；

放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スィッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧の周波数 fcが前記点灯周波数 fsの 5倍以下の範囲に設定され、このパルス電圧のオン幅を前記点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行う制御回路と；

を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。

[3] スィッチ素子をオン、オフ制御して直流電源電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と；

インバータ回路から高周波電圧が供給され、インダクタ、キャパシタおよび所定の点灯周波数で点灯される放電灯を備えた共振負荷回路と；

放電灯に流れるランプ電流を検出するランプ電流検出手段と；

ランプ電流検出手段が検出するランプ電流量に応じてオン幅をパルス幅変調するのに使用する点灯周期に対応した正弦波電圧波形の周波数を、ランプ電流が一定になるように可変制御するフィードバック制御手段と；

を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。

[4] 前記制御回路は、スィッチ素子をオン、オフ駆動する駆動周波数を可変制御しな力 ¾前記放電灯に対し一定時間の予熱を行った後始動電圧の印加を一定時間行い、ランプ始動後は点灯維持制御を行い、少なくとも予熱時の基準駆動周波数力始動電圧印加時の基準駆動周波数への切換え時には周波数を徐々に変化させる制御を行い、点灯維持制御においては前記放電灯の点灯周期よりも短い周期で前記スィッチ素子をオン、オフ駆動するパルス電圧を連続的に生成し、このパルス電圧のオン幅を前記放電灯の点灯周期に対応した正弦波電圧の波形変化に応じてパルス幅変調し、前記インバータ回路から前記放電灯に略正弦波状の電流を供給する制御を行うことを特徴とする請求項 1ないし 3いずれか一に記載の放電灯点灯装置。

[5] 放電灯が定格動作しているときの共振負荷回路に発生する負荷電圧に含まれる、放電灯の点灯周波数 fs成分の実効値 VLrmsと、インバータ回路の出力電圧に含まれる、放電灯の点灯周波数 fs成分の実効値 Virmsとが、略等しくなるように、直流電源電圧を設定したことを特徴とする請求項 1記載の放電灯点灯装置。

[6] 制御回路は、パルス幅変調の変調度を 0. 8以上に設定したことを特徴とする請求項 1ないし 3いずれか一に記載の放電灯点灯装置。

[7] 請求項 1乃至 3のいずれか一に記載の放電灯点灯装置と；

放電灯点灯装置を有する照明器具本体と；

を備えたことを特徴とする照明器具。