JPS6330233Y2 - - Google Patents
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- JPS6330233Y2 JPS6330233Y2 JP1986199507U JP19950786U JPS6330233Y2 JP S6330233 Y2 JPS6330233 Y2 JP S6330233Y2 JP 1986199507 U JP1986199507 U JP 1986199507U JP 19950786 U JP19950786 U JP 19950786U JP S6330233 Y2 JPS6330233 Y2 JP S6330233Y2
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- JP
- Japan
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- circuit
- voltage
- motor
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- 230000000295 complement effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は負性インピーダンスによる電流制御方
式のモータ速度制御回路、特に起動時の制御特性
を併わせ高めることのできるモータ速度制御回路
に関する。
式のモータ速度制御回路、特に起動時の制御特性
を併わせ高めることのできるモータ速度制御回路
に関する。
一般に、上記のようなモータ速度制御回路は、
第１図にその原理を示す如く、制御すべきモータ
３の両端をそれぞれ電源Vccと制御回路４の出力
端子２との間に接続し、制御回路の基準電圧端子
１と電源Vcc間に抵抗Ｒを接続することによつて
構成される。この場合には、モータの端子電圧は
抵抗Ｒの基準電圧端子への流入電流I1による電圧
ドロツプVRと、制御回路４内に設けられた基準
電圧回路で発生する基準電圧との和の電圧に等し
くなるように制御される。すなわち、モータの負
荷変動に対応して生ずる回転数の変動によるモー
タ逆起電力の変化を検出し、基準電圧と比較し、
その誤差分で基準電圧端子への流入電流を制御回
路内で変化させて前記抵抗の電圧ドロツプVRを
変え、これによつてモーター端子電圧を負荷変動
に対応させて変化させモータの回転数を一定に制
御する方式である。例えば、モータの負荷が重く
なつた場合には、モータ流入電流IMが増し、それ
に対応して制御回路の基準電圧端子への流入電流
I1も増し、抵抗Ｒの電圧ドロツプVRを増加させて
モータ一端子電圧を上げ、これによつて負荷トル
クの増加分を打ち消すだけの回転トルクを得て、
モーターを定速回転させることができる。
第１図にその原理を示す如く、制御すべきモータ
３の両端をそれぞれ電源Vccと制御回路４の出力
端子２との間に接続し、制御回路の基準電圧端子
１と電源Vcc間に抵抗Ｒを接続することによつて
構成される。この場合には、モータの端子電圧は
抵抗Ｒの基準電圧端子への流入電流I1による電圧
ドロツプVRと、制御回路４内に設けられた基準
電圧回路で発生する基準電圧との和の電圧に等し
くなるように制御される。すなわち、モータの負
荷変動に対応して生ずる回転数の変動によるモー
タ逆起電力の変化を検出し、基準電圧と比較し、
その誤差分で基準電圧端子への流入電流を制御回
路内で変化させて前記抵抗の電圧ドロツプVRを
変え、これによつてモーター端子電圧を負荷変動
に対応させて変化させモータの回転数を一定に制
御する方式である。例えば、モータの負荷が重く
なつた場合には、モータ流入電流IMが増し、それ
に対応して制御回路の基準電圧端子への流入電流
I1も増し、抵抗Ｒの電圧ドロツプVRを増加させて
モータ一端子電圧を上げ、これによつて負荷トル
クの増加分を打ち消すだけの回転トルクを得て、
モーターを定速回転させることができる。
しかし乍ら、このような電流制御方式のモータ
制御回路では、モータの速度が定常に近くなつた
状態においては負荷の変動等によるも速度制御が
完全に行われるが、モータの起動時においては、
後に具体例を挙げて詳述するように、回路構成
上、出力トランジスタの性能に無関係に起動電流
が決まつてしまい、充分な起動トルクが得られな
いという欠点があつた。
制御回路では、モータの速度が定常に近くなつた
状態においては負荷の変動等によるも速度制御が
完全に行われるが、モータの起動時においては、
後に具体例を挙げて詳述するように、回路構成
上、出力トランジスタの性能に無関係に起動電流
が決まつてしまい、充分な起動トルクが得られな
いという欠点があつた。
本考案の目的は、簡単な回路の付加によつてモ
ータに大きな初期の起動トルクを与えることので
きる起動特性の改善されたモータ速度制御回路を
提供することにある。
ータに大きな初期の起動トルクを与えることので
きる起動特性の改善されたモータ速度制御回路を
提供することにある。
本考案によれば、第１の電圧比較回路と、該第
１の電圧比較回路の出力を増幅する対称電流回路
とを有し、上記第１の電圧比較回路の一方の入力
に基準電圧と前記対称電流回路によつて制御され
た発生電圧との和の電圧を加え、他方の入力に上
記対称電流回路の出力電圧を帰還して、上記対称
電流回路の出力側に接続されるモータの駆動電流
を制御するモータ速度制御回路において、上記第
１の電圧比較回路の２つの入力端子間に予め定め
られたしきい値をもつ第２の比較回路を接続し、
該第２の比較回路の出力と該第２の比較回路によ
り駆動される電流回路の出力とを上記対称電流回
路の入力部のトランジスタのベースおよびエミツ
タに相補的に加えることによつて上記モータの起
動トルクを高めるように制御することを特徴とし
たモータ速度制御回路が得られる。
１の電圧比較回路の出力を増幅する対称電流回路
とを有し、上記第１の電圧比較回路の一方の入力
に基準電圧と前記対称電流回路によつて制御され
た発生電圧との和の電圧を加え、他方の入力に上
記対称電流回路の出力電圧を帰還して、上記対称
電流回路の出力側に接続されるモータの駆動電流
を制御するモータ速度制御回路において、上記第
１の電圧比較回路の２つの入力端子間に予め定め
られたしきい値をもつ第２の比較回路を接続し、
該第２の比較回路の出力と該第２の比較回路によ
り駆動される電流回路の出力とを上記対称電流回
路の入力部のトランジスタのベースおよびエミツ
タに相補的に加えることによつて上記モータの起
動トルクを高めるように制御することを特徴とし
たモータ速度制御回路が得られる。
次に従来技術における負性インピーダンスを備
えた電流制御方式のモーター速度制御回路につい
て、第２図の具体例を参照して説明する。図にお
いて、一点鎖線でかこまれた４の部分は制御回路
を示しており、電圧リフアレンス回路６、誤差増
巾器（比較回路）７および出力回路８の３つの部
分より構成されている。誤差増巾器７では前記電
圧リフアレンス回路６で発生する基準電圧と入力
端子１の直列抵抗Ｒの電圧ドロツプとの和と、制
御回路４の出力端子電圧とが比較される。出力回
路８は対称電流回路を構成するカレントミラー回
路（トランジスタQ2，Q3）とその入力を駆動す
るトランジスタQ1を含むドライブ回路とから構
成されている。まず、平常時すなわち回転制御時
の動作について説明すると、比較回路７で基準電
圧ａと制御電圧ｂとの差分を検出し、ドライブ回
路に加えて出力段のカレントミラー回路を制御す
るように構成された閉ループによつて、モータの
端子電圧を一定に保ちつつモータを定速で回転さ
せるようにはたらかせる。
えた電流制御方式のモーター速度制御回路につい
て、第２図の具体例を参照して説明する。図にお
いて、一点鎖線でかこまれた４の部分は制御回路
を示しており、電圧リフアレンス回路６、誤差増
巾器（比較回路）７および出力回路８の３つの部
分より構成されている。誤差増巾器７では前記電
圧リフアレンス回路６で発生する基準電圧と入力
端子１の直列抵抗Ｒの電圧ドロツプとの和と、制
御回路４の出力端子電圧とが比較される。出力回
路８は対称電流回路を構成するカレントミラー回
路（トランジスタQ2，Q3）とその入力を駆動す
るトランジスタQ1を含むドライブ回路とから構
成されている。まず、平常時すなわち回転制御時
の動作について説明すると、比較回路７で基準電
圧ａと制御電圧ｂとの差分を検出し、ドライブ回
路に加えて出力段のカレントミラー回路を制御す
るように構成された閉ループによつて、モータの
端子電圧を一定に保ちつつモータを定速で回転さ
せるようにはたらかせる。
ここで、モーターの回転速度が変化する要素と
して温度、電源電圧およびモータ負荷の変動によ
る３つを主に挙げることができる。このうち、対
温度、対電源電圧については電圧リフアレンス部
の発生する基準電圧を、それらの状態に対し安定
な回路構成とすることで補償できる。第３の対モ
ータ負荷に対しては制御回路４モータ３並びに抵
抗Ｒより成る、いわゆるガバナー・モータの作用
によつて補正される。すなわち、第２図のように
構成されたモータ制御回路において、比較回路７
の入力をそれぞれａ，ｂとした時の電圧関係を第
３図によつて説明すると、まず、軽負荷制御時の
状態を示すａにおいては、カレントミラー回路に
よるモータ流入電流IMと比例した電流ICを制御回
路４の基準電圧端子１に接続された抵抗Ｒに流し
込むことによつて誤差増幅器７の２つの入力はバ
ランスしている。ここで、RaIMはモータの内部
抵抗によるドロツプ、Eaはモータの逆起電力、
Ic・ＲはＲをRaと電流比を等価に設定した時の
電圧ドロツプ、（Icc＋Is）Ｒは制御回路の基準端
子１から他の定電圧回路１１，１２等に流れ込む
電流によつて生じるＲの電圧ドロツプ、Vrは制
御回路内部の電圧リフアレンス部で生ずる基準電
圧である。次にモータに重負荷がかかると、図ｂ
に示すごとく、モータ流入電流が増し、モータの
内部抵抗のドロツプRaIMが大きくなるが、制御
回路４の基準端子１と電源間の抵抗Ｒはモータ内
部抵抗Raと比例関係をもたせてあるから、同じ
ように抵抗Ｒの電圧ドロツプも大きくなる。すな
わち、モータが重負荷になつても、モータ流入電
流を検出することによつて抵抗Ｒのドロツプを増
してモータの端子電圧を上げるから、負荷変動に
対してもモータの逆起電力を一定に保ち回転速度
を一定にすることができる。
して温度、電源電圧およびモータ負荷の変動によ
る３つを主に挙げることができる。このうち、対
温度、対電源電圧については電圧リフアレンス部
の発生する基準電圧を、それらの状態に対し安定
な回路構成とすることで補償できる。第３の対モ
ータ負荷に対しては制御回路４モータ３並びに抵
抗Ｒより成る、いわゆるガバナー・モータの作用
によつて補正される。すなわち、第２図のように
構成されたモータ制御回路において、比較回路７
の入力をそれぞれａ，ｂとした時の電圧関係を第
３図によつて説明すると、まず、軽負荷制御時の
状態を示すａにおいては、カレントミラー回路に
よるモータ流入電流IMと比例した電流ICを制御回
路４の基準電圧端子１に接続された抵抗Ｒに流し
込むことによつて誤差増幅器７の２つの入力はバ
ランスしている。ここで、RaIMはモータの内部
抵抗によるドロツプ、Eaはモータの逆起電力、
Ic・ＲはＲをRaと電流比を等価に設定した時の
電圧ドロツプ、（Icc＋Is）Ｒは制御回路の基準端
子１から他の定電圧回路１１，１２等に流れ込む
電流によつて生じるＲの電圧ドロツプ、Vrは制
御回路内部の電圧リフアレンス部で生ずる基準電
圧である。次にモータに重負荷がかかると、図ｂ
に示すごとく、モータ流入電流が増し、モータの
内部抵抗のドロツプRaIMが大きくなるが、制御
回路４の基準端子１と電源間の抵抗Ｒはモータ内
部抵抗Raと比例関係をもたせてあるから、同じ
ように抵抗Ｒの電圧ドロツプも大きくなる。すな
わち、モータが重負荷になつても、モータ流入電
流を検出することによつて抵抗Ｒのドロツプを増
してモータの端子電圧を上げるから、負荷変動に
対してもモータの逆起電力を一定に保ち回転速度
を一定にすることができる。
次に、モータの起動時における動作について説
明すると、一般にDCモータでは特性上起動時の
逆起電力は零より緩やかに増加するので、スター
トの瞬間では逆起電力も電流IMも零、トランジス
タQ3はオフとなり、制御回路の出力端子２には
ほぼ電源電圧Vccが発生する。この電圧は誤差増
幅器７の一端の電圧ｂとなる。又誤差増巾器７の
他端の電圧ａは電圧リフアレンス回路が働らいて
いるのでｂより低い電圧が発生する。この状態で
は誤差増幅器の２つの比較入力は、それぞれａ＝
Vcc−（VR＋Vr），ｂ≒Vccとなつて、その差は
大きい。しかし、これによつてカレントミラー回
路のトランジスタQ3のコレクタが導通状態とな
り、そこを流れる電流によつてモータは回転を始
める。一方、制御回路の基準端子１の電圧V1は、
トランジスタQ3の最大ドライブ時において、制
御回路内部の回路構成で決定される電圧値V1
（min）に降下する。したがつて、モータ起動電
流IMは前述の通り制御回路への流入電流のＩ部Ic
と比例関係を持たせているから、 I1（max）＝Vcc−V1（min）／Ｒ ＝Icc＋Ic（max）＋Is， ∴Ic（max）＝Vcc−V1（min）／Ｒ， （Ic（max）≫Icc＋Is） また、IM＝kIcであるから、 IM(nax)＝ｋ・Vcc−V1（min）／Ｒ となる。ここに、Icは抵抗Ｒからカレントミラー
回路のトランジスタQ2をとおつて流れるIMに比
例した電流、I1は抵抗Ｒを流れる全電流である。
第３図ｃは、上記のように、モータが最大起動電
流によつて加速されつつある時の誤差増幅器７の
２つの比較電圧ａおよびｂを示している。しか
し、この状態では、出力トランジスタQ3の特性
にほぼ無関係に、単にその回路構成のみによつて
モータの起動電流特性が決まつてしまうので、モ
ータに初期の起動トルクを充分に与えることがで
きない。
明すると、一般にDCモータでは特性上起動時の
逆起電力は零より緩やかに増加するので、スター
トの瞬間では逆起電力も電流IMも零、トランジス
タQ3はオフとなり、制御回路の出力端子２には
ほぼ電源電圧Vccが発生する。この電圧は誤差増
幅器７の一端の電圧ｂとなる。又誤差増巾器７の
他端の電圧ａは電圧リフアレンス回路が働らいて
いるのでｂより低い電圧が発生する。この状態で
は誤差増幅器の２つの比較入力は、それぞれａ＝
Vcc−（VR＋Vr），ｂ≒Vccとなつて、その差は
大きい。しかし、これによつてカレントミラー回
路のトランジスタQ3のコレクタが導通状態とな
り、そこを流れる電流によつてモータは回転を始
める。一方、制御回路の基準端子１の電圧V1は、
トランジスタQ3の最大ドライブ時において、制
御回路内部の回路構成で決定される電圧値V1
（min）に降下する。したがつて、モータ起動電
流IMは前述の通り制御回路への流入電流のＩ部Ic
と比例関係を持たせているから、 I1（max）＝Vcc−V1（min）／Ｒ ＝Icc＋Ic（max）＋Is， ∴Ic（max）＝Vcc−V1（min）／Ｒ， （Ic（max）≫Icc＋Is） また、IM＝kIcであるから、 IM(nax)＝ｋ・Vcc−V1（min）／Ｒ となる。ここに、Icは抵抗Ｒからカレントミラー
回路のトランジスタQ2をとおつて流れるIMに比
例した電流、I1は抵抗Ｒを流れる全電流である。
第３図ｃは、上記のように、モータが最大起動電
流によつて加速されつつある時の誤差増幅器７の
２つの比較電圧ａおよびｂを示している。しか
し、この状態では、出力トランジスタQ3の特性
にほぼ無関係に、単にその回路構成のみによつて
モータの起動電流特性が決まつてしまうので、モ
ータに初期の起動トルクを充分に与えることがで
きない。
次に、本考案によるモータ速度制御回路の実施
例を第４図の回路図を参照して説明する。図にお
いて、３はモータ、１０は制御回路、１は制御回
路１０の基準電圧端子、２は制御回路１０の出力
端子、Ｒは基準電圧端子１と電源端子Vccとの間
に接続された直列抵抗、１１は定電流源、１２は
電圧リフアレンス回路、１３は電圧比較回路、１
４は出力回路部を示しており、これ等の機能およ
び動作は第２図の従来例の回路と殆ど同じであ
る。制御回路１０には、更にトランジスタQ4と
Q5が設けられており、比較回路１３のｂ入力側
はトランジスタQ4のエミツタへ、ａ入力側はQ4
のベースへ接続されており、またトランジスタ
Q5のコレクタはQ4のエミツタに、ベースはQ4の
コレクタに接続され、エミツタは出力回路部１４
のカレントミラー回路のR1とトランジスタQ2の
エミツタとの間に接続されている。このような回
路によれば、モータ３の起動時において、電圧比
較回路１３の２つの入力ａおよびｂの電圧がアン
バランスになるのを利用して、トランジスタQ4
のベース−エミツタ間に電圧差が生ずると、トラ
ンジスタQ4とQ5で形成される第２の比較回路に
よつて抵抗R1に電流をIxだけ余分に流し込む。
これによつて、トランジスタQ2およびQ3のベー
ス電圧はR1・Ixだけ増加し、同時にトランジス
タQ3のエミツタ電流もその増加分だけ増加する。
この場合における電流IMの増加分ΔIMは、 ΔIM＝R1／R2・Ix＝ｋ・Ix，（ｋ＝R1／R2） となる。
例を第４図の回路図を参照して説明する。図にお
いて、３はモータ、１０は制御回路、１は制御回
路１０の基準電圧端子、２は制御回路１０の出力
端子、Ｒは基準電圧端子１と電源端子Vccとの間
に接続された直列抵抗、１１は定電流源、１２は
電圧リフアレンス回路、１３は電圧比較回路、１
４は出力回路部を示しており、これ等の機能およ
び動作は第２図の従来例の回路と殆ど同じであ
る。制御回路１０には、更にトランジスタQ4と
Q5が設けられており、比較回路１３のｂ入力側
はトランジスタQ4のエミツタへ、ａ入力側はQ4
のベースへ接続されており、またトランジスタ
Q5のコレクタはQ4のエミツタに、ベースはQ4の
コレクタに接続され、エミツタは出力回路部１４
のカレントミラー回路のR1とトランジスタQ2の
エミツタとの間に接続されている。このような回
路によれば、モータ３の起動時において、電圧比
較回路１３の２つの入力ａおよびｂの電圧がアン
バランスになるのを利用して、トランジスタQ4
のベース−エミツタ間に電圧差が生ずると、トラ
ンジスタQ4とQ5で形成される第２の比較回路に
よつて抵抗R1に電流をIxだけ余分に流し込む。
これによつて、トランジスタQ2およびQ3のベー
ス電圧はR1・Ixだけ増加し、同時にトランジス
タQ3のエミツタ電流もその増加分だけ増加する。
この場合における電流IMの増加分ΔIMは、 ΔIM＝R1／R2・Ix＝ｋ・Ix，（ｋ＝R1／R2） となる。
制御回路１０には更にトランジスタQ6，Q7お
よびそれに関連する抵抗R3，R4およびR5が追加
されている。この制御回路においては、トランジ
スタQ4の出力をトランジスタQ5とQ6で増幅し、
その出力をトランジスタQ2のエミツタに加える
とともに、トランジスタQ6のコレクタ電流の変
化をトランジスタQ7を介してトランジスタQ1の
ベースに加えるようにしている。これによつて、
トランジスタQ2とQ3のドライブを増強し、更に
大きな起動電流を流すことができる。
よびそれに関連する抵抗R3，R4およびR5が追加
されている。この制御回路においては、トランジ
スタQ4の出力をトランジスタQ5とQ6で増幅し、
その出力をトランジスタQ2のエミツタに加える
とともに、トランジスタQ6のコレクタ電流の変
化をトランジスタQ7を介してトランジスタQ1の
ベースに加えるようにしている。これによつて、
トランジスタQ2とQ3のドライブを増強し、更に
大きな起動電流を流すことができる。
第５図は本考案による第２の実施例の回路図を
示したものである。この回路は、前記第１の実施
例の回路図に見られるトランジスタQ7に、さら
にトランジスタQ8を付加したものであり、これ
によつてトランジスタQ1のベースに与える電圧
の変化を更に拡大することができる。
示したものである。この回路は、前記第１の実施
例の回路図に見られるトランジスタQ7に、さら
にトランジスタQ8を付加したものであり、これ
によつてトランジスタQ1のベースに与える電圧
の変化を更に拡大することができる。
以上、実施例の説明によつて明らかなように、
本考案のモータ速度制御回路によれば、モータの
使用状態における定速制御は勿論のこと、モータ
の起動時においても速応的に大きな起動トルクを
与えて、起動特性の改善を計つた点において、そ
の利用価値は大きい。
本考案のモータ速度制御回路によれば、モータの
使用状態における定速制御は勿論のこと、モータ
の起動時においても速応的に大きな起動トルクを
与えて、起動特性の改善を計つた点において、そ
の利用価値は大きい。
第１図は従来の負性インピーダンスによる電流
制御方式のモータ速度制御回路の基本原理図、第
２図は、第１図の具体的な従来例を示す回路図、
第３図ａ，ｂおよびｃは、第１図の従来例におけ
るモータのそれぞれ軽負荷、重負荷および起動時
の制御電圧の関係を示す図、第４図は本発明によ
るモータ速度制御回路の第１の実施例を示す回路
図、第５図は同じく第２の実施例を示す回路図で
ある。 図において、１は基準電圧端子、２は出力端
子、３はモータ、１０，１０′は制御回路、１１
は定電流回路、１２，１２′は電圧リフアレンス
回路、１３は誤差増幅器（電圧比較回路）、１４
は出力回路、Ｒは電圧降下用の抵抗、Q2，Q3は
カレントミラ回路（対称電流回路）のトランジス
タ、Q4〜Q8は第２の比較回路のトランジスタで
ある。
制御方式のモータ速度制御回路の基本原理図、第
２図は、第１図の具体的な従来例を示す回路図、
第３図ａ，ｂおよびｃは、第１図の従来例におけ
るモータのそれぞれ軽負荷、重負荷および起動時
の制御電圧の関係を示す図、第４図は本発明によ
るモータ速度制御回路の第１の実施例を示す回路
図、第５図は同じく第２の実施例を示す回路図で
ある。 図において、１は基準電圧端子、２は出力端
子、３はモータ、１０，１０′は制御回路、１１
は定電流回路、１２，１２′は電圧リフアレンス
回路、１３は誤差増幅器（電圧比較回路）、１４
は出力回路、Ｒは電圧降下用の抵抗、Q2，Q3は
カレントミラ回路（対称電流回路）のトランジス
タ、Q4〜Q8は第２の比較回路のトランジスタで
ある。
Claims (1)
- 第１の電圧比較回路と、該第１の電圧比較回路
の出力を増幅する対称電流回路とを有し、前記第
１の電圧比較回路の一方の入力に基準電圧と前記
対称電流回路によつて制御された発生電圧との和
の電圧を加え、他方の入力に前記対称電流回路の
出力電圧を帰還して、前記対称電流回路の出力側
に接続されるモータの駆動電流を制御するモータ
速度制御回路において、前記第１の電圧比較回路
の２つの入力端子間に予め定められたしきい値を
もつ第２の比較回路を接続し、該第２の比較回路
の出力と該第２の比較回路により駆動される電流
回路の出力とを前記対称電流回路の入力部のトラ
ンジスタのベースおよびエミツタに相補的に加え
ることによつて前記モータの起動トルクを高める
ように制御することを特徴としたモータ速度制御
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986199507U JPS6330233Y2 (ja) | 1986-12-25 | 1986-12-25 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1986199507U JPS6330233Y2 (ja) | 1986-12-25 | 1986-12-25 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62182089U JPS62182089U (ja) | 1987-11-18 |
| JPS6330233Y2 true JPS6330233Y2 (ja) | 1988-08-12 |
Family
ID=31161198
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1986199507U Expired JPS6330233Y2 (ja) | 1986-12-25 | 1986-12-25 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6330233Y2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5469708A (en) * | 1977-11-14 | 1979-06-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Speed controller for dc motor |
-
1986
- 1986-12-25 JP JP1986199507U patent/JPS6330233Y2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5469708A (en) * | 1977-11-14 | 1979-06-05 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Speed controller for dc motor |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62182089U (ja) | 1987-11-18 |
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