JPS6323572A - 振動波モーター装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は振動波モーターに関し、特にフェーズロックド
ループにてモーターの駆動周波数制御を行なう振動波モ
ーターの駆動回路に関する。

〈従来技術〉 振動波モーターの駆動回路としてフェーズロックドルー
プを利用しモーターを常に共振周波数で駆動する様なし
た駆動回路としては本願出願人が例えば特願昭６０−２
２６５６６号として先に提案している。

第１図は上記駆動回路を示す回路図で、まず該従来回路
について説明する。

図において、ｌは表面上に電歪素子が配される固定子、
１−１．　　］−２，１−３は電極を示している。

該固定子上の電極構成としては第２図の如（配されてお
り電極１−１，１−２は固定子の表面に分極処理された
２群の電歪素子上にそれぞれ位置し、互いに９０°位相
が異なる周波電圧を各群の電歪素子に印加する駆動電極
である。電極１−３は上記駆動電極１−１．，１−２と
は電気的に絶縁された電歪素子上に配され、該電歪素子
出力にて固定子の振動状態を検知するためのモニター電
極である。又、１−４は電極１−１．　１−２．１−３
に対する共通電極である。第１図に戻り、７，８はアン
プ、１０．１１はコイルで前記駆動電極１−１．１−２
に接続されている。

１７は電極１−１に接続され、該電極の正弦波を整形し
てロジックレベルのパルスに変換するコンパレーターで
ある。又２はモニター電極の出力波形（正弦波）をロジ
ックレベルのパルスに変換するコンパレータである。１
２はその一方の入力端を前記コンパレーター２の出力と
接続すると共に他方の入力端をインバーター１８と接続
するフェイズコンパレーター（位相比較回路）で例えば
ＵＳＰ４，２９１．．２７４号等にて周知であり、その
詳細な説明は省略するが入力信号の位相差を検知して位
相差が存在する場合のみ出力を発生するものである。

該コンパレーター１２のブロック構成及び入力出力特性
は第３図及び第４図に示す通りであり、入力端Ｒへの入
力パルス（立上り信号）が入力端Ｓへの立上り信号より
先に入力された場合には立上り信号差の期間のみ出力は
Ｖｃｃ　（ハイレベル信号以下Ｈと称す。）となり、上
記入力端Ｓへの立」ニリ信号の入力にて出力はオープン
状態（高インピーダンス状態）となる。

又入力端Ｓへの入力パルス（立上り信号）が入力端Ｒへ
の立上り信号より先に入力された場合には立上り信号期
間出力はグランドレベル（ロウレベル以下りと称す）と
なる。

又、出力がＨ又はＬを示す場合以外はオープン状態とな
るものである。よって、位相差がゼロの時には出力はオ
ープン状態のまま保持される。

４はローパスフィルターでコンパレーター１２の出力を
平滑化している。５はデユティ比５０％の信号を入力電
圧に応じた周波数で出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ＞
で、その入力はローパスフィルター４の出力に接続され
ている。該ＶＣＯ５の入力電圧と出力周波数は１次関数
の関係にあり電圧が高くなる程高周波出力となる。

又、ＳＳＭの真の共振周波数以外の共振周波数にロック
されるのを防止するためにＶＣＯ５は発振周波数に制限
をかけられている。例えばＳＳＭの真の共振周波数を４
．０　Ｋ　Ｈｚとし、となりの共振周波数を３８　Ｋ　
Ｈｚ及び４２　Ｋ　Ｈｚだとすると、ＶＣＯ５の周波数
は３８　Ｋ　Ｉ−１ｚと４２　Ｋ　Ｈｚを含まない３８
〜４２ＫＨ２の範囲で発振する様制限されている。

１９はＶＣＯ５の出力を３２分周する分周回路で、該分
周回路の出力はアンプ７、コイル１０を介して電極１−
１に印加される。又分周回路１９の出力は８段のシフト
レジスター２０のＤ入力端に接続されている。該レジス
ター２０のクロック端子には」二記ＶＣＯ５の出力がク
ロックパルスとして入力されている。分周回路１９の出
力パルスに対するＶＣＯ５の周波数は３２倍となってい
るため、レジスター２０に対するＤ入力とクロックパル
スとの関係も３２倍となっておりシフトレジスター２０
の出力Ｑ８はＤ入力信号に対して９０°ずれた（遅れた
）パルスが出力されることとなる。尚ＶＣＯ５の発振周
波数はＳＳＭの共振周波数の３２倍に設定している。

２５は８段のシフトレジスターで、該レジスターのＤ入
力端には」二記コンパレーター１７の出力が入力され、
又クロック入力には上記ＶＣＯ５の出力が入力されてい
るため、出力端Ｑ８からはＤ入力端への入力信号に対し
て９０°遅れたパルスが出力される。即ち、分周回路１
９の出力パルスとコンパレーター１７の出力パルスは同
一の位相関係のパルスとなるため、該パルスをＤ入力と
して入力し、ＶＣＯ５の出力をクロックとして入力する
シフトレジスター２５の８段目の出ノアＱｌｌ＋として
はＤ入力信号、即ち電極１−１の信号に対して９０°遅
れたパルスとなる。

上記シフトレジスター２５の出力Ｑ８はインバーター１
８を介してフェーズコンパレーター１２のＳ入力に入力
されている。尚、電極１−１と電極１−３の配置関係と
しては９０°ずれた位置関係にあり、又ＶＣＯ５の出力
周波数をＳＳＭの真の共振周波数に対する両側の共振周
波数の範囲内となる様その出力周波数帯が制限されてい
るものとする。

該構成に係るＳＳＭの動作について説明する。

一般にＳＳＭにおいてはその共振状態では駆動電極１−
１又は１−２とモニター電極１−３の位置関係に応じて
電極１−１又は１−２の駆動信号の位相とモニター電極
１−３からの信号の位相が特定の関係、即ち電極間の位
置的位相関係と電極における信号の位相関係が同一位相
差関係を示すものであり、ＳＳＭを共振駆動するための
には上記位相関係を保持さぜれば常に共振駆動すること
が出来る。該第１図のＳＳＭにあっては電極１−１と電
極１−３とは９０’ずれて配設されているため電極１−
１と電極１−３の波形も９０°ずれる様制御すれば共振
駆動とすることが出来、第１図のＳＳＭてはコンパレー
ター１２にて電極１−３と、電極■−１における波形の
位相を検知に常にこの位相が９０°ずれる様制御してい
る。

以下、その動作につき説明する。

ＶＣＯ５は所定の周波数の５０％デユーティのパルスを
送出し分周回路１９にて該パルスが３２分周された上ア
ンプ７、コイルｌＯ１電極１−１を介して固定子ｌ上の
第１群の電歪素子に印加される。尚、この際コイルｌＯ
１電極１−１１固定子１から成る共振回路の作用にて電
極１−１より印加される信号は正弦波となり電歪素子に
は正弦波が印加される。

一方、分周回路１９の出力はシフトレジスター２０のＤ
入力に印加されると共に該レジスター２０のクロックパ
ルスとしては上記ＶＣＯ５の出力パルスが与えられてい
るので、レジスター２０のＱ８出力からは分周回路１９
の出力パルスに対して９０°位相のずれたパルスが出力
され、アンプ８、コイル１１、電極１−２を介して正弦
波として第２群の電歪素子に印加される。今、電極１−
１．１−２を介して印加される正弦波がＳＳＭの共振周
波数であったとすると、位相の異なる各群の電歪素子に
上述の如く９０°位相差の周波電圧がそれぞれ印加され
るので固定子ｌの表面には進行性の振動波が発生し、該
固定子に摩擦接触している移動体が、該進行性振動波に
て駆動され回動する。

又、該固定子の振動状態は電極１−３に接続している電
歪素子にて振動を表わす周波電圧に変換されこれがモニ
ター電極で検出されコンパレーター２にてパルスに変換
された土コンパレーター１２のＲ入力に伝えられる。一
方電極ｌ−１の波形はコンパレーク−１７にてパルスに
変換されレジスター２５のＤ入力に伝えられる。該レジ
スター２５のシフトクロックパルスは上記ＶＣＯ５から
のパルスであるため、シフトレジスター２５の出力Ｑ８
からは電極１−１の波形に対して９０°位相の遅れたパ
ルスとなり、該パルスインバーター１８にて反転されフ
ェーズコンパレーター１２のＳ入力に伝わる。

上記の如くレジスター２５の出力Ｑ８のパルスはアンプ
７への印加パルスを第５図（ａ）とすると第５図（ｂ）
の如＜９０°遅れたパルスとなり、該パルスがインバー
ター１８にて反転の上コンパレーター１２のＳ入力に伝
わるので該コンパレーター１２のＳ入力へのパルスは第
５図（Ｃ）の如く第５図（ａ）のパルスに対して９０°
進んだパルスとなる。

よって、該コンパレーター１２のＳ入力へのパルスとコ
ンパレーター１２のＲ入力へのパルスとの位相が一致す
れば電極】−３と電極１−１間に９０°位相差が生じて
いることとなり、共振状態であることが検知されること
となる。又、コンパレーター１２はその入力端ＲとＳへ
の入力信号位相が一致していればその出力をオープン状
態に保持しているのでＶＣＯ５はその発振状態を保持し
続けることとなり、共振周波数で駆動され続ける。

又、ＳＳＭが共振状態にない場合には電極１−３からの
信号が電極１−１の信号に対して９０°位相ずれ状態か
ら前後にずれることとなる。よって、この場合にはコン
パレーター１２のＲ及びＳ入力端へのパルス位相は一致
しなくなり、例えば第４図に示す如くコンパレーター１
２のＲ入力端へのパルスの立ち」ニリ信号がＳ入力端へ
のパルスの立ち」ニリ信号よりも先に発生している場合
は上記立ち」ニリ信号差分コンパレーター１２の出力は
Ｈとなり、又逆にＳ入力端への立ち上り信号がＲ入力端
への立ち上り信号よりも先に発生している場合は立ち上
り信号差分コンパレーター１２の出力はＬとなる。よっ
て、コンパレーター２のパルス、即ち電極１−３からの
波形の位相がインバーター１８からのパルスの位相に対
して進んだ状態となると、即ち、電極１−１と１−３の
波形の位相差が９０°以」二となるとその位相差期間分
コンパレーター１２の出力はＨとなり該Ｈはローパスフ
ィルター４を介してＶＣＯ５に入力され、ＶＣＯ５への
入力電圧増加し、その分ＶＣＯ５の発振周波数が高くな
る。ＶＣＯ５の発振周波数が高（なる程、即ち、電極１
−１　、　１．−２への駆動周波数が高くなる程電極１
−１に入力される信号は電極１−３に発生する信号より
も位相が進む方向に変化する特性を有しているため、上
記電極１−１と１−３との位相差が９０°方向へ制御さ
れる。

又、逆に電極１−１と１−３の位相差が９０°以内とな
るとコンパレーター１２のＳ入力端の立ち上り信号の方
がＲ入力端への立ち上り信号に比して先に発生するため
、その位相差分コンパレーター１２の出力はＬとなりＶ
ＣＯ５の発振周波数が低下するため電極１．−１．１−
２への駆動周波数も低くなり、電極１−１と１−３の波
形の位相が増大し電極１−１と１−３との位相差が９０
°方向へ移行する。

この様に電極１−１と１−３の波形の位相差検知がなさ
れ、この位相差が常に９０°　となる様ＳＳＭの駆動周
波数が制限され、ＳＳＭは常に共振状態にて駆動制限さ
れることとなる。

以上の如（構成された第１図のＳＳＭではその共振周波
数が信号の位相比較によるフェーズロックドループにて
常にＳＳＭの真の共振周波数となる様制御されるのであ
るが、ＶＣＯ５の構成上温度変化等環境変化の影響を受
は易（ＳＳＭの真の共振周波数以外の他の共振周波数に
ロックされるおそれがある。第６図は上記ＶＣＯ５の具
体的構成を示した回路図で、５−１はオペアンプ、５−
２．５−６゜５−７　、　５−８．、　５−９はＮＰＮ
型トランジスター、　　　□５−３　、　５−４．　、
　５−５はＰＮＰ型トランジスター、５−１０．５−１
６は抵抗、５−１１はコンデンサ、５−１４．．５−１
５はナントゲート、５−１７は定電流源をそれぞれ示し
ている。ＶＣＯ５の入力はオペアンプ５−１の■入力で
あり、該アンプ５−１のＯ入力はトランジスター５−２
のエミッタと抵抗５−１Ｏの一方に接続され、又該抵抗
５−１０の他方は、ＧＮＤに接続されている。上記オペ
アンプ５−１、トランジスター５−２、抵抗５−１０に
て電圧電流変換回路を構成しアンプ５−１に入力される
電圧に応じた電流をトラジスタ−５−２のコレクタに流
す。

トランジスター５−２のコレクタはトランジスター５−
３のコレクタとベース、トランジスター５−４゜５−５
のベース、更には定電流源５−１７に接続されており、
トランジスター５−３．　５−４．　５−５はカレント
ミラー回路を構成している。

又、トランジスター５−４のコレクタは、トランジスタ
ー５−６および５−７のコレクタ及びトランジスター５
−７．　５−８．　５−９のベースに接続されている。

トランジスター５−５のコレクタはトランジスター５−
８．５−９のコレクタ及びコンパレーター５−１２の○
入力と５−１３の■入力、更にはコンデンサー５−１１
と接続されている。コンパレーター５−１２の■入力に
は基準電圧Ｖ、が、又５−１３のＯ入力は基準電圧Ｖ２
　（Ｖｌ　＞　　Ｖ２）が印加されコンパレーター５−
１２の出力はナントゲート５−１４の一方の入力に、又
ゲート５−１４の他方の入力にはナントゲート５−１５
の出力が接続されている。コンパレーター５−１３の出
力はナントゲート５−１５の一方の入力に、又ゲート５
−１５の他方の入力にはゲート５−１４の出力につなが
れている。

該ゲート５−１．４．　５−１５にてフリップフロップ
が構成され、フリップフロップのター）５−１５の出力
は抵抗５−１６を介してトランジスター５−６のベース
に印加されている。

」二記構成に係るＶＣＯ５の動作について述べる。

上記フィルター４の出力は■ＣＯのアンプ５−１に入力
されるため、抵抗５−ＩＯにはフィルター４の出力電圧
に応じた電流が流れトランジスター５−２のコレクタ端
子に該電流を形成する。即ちアンプ５−１、抵抗５−１
０、トランジスター５−２はフィルター出力を電流に変
換する電圧−電流変換回路を構成する。詳述するとフィ
ルター４の出力がＶであったとすると、抵抗５−１０に
は該電圧Ｖが印加されるので抵抗５−ＩＯの抵抗値をＲ
とすると、■ ｉｌ−−なる電流が流れ、この電流がトランジスター５
−２のコレクタ端子に形成される。又定電流源５−１７
の定電流を１２とすると、この１２と上記ｉ、との合成
電流Ｉがトランジスター５−３から供給されることとな
りカレントミラー回路を構成するトランジスター５−４
．　、　５−５の電流も上記■となる。

今トランジスター５−６がオフであり、かつコンデンサ
ー５−１１が充電状態にあるものとする。

この状態ではトランジスター５−４に流れる電流が全て
トランジスター５−７に流れるため、トランジスター５
−７とカレントミラー回路を構成するトランジスター５
−８．５−９にもそれぞれトランジスター５−７に流れ
る電流値と同一の電流が流れる。

この結果、トランジスター５−５に流れる電流値とトラ
ンジスター５−８．５−９にそれぞれ流れる電流値が同
一となるため、コンデンサー５−１１からは上記トラン
ジスター５−５に流れる電流漬方の電流が流出しコンデ
ンサー５−１１は該トランジスター５−５に流れる電流
値、即ち」二記Ｉにて放電される。

これにてコンデンサー５−１１の電位は低下し基準レベ
ルＶ２以下となるとコンパレーター５−１３の出力がＬ
となりフリップフロップを構成するナントゲート５−１
５の出力Ｈとなる。このためｌ・ランシスター５−６が
オンとなる。該トランジスター５−６がオンとなること
にてトランジスター５−４に流されていた電流が全てグ
ランドに流れると共にトランジスター５−７．　５−８
．　５−９がオフとなる。

よって、この場合はトランジスター５−５に流れる電流
、即ち上記■にてコンデンサー５−１１が定電流充電さ
れコンデンサー−５−１１の電位が上昇し基準Ｖ、に達
する。これにてコンパレーター５−１２が反転し出力を
Ｌとなすため、ナンドゲ−１−５−１５の出力をＬとな
しトランジスター５−６を再びオフとなす。この後再び
上記放電が行なわれ以後上記の充放電が繰り返し実行さ
れる。

上述の如＜　ｖＣＯ５はコンデンサー５−ＩＪに対する
入力電圧に対応した電流値Ｉによる充放電を絞り返し、
その出力として上記入力電圧に対応した周波数で、かつ
５０％デユーティのパルスを送出する。

上記第１図にあっては第６図構成のｖＣＯ５の」二記パ
ルスを分周回路１９にて分周し、周波数を１／３２とし
だ上電極１．−１に駆動信号を印加しているので、ＳＳ
Ｍの共振周波数を例えば４０ＫＨｚとした場合ＶＣ０５
の周波数は４０ＫＨｚＸ３２＝１．２８ＭＨｚと非常に
高い周波数を形成している。該ＶＣＯ５の出力パルスの
周波数は上述の如＜　ｖＣＯ５のコンデンサ−５−１１
に対する一回の充放電時間で決定されるので、上記１　
、２８　Ｍ　Ｈｚを形成するためにはコンデンサー５−
１１の１回当りの充電又は放電時間はｌ／１．２８ＭＨ
ｚＸ１／２＝３９０ｎｓｅｃとなる。ここでｖＣＯ５の
充放電に際してトランジスター５−６〜５−９、コンパ
レータ５−１２．　５−１．３、ナンドグー）５−１４
．　５−１．５が反転して充放電の切換えを行なってい
るので、その切換えに必要な時間として通常状態下で５
０ｎｓｅｃ必要とするとコンデンサー５−１１の実際の
充電又は放電時間としては３９０−５０＝３４０ｎｓｅ
ｃとなる。

一方上記素子５−６〜５−９．５−１２〜５−１５の切
換え時の反転動作は環境あるいはｖＣＯ５への電源電圧
Ｖｃｃの変化により影響され、その切換え時間が環境等
の変化にて通常状態下での５０ｎｓｅｃから変化する。

今、この切換時間を５０ｎｓｅｃから５９０ｎｓｅｃに
環境変化で変化した場合を考えて見る。

この場合には切換え時間を含むコンデンサー５−１１の
１回当りの充又は放電時間は３４．０＋９０＝４３０ｎ
ｓｅｃとなり、ｖＣＯ５の周波数は１．　／　４−３０
　Ｘ　２ｎｓｅｃ　＝１、　、１６２７　Ｍ　Ｈｚとな
り、このｖＣＯ５の出力を分周回路１９にて３２分周し
た周波数は３７　、２　Ｋ　Ｈｚとなる。

上述の様にして通常状態において４０　Ｋ　ＨｚでＳＳ
　　Ｍを駆動していても環境変化により上述の如（３７
，２ＫＨｚに変化してしまう。このためＳＳＭの真の共
振周波数以外の共振周波数に移行しない様ＶＣＯ５の周
波数範囲を３８〜４２　Ｋ　Ｈｚに制限しているにもか
かわらずｖＣＯ５の自走周波数が３７　、２　Ｋ　Ｈｚ
と上記範囲を脱してしまいコンパレーターＩ２、ｖＣＯ
５、等によるＳＳＭの共振周波数制御が真の共振周波数
にロックされる恐れがある。

」二記ＶＣＯ５の自走周波数の変化は第６図のものに限
って起きるものでなく他の構成によるｖＣＯにあっても
同様であり、ｖＣＯ５の周波数変化によるＳＳＭの真の
共振周波数からの逸脱がＳＳＭの動作に対して不都合を
生じさせるものである。

〈発明の目的〉 本発明は上述の事項に鑑みなされたもので、ｖＣＯの出
力を分周することな（直接駆動周波数として使用するこ
とにて、ｖＣＯの充放電の切換え時間が環境変化によっ
て変動した場合でも駆動周波数の太ｌ］な変化を防止し
、単にモーターを真の共振周波数にてフェーズロックド
ループ制御可能ならしめた振動波モーターの駆動回路を
提供せんとするものである。

〈実施例〉 第７図は本発明に係る振動波モーターの駆動回路の一実
施例を示す回路図で、第１図示の従来回路と同一構成部
には同一記号を附しである。図において６は入力ポート
ＰＢＯ及び出カポ−１−ＰＡＯ〜Ｐ　Ａ、　３、ＰＣＯ
を有するマイクロコンピュータ−であり、該コンピュー
ター６の出力ポートＰＡＯ〜ＰＡ３はｖＣＯ５に入力し
ている。ｖＣＯ５はコンピューター６の出力ポートＰＡ
Ｏ〜ＰＡ３の出力に応じて発振周波数を決定する。

２６は一方の入力２６−２をコンパレーター１２の出力
に入力し、他方の入力２６−３をｖＣＯ５の出力に入力
するマルチプレクサ−で、該プレクサーはコンピュータ
ー６の出力ポートＰＣＯに接続し、該ボートＰＣＯから
１１が送出された際に入力２６−２を選択して該入力２
６−２への入力信号を出力２６−４に送出し、又ポート
ＰＣＯからＬが送出された際に入力２６−３を選択し、
該入力２６−３への入力信号を出力２６−４から送出さ
せる。

９はＳＳＭの回転を検知してＳＳＭが回転している時に
パルス等を発生し出力を変化させる駆動検知回路で、該
回路の出力はコンピューター６の入力ポートＰＢＯに入
力している。コンピュータ６は一定時間内に入力ポート
ＰＢＯへの入力信号の変化があるか否かを検知して一定
時間内に変化が検知されない時には出力ポートＰＡＯ−
ＰＡ３からの出力（バイナリ−コード）を変化させる。

尚、出力ポートＰＡＯ〜ＰＡ３の出力は初期状態では全
て０゛′となっており、」二記検知にて一定時間内に入
カポ−）　ＰＢＯへの入力信号変化が認められない時に
は出力ポートをバイナリ−コードで変化させる。又、ｖ
ＣＯ５は出力ポートＰＡＯ〜ＰＡ３のバイナリ−コード
が大となる程出力周波数を増大させる様構成されている
と共に出力ポートＰＡＯ−ＰＡ３の出力変化によるｖＣ
Ｏ５の周波数の変化量はコンパレーク−１２、フィルタ
ー４、ｖＣＯ５にて構成されるフェーズドロックループ
におけるロックレンジよりも小さく、かつロックレンジ
内にはＳＳＭの真の共振周波数以外の共振点は含まない
様ロックレンジが設定されている。

１３は、１２と同一のコンパレーター、１４は４と同一
のフィルター、１５は５と同様のｖＣＯで、該ＶＣＯ１
５の出力は３２分周回路１９に入力し、その出力はコン
パレーター１３の入力に接続されている。

２５は８段のシフトレジスターてＤ入力はコンパレータ
ー１７の出力と接続し、クロック入力端は上記Ｖ　ＣＯ
］、　５の出力と接続され、又８段目の出力Ｑ８はイン
バーター１８を介してコンパレーター１２のＳ入力に接
続されている。１６はレジスター２５と同一の８段のシ
フトレジスターで、そのＤ入力はｖＣＯ５の出力に接続
し、クロック端子をｖＣＯ１５の出力に接続し、更に８
段目の出力Ｑ８をアンプ８に入力している。

次いで、該第７図示の本発明に係る駆動回路の動作につ
いて説明する。

不図示の電源スィッチをオンすることてに回路の給電が
なされる。これにてコンピューター６が作動を開始する
。第８図はコンピューター６の作動プログラムを示すフ
ローチャートで、コンピューター６は電波スイッチのオ
ンにて出力ポートＰＣＯからＬを送出すると共に出力ポ
ートＰＡＯ−ＰＡ３の出力を全てＬとなす。

この状態にあってはマルチプレクサ−２６の入力２６−
３が選択され入力２６−２が非選択状態となるのて、Ｐ
ＣＯ５はコンパレーター１２の出力に基づく発振周波数
決定動作が禁止され、代ってコンピューター６の出力ポ
ートＰＡＯ〜ＰＡ３の出力に基づく周波数決定動作がな
される。

今、出力ポートＰＡＯ〜ＰＡ３の出力は全てＬであるの
で、ＶＣＯ５はその発振周波数の下限で発振する。尚、
この時ＶＣＯ５の出力がマルチプレクサ−２６を介して
フィルター４に入力するが、ＶＣＯ５の出力パルスのデ
ユーティは５０％になっているため、ＶＣＯ５の出力周
波数とは無関係にＶＣＯ５の出力パルスの振巾のｌ／２
の電位がフィルター４に入力し、これがＶＣＯ５の入力
電位となるため、ｖＣＯ５はコンピューター６の出カポ
−）ＰＡ、Ｏ〜ＰＡ３の出力に基づいてその出力周波数
が決定される。

この様にしてＶＣＯ５が作動を開始した後コンピュータ
ー６は駆動検知回路９の出力状態を入力ポートＰＢＯに
入力し、これをコンピューターに内蔵されるＡレジスタ
ーに入力する。

次いでコンピューターに内蔵されるＢレジスターに定数
ｎを設定し、再度入力ポートＰＢＯの入力データーを検
知し、この検知データーとＡレジスターの内容が一致し
ていればＢレジスターの内容から１を引く。ＳＳＭが駆
動状態にない時には駆動検知回路９の出力に変化がない
ので、上記Ａレジスターとの一致検知動作では一致が検
知され上述のＢレジスターのデーターｎに対して１を引
く演算ｎ−１がなされ、これがＢレジスターに入力する
。

次いでＢレジスターの内容が上記演算にてセロとなった
か否か判別されゼロとなっていない時には再度入力ポー
トＰＢＯの入力データが検知され、これとＡレジスター
の内容との一致検知動作がなされる。以後ＳＳＭが駆動
状態にない時には上記動作がＢレジスターの内容が上記
−１演算にてゼロとなるまで、即ちｎ回繰り返し実行さ
れる。

これらの一連の動作はＳＳＭが駆動されたか否かを一定
時間検知する動作であり、この一連の動作結果としてＳ
ＳＭが駆動されていない時にはコンピューター６の出力
ポートＰＡＯ〜ＰＡ３の出力バイナリ−コードを１増加
させる。これによりＶＣＯ５の周波数が増大し、以後上
述の一連の動作が繰り返し実行される。即ちコンピュー
ター６は駆動検知回路９の出力状態が一定時間変化しな
い時には一定時間ごとにＶＣＯ５の周波数を順次増大さ
せ、ＶＣＯ５の発振周波数をＳＳＭの共振周波数に近づ
けて行く。

上記の動作にて駆動検知回路９の出力状態が初期にＡレ
ジスターに入力されたデーターに対して変化した際、即
ち、ＶＣＯ５の発振周波数がＳＳＭの真の共振周波数に
近づいてコンパレーター１２、フィルター４、ＶＣＯ５
から成るフェーズドロックループのロックレンジ内に入
ってＳＳＭが非駆動状態が駆動状態へ移行すると、以後
出力ポートＰＡＯ〜ＰＡ３の出力状態の更新を禁止し出
力ポートＰＡＯ〜Ｐ　Ａ、　３の出力をその状態に保持
すると共にコンピューター〇は出力ポートＰＣＯからＨ
を送出する。

これにより、マルチプレクサ−２６は入力２６−２への
入力端を出力２６−４から送出する。

該ＶＣＯ５の出力パルスはアンプ７、コイル１０を介し
て電極１−１に印加される共にコンパレーター１３のＲ
入力に印加される。

コンパレーター１３、フィルター１４、Ｖ　ＣＯ］、　
５は第１図のコンパレーター１２、フィルター４、ＶＣ
Ｏ５と同様に作動し、コンパレーター１３のＲ及びＳ入
力へのパルスの位相を一致させる様制御するため、コン
パレーター１３のＲ及びＳ入力のパルスは同パルスとな
る。又分周回路１９はＶＣＯ１５のパルスを３２分周し
ているので、■Ｃ０１５の出力パルスの周波数はＶＣＯ
１５の出力パルス、即ちＶＣＯ５の出力パルスの３２倍
の周波数の信号となり、該ＶＣＯ１５のパルスはシフト
レジスターのクロック端子に入力する。該レジスター１
６のＤ入力には上記ＶＣＯ５の出力パルスが入力してい
るので、シフトレジスター１６の８段目の出力Ｑ８はＶ
ＣＯ５の出力パルスに対して９００遅れたパルスとなり
、これがアンプ８、コイル１１を介して電極１−２に印
加される。上述の如＜、ＶＣＯ５の出力は電極ｌ−１に
印加されているので、電極１−２には電極１−１への印
加信号に対して９０°位相差を有する周波信号が印加さ
れ、かつＶＣＯ５の出力は上述の如＜　ＳＳＭの真の共
振周波数に近づいた信号であるため、ＳＳＭは回動駆動
状態を保持する。

この様にＳＳＭへの回動駆動がなされている状態にあっ
ては上述の如くコンパレーター１２の出力がフィルター
４に入力し、ＶＣＯ５の周波数がコンパレーター１２の
出力によって制御される。

即ち、コンパレーター１２のＲ入力には電極１−３から
のＳＳＭの駆動状態を表わす周波信号パルスが入力し、
Ｓ入力にはシフトレジスター２５のＱ８出力からのパル
スが入力している。該レジスター２５のＤ入力はコンパ
レーター１７を介して電極１−１の信号、即ちＶＣＯ５
からのパルスと同−周波数及び位相のパルスが印加され
ており、かつシフトレジスタ２５のクロック入力として
は上記ＶＣＯ］５の出力が入力しており、かつＶ　ＣＯ
］、　５の出力は」二連の如＜　ＶＣＯ５の３２倍の周
波数の信号であるので、該レジスタ２５の８段目の出力
Ｑ８からのパルスもＶＣＯ５のパルスを９０’遅らせた
パルスとなる。該レジスタ２５の出力Ｑ８のパルスはイ
ンバーター１８を介してコンパレーター１２のＳ入力に
入力されうため、上述の第１図と同様にコンパレーター
１２のＲ入力には電極１−３からの周波信号が又、コン
パレーター１２のＳ入力には電極ｌ−１への周波信号に
対して９０°位相進んだパルスが入力する。コンパレー
ター１２、フィルター４、ＶＣＯ５は第１図にて述べた
動作にてコンパレーター１２のＲとＳ入力への入力パル
スを同位相となす様即ち、電極１−］と１−３間の周波
電圧を９０°の位相差を保つようにＶＣＯ５の出力周波
数を制御し、ＶＣＯ５の出力周波数を常に真の共振周波
数となる様制御する。該第７図の本発明の実施例にあっ
ては、ＶＣＯ５の出力信号が直接ＳＳＭの駆動信号とし
て使用されているので、ＶＣＯ５の充放電の切換時間が
環境変化にて影響されても、この変化によるＶＣＯ５の
出力周波数の変化は無視し得る程度のものであり、ＳＳ
Ｍを常に真の共振周波数にて駆動することが出来る。

具体的に述べると、ＶＣＯ５の発振周波数が通常４、０
　Ｋ　Ｈｚで、充放電の切換時間が５０ｎｓｅｃであっ
た場合、環境変化にて充放電の切換時間が第１図と同様
に５０ｎｓｅｃから９０ｎｓｅｃへ変化してもＶＣＯ５
の周波数は３９　、８７　Ｋ　ＨＺとなり、■Ｃ０５の
周波数、即ちＳＳＭの駆動周波数はコンパレーター１２
、フィルター４．　、　Ｖ　ＣＯ５のフェーズドロック
ループのロックレンジ内の変動に抑えられるので、常に
ＳＳＭを真の共振周波数駆動することが出来る。

第９図は第７図示のＳＳＭの具体的構成を示す回路図７
第４図と同一ブロック部には同一記号を附しである。図
中のフエーイズコンパレーター１２において１．２−１
．１１−２．　１２−１．３．　１２−１．４．、　１
２−１５゜１２−１６はインバーター、１２−３．１２
−８はアントゲ−１・、１２−４．　１２−５．　１２
−６．　１２−７はオアゲート、１２−９．］２−１２
はノアゲート、１２−１０゜１２〜ＩＩはナントゲート
１．２−１７はＰチャンネルＭＯ３ＰＥＴ、１２−１８
はＮチャンネルＭＯ８ＦＥＴである。

ローパスフィルター４は抵抗４−１と４−２及びコンデ
ンサ−４−３で構成され、抵抗４−１はローンデンサー
４−３は出力とグランド（ＧＮＤ）間にパスフィルター
４の入出力間に、又抵抗４−２とコ直列に接続されてい
る。

′１５−Ａ、５−ＢはＶＣＯ５を構成する各パートで、
’　　　　　５−Ａパートは第６図示の構成と同一であ
るのでその説明は省略する。

５−Ｂパートにおいて、５−２５はそのエミッターに定
電圧Ｖｃが印加されるトランジスターで、該トランジス
ターのベースとコレクターはトランジスター５−１８の
コレクタ及びトランジスター５−２６ノヘースに接続さ
れている。

５−１８．　５−１．９．　５−２０．　５−２１．　
５−２２゜５−２３．５−２４はｌ・ランシスターで該
トランジスターのベースは共通でトランジスター５−１
９と５−２６と５−２７のコレクタに接続されている。

又、トランジスター５−２６と５−２７のエミッタは抵
抗５−３５を経てグランド（ＧＮＤ）に接続されている
。

トランジスター５−２７と５−２８のベースはともにト
ランジスター５−２８のコレクタと抵抗５−３６の一方
につながれ、抵抗５−３６の他方にはＶｃｃが印加され
ている。またトランジスター５−２８のエミッタはＧＮ
Ｄにつながっている。トランジスター５−２０のコレク
タはダイオード５−３１のカソードとアナログスイッチ
５−３７の入力に又トランジスター５−２１のコレクタ
はダイオード５−３２のカソードとアナログスイッチ５
−３８の入力に、トランジスター５−２２のコレクタは
ダイオード５−３３のカソードとアナログスイッチ５−
３９の入力に、更にトランジスター５−２３　：　５−
２７１はともにダイオード５−３４のカソードとアナロ
グスイッチ５−４０の入力にそれぞれつながれており、
アナログスイッチ５−３７．５−３８．　５−３９．５
−４０の出力はともにグランド（ＧＮＤ）に接続されて
いる。ダイオード５−３１．５−３２．５−３３．５−
３４のそれぞれのアノードは１〜ランシスター５−２９
と５−３０のベースとトランジスター５−２９のコレク
タにつながれている。またトランジスター５−２９．５
−３０のエミッタはグランド（ＧＮＤ）に接続され、又
ランシスタ５−１８〜５−２４のエミッタにはＶｃｃが
印加されている。アナログスイッチ５−３７．　５−３
８．　５−３９．５−４０の制御端子はそれぞれコンピ
ューター６の出力ポートＰＡＯ，ＰＡ、ｌ、ＰＡ２．Ｐ
Ａ３につながれている。

９は駆動検知回路で、該回路において９−１は波形整形
のためのバッファーゲート、９−２．９−３はともに抵
抗、９−４はフォトトランジスター、９−５はＬＥＤ、
９−６は不図示のモーターα移動体（回転子）の側面に
とりつられたパルス板である。抵抗９−２と９−３の一
方はともにＶｃｃが印加され、抵抗９−２の他方はバッ
ファゲート９−１の入力とフォトトランジスター９−４
のコレクタに抵抗９−３の他方はＬＥＤ９−５のカソー
ドに接続され、トランジスター９−４のエミッタとＬＥ
Ｄ９−５のアノードはともにグランド（ＧＮＤ）に接続
され、パルス板９−６の白のパターンにＬＥＤ９−５よ
り発生ずる光が当った時その反射光をフォトトラジスタ
−９−４にて受光し抵抗９−２に受光電流が流れ、ゲー
ト９−１の出力はＬとなる。又、パルス板９−６の黒の
パターンにＬＥＤからの光が照射されている時にはフォ
トトランジスターには受光電流が流れずゲート９−１の
出力がＨとなる。

分周回路１９において、１９−１−１９−５はＤ型フリ
ップフロップで、これらにてＶＣＯ１５からの入力パル
スに対する３２分周回路を構成する。アンプ７において
、７−１．　７−１０．　７−２．　７−４．。

７−５はＮＰＮ型トランジスター、７−３はＰＮＰ型ト
ランジスター、７−７．７−８はダイオードを示してい
る。又、アンプ８はアンプ７と同一構成となっている。

シフトレジスター１６．２５において、１６−１〜１６
−８及び２５−１〜２５−８はクロック端子を前記ＶＣ
Ｏ１５の出力と接続すると共に前段の出力端子を後段の
Ｄ入力端子と接続するＤ型フリップフロップである。

コンパレーター１３及びフィルター１４は」１記コンパ
レーター１２及びフィルター４と同一構成であり、又Ｖ
ＣＯ１５はＶＣ０５の５−Ａパートと同一構成となって
いる。該第９図の動作は第７図実施例と同一であるので
、その詳細な説明は省略するが、該第９図のＶＣＯ５の
５−Ｂパート及び駆動検知回路９の動作について補足的
に説明する。

ＶＣＯ５の給電ラインには電圧Ｖｃｃが印加されると５
−３６．５−２８の抵抗、ダイオード直流回路に電流が
流れ、トランジスター５−２８のベース及びコレクタの
電位は１ダイオ一ド電圧降下分（おおよそ、０．７ｖｏ
ｌｔ）となる。それによりトランジスター５−２７のパ
ース電位も同一となる結果、トランジスター５−２７の
コレクタには抵抗５−３５の値に応じてトランジスター
５−２８のコレクタ電流より小さい電流が流れ始める。

トランジスター５−２７の負荷はダイオード接続された
トランジスター５−１９である故、該トランジスター５
−１９にもトランジスター５−２７のコレクタ電流と同
一の電流が流れ、その値によりトランジスター５−１９
のペースエミッタ間電圧が決定される。トランジスター
５−１８と５−１９のパースは共通接続されているため
トランジスター５−１９の電流はトランジスター５−１
８に移し換えられダイオード接続されたトランジスター
５−２５に流れ込む。該トランジスター５−２５のエミ
ッタにはＶｃ（約１，２ｖｏｌｔ）が印加されているた
め、ｌ−ランシスター５−２５のベース及びコレクタ電
位はＶｃより１ダイオード電圧上昇した値（約１．９ｖ
０１ｔ）となり、その電圧がトランジスター５−２６の
ベースに印加される。トランジスター５−２６と５−２
７の各ベース電位を比較すると前述の如くトランジスタ
ー５−２６のベース電圧は約１．．９ｖｏｌｔ。

一方、トランジスター５−２７のベース電圧は約０．７
ｖｏｌｔとなり、トランジスター５−２６のベース電圧
の方が明らかに大きいためトランジスター５−２７は遮
断状態に切り換りトランジスター５−２６の工ミッタ電
位はトランジスター５−２６のペースエミッタ間電圧（
約０．７ｖｏｌｔ）分下った値となり、その値を抵抗５
−３５の抵抗値で割った値がトランジスター５−２６の
コレクタに流れる。（各トランジスターのエミッタ接地
電流増幅率ｈｆｅは十分大きいものとする。）ここでト
ランジスター５−２６のエミッタ電位をより詳しく説明
すると、前述の様にトランジスター５−１８と５−１９
のコレクタ電流は等しいためトランジスター５−２５と
５−２６のコレクタ電流も等しくなる。従ってトランジ
スター５−２５と５−２６のペースエミッタ間電圧は等
しくなりトランジスター５−２６のエミッタ電圧は定電
圧Ｖｃ（約１．２ｖｏｌｔ）の電圧となる。従って、ト
ランジスター５−２６のコレクタ電流はＶｃを５−３５
の抵抗値で割った値となり、ＶＣ及び抵抗５−３５の抵
抗値が温度等の環境に影響されないものであればトラン
ジスター５−２６のコレクタ電流及びそれと等しいトラ
ンジスター５−１９．５−１８のコレクタ電流値は安定
した定電流値に決定される。又、トランジスター５−２
０〜５−２４のベース・エミッタ間電圧はトランジスタ
ー５−１９のそれと同一であるためトランジスター５−
１９のコレクタ電流値をｉ（、（ｉ（１＝Ｖｃ／ＲＲは
５−３５の抵抗値。）とすれば、トランジスター５−２
０のコレクタ電流もｉ。となる。又トランジスター５−
２１のコレクタ電流はトランジスター５−２０と同一特
性のトランジスターが２つ並列と接続されているのと同
一である故２１ｏとなる。同様にしてトランジスター５
−２２〜　　　′５−２４のコレクタ電流は４ｉｇとな
る。従ってアナログスイッチ５−３７〜５−４０がオフ
状態にある場合、ダイオード５−３１〜５−３４に流れ
る電流値は各々ｉｏ、　　２ｉｏ、　　４ｉｏ、　８ｉ
となり、トランジスター５−２９のコレクタにはその合
計値１５ｉ、）が流れ、トランジスター５−２９とベー
スコレクタ共通接続のトランジスター５−３０のコレク
タにも同一の電流値１５ｉ０が流れることによる。この
様に構成されているので例えば、アナログスイッチ５−
３７がオン状態の場合にはトランジスター５−２０コレ
クタ電流はスイッチ５−３７を介して、グランドに流れ
るため、トランジスター５−２９のコレクタ電流は１４
ｉ０となる。又、同様にしてアナログスイッチ５−３７
〜５−４０のオン・オフ状態によりトランジスター５−
２９のコレクタ電流即ちトランジスター５−３０のコレ
クタ電流は０−１５ｊ０の間を１゜間隔で自由に設定で
きることになる。

以上の構成にてＳＳＭが駆動されるまで一定時間ごとに
コンピューター６の出力ポートＰＡ３〜ＰＡＯの出力状
態のバイナリ−変化に応じてスイッチ５−３７〜５−４
０が切換えられトランジスター５−３０のコレクタ電流
がｉ。づつ増加しＶＣＯ５の出力周波数が増大して行く
。又、駆動検知回路９はＳＳＭが駆動状態にない時には
パルス板９−６が変位しないので、ゲート９−１の出力
状態はＨｎはＬに保持されるが、ＳＳＭが上述のＶＣＯ
５の動作にてその駆動周波数が増大して来、ＳＳＭの真
の共振周波数に近づき駆動状態に移行するとパルス板９
−６が変位、これにてゲート９−１の出力としてはＨＬ
を繰り返すこととなりコンピューター６は、この信号変
化に応答して出カポ−１−ＰＡＯ〜ＰＡ３の以後の変化
を禁止し、ＶＣＯ５の電源投入時における周波数を決定
する。

く効果〉 以上の如く、本発明に係る振動波モーターの駆動回路に
あっては駆動電極への駆動周波信号モニター電極からの
モニター周波信号との位相差を検知して、該位相差が所
定の関係となる様に上記駆動電極への周波信号を直接形
成する電圧制御発振器からの出力周波信号を調定したも
のであるため、上記電圧制御発振器における充放電の切
換え時間が環境変化によって影響されても電圧制御発振
器の出力周波数は大巾に変化することなく、常に上記構
成にて真の共振周波数制御がなされるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の振動波モーターの駆動回路の一例を示す
回路図、第２図は振動波モーターにおける電極構成を示
す構成図、第３図は第１図示のコンパレーター１２の構
成を示すブロック図、第４図（ａ）　（ｂ）（Ｃ）は、
該コンパレーター１２の動作を説明するための波形図、
第５図（ａ）　（ｂ）　（ｃ）　（ｄ）は第１図の動作
を説明するための波形図、第６図は第１図示のＶＣＯ５
の構成を示す回路図、第７図は本発明に係る振動波モー
ターの駆動回路の一実施例を示す回路図、第８図は第７
図示のコンピューター６の動作フローを示す説明図、第
９図は第７図示の駆動回路の具体的な構成を示す回路図
である。 ６・・・・・・コンピューター ５、　１５・・−ＶＣＯ １２，１，３・・・・・・コンパレーター】９・・・・
・・分周器 ２５、　１６・・・・・・シフトレジスター（Ｃ）００
丁　Ｈｒｌ−一一一−Ｊ−Ｌ−一”−Ｌ「　　　　−− ５−１’　／

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 　異なる位相に配された電歪素子にそれぞれ位相の異な
   る周波電圧を印加して進行性振動波を形成し、該振動波
   にて移動体を駆動する振動波モーターにおいて、 前記電歪素子における振動状態を検知して振動状態を表
   わす周波電圧を形成する検知手段と、該検知手段からの
   周波電圧と前記電歪素子へ印加される周波電圧との位相
   を検知してその位相差に応じた出力を発生する比較回路
   と、該比較回路出力に応答して出力周波数を変化させる
   電圧制御発振器を設け、上記比較回路への入力信号の位
   相差が特定の関係となる様に上記発振器の出力を制御す
   ると共に該発振器の出力周波数を直接前記電歪素子への
   駆動周波数としたことを特徴とする振動波モーターの駆
   動回路。