JPH0313115A - 発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は発振回路に関し、特にコンパレーターを応用し
た発振回路に関する。

〔従来の技術〕

第４図は従来のコンパレータを応用した発振回路の一例
である。図において、コンパレータＣＯＭＰの正入力端
子Ｉｎ”には、電源端子■ｃｃと接地端子ＧＮＤ間にそ
れぞれ抵抗Ｒ３とＲ２を接続し、かつ出力端子ＯＵＴと
の間に抵抗Ｒ１を接続している。

また、コンパレータＣＯＭＰの負入力端子Ｉｎ−にはコ
ンデンサＣの一端を、その他端を接地端子ＧＮＤに接続
する。更に、この負入力端子端子Ｉｎ−から抵抗Ｒ４を
介してコンパレータの出力端子０ｔｌＴに接続されてい
る。

この発振回路では、コンデンサＣの電荷は最初′“０゛
°であるからコンパレータの出力端子ＯＵＴは、この時
点ではハイレベル゛Ｈ°°、すなわちほぼ電源電圧ｖｃ
ｅになっている。ゆえに、コンパレータＣＯＭＰの正入
力端子Ｉｎ″″には、抵抗Ｒ１，Ｒ３の並列接続値と抵
抗Ｒｚとによって電源電圧を分圧した電圧がかかってい
る。この分圧電圧を閾値■、とすると、 Ｒつ 今、コンパレータＣＯ１’ＩＰの出力端子０ｔｌＴは″
“Ｈ１１だから、コンデンサＣは抵抗Ｒ４を介して充電
されて行く。コンデンサＣの端子電圧が閾値■、を越え
るとコンパレータＣＯＭＰの出力端子ＯＵＴはローレベ
ル“Ｉ　Ｌ　１１、すなわち、はぼＧＮＤレベル（０■
）になる。すると、今度はコンパレータＣＯＭＰの正入
力端子Ｉｎ”には抵抗Ｒ１とＲ３の並列接続値と抵抗Ｒ
，との分圧がかかる。この分圧電圧を閾値ｖＬとすると
、 Ｈ″になる。

以上のことを繰り返し、発振が連続する。

なお、各端子の波形は第５図（ａ）及び（ｂ）に示すよ
うになる。図において、Ｔ＋　はコンデンサＣのＲ４に
よる充電波形であり、このＴ＋は次のように求められる
。

Ｖ　　Ｌ　　−ＶＣＣ また、ＴｚはコンデンサＣのＲ１による放電波形であり
、二〇Ｔ！は次のように求められる。

次に発振周波数ｆを求めると 今、コンパレータＣＯ？ｌＰの出力端子ＯＵＴは“Ｌ　
１１であるからコンデンサＣは抵抗Ｒ４を介して放電し
ていく。コンデンサＣの端子電圧が閾値ｖＬより下がる
とコンパレータの出力端子ＯＵＴは再びとなる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述した従来の発振回路は、閾値を抵抗で決定している
ため、その抵抗値が小さいと抵抗に流れる電流で消費電
力が大きくなるという問題がある。

また、上述の説明では、コンパレータＣＯＭＰの出力端
子ＯＵＴの“Ｈｎレベルが電源電圧ＶＣＣとなり、“Ｌ
゛°°レベルＮＤ電位になると仮定した。しかし、コン
パレータの実際の出力端子電圧は、コンパレータ内部の
飽和電圧による電圧降下の誤差があり、かつその飽和電
圧が温度により変化するため、発振周波数の温度特性が
悪いという問題もある。

更に、発振周波数は抵抗Ｒ１〜Ｒ４とコンデンサＣによ
り一義的に決定し、外部からのパラメータで自由に制御
できないという問題もある。

本発明はこれらの問題を解消した発振回路を提供するこ
とを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の発振回路は、差動増幅器の反転入力を構成する
第１のトランジスタと、第１の正転入力を構成する第２
のトランジスタと、第２の正転入力を構成する第３のト
ランジスタとを含むコンパレータを構成している。そし
て、このコンパレータの出力に接続された電子スイッチ
と、前記反転入力と接地間とに接続されたコンデンサと
、前記コンデンサを充放電する手段と、前記第１と第２
の各正転入力に抵抗を介して接続された基準電圧源とを
備えており、前記電子スイッチを前記第１又は第２の正
転入力と基準電圧との間に接続し、かつ前記電子スイッ
チと前記コンデンサを充放電する手段の極性切換を、前
記コンパレータの出力で制御するように構成している。

〔作用〕

この構成では、発振周波数を基準電圧源で精度よ（制御
することができ、発振周波数の安定性できる。また、基
準電圧を変えることで周波数を制御することができる。

また、発振周波数は闇値を決定する抵抗の比によって決
定でき、抵抗値を大きくすることにより低消費電力化が
達成できる。

〔実施例〕

次に、本発明を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す回路図である。

図示のように、第１のＮＰＮ）ランジスタＱ、と、エミ
ッタとコレクタが各々相互接続され、かつ第１のトラン
ジスタＱ、にエミッタが共通接続された第２及び第３の
ＮＰＮトランジスタＱ２．Ｑ。

とを備え、これらで差動増幅器を構成している。

また、この差動増幅器の能動負荷としてＰＮＰトランジ
スタＱ、、Ｑ、を接続し、更にこの能動負荷によりシン
グルエンドに変換された信号を電圧及び電流増幅する増
幅器Ａを接続している。

なお、トランジスタＱ１のベースは反転入力Ｉｎ”とし
て構成され、トランジスタＱ２．Ｑ、の各ベースはそれ
ぞれ第１及び第２の正転入力Ｉｎ＋Ｉｎｚ　”　として
構成される。

前記トランジスタＱ、、Ｑ５は、エミッタ同志及びベー
ス同志が共通接続され、そのエミッタは正電源ＶＣＣに
接続される。また、トランジスタＱ４のコレクタはトラ
ンジスタＱ、とＱ３のコレクタと共通接続され、増幅器
Ａの入力に接続される。

トランジスタＱ５のコレクタは自身のベースとトランジ
スタＱ、のコレクタに共通接続される。

一方、前記トランジスタＱ１〜Ｑ、の共通接続されたエ
ミッタと接地電位との間には、前記差動増幅器のバイア
ス用として働く定電流源■。１を接続している。そして
、これらでコンパレータＣＯＭＰを構成している。

また、前記増幅器Ａの出力には、エミッタが接地電位に
接続された電子スイッチとしてのＮＰＮトランジスタＱ
、のベースを接続している。このトランジスタＱ、は、
前記コンパレータＣＯＭＰの闇値にヒステリシス幅をも
たせるために、そのコレクタをトランジスタＱ、のベー
スに接続する。

更に、このトランジスタＱ６のコレクタには、エミッタ
が共通接続されて別の差動増幅器を構成するＮＰＮ　ト
ランジスタＱ、、Ｑ、を接続している。そして、この別
の差動増幅器には、トランジスタＱｔ、Ｑ１１のコレク
タが各々人出力に接続されたカレントミラー回路ＣＭを
接続し、かつコンデンサ充放電電流の基準となる定電流
源１０ｇをトランジスタＱ、、Ｑ、の共通接続されたエ
ミッタと接地電位間に接続している。なお、カレントミ
ラー回路ＣＭの共通端子は、正電源ＶＣＣに接続される
。また、トランジスタＱ、のベースは定電流源極性切換
用闇値電圧■１に接続される。そして、これらで後述す
るコンデンサＣの充放電手段を構成している。

他方、トランジスタＱ、のベース、すなわち反転入力Ｉ
ｎ−と接地間にはコンデンサＣを接続し、このコンデン
サＣの一端には、コンデンサ充放電手段の出力となる前
記カレントミラー回路ＣＭの出力とトランジスタＱ８の
コレクタをそれぞれ接続している。

また、基準電圧■、。、を分圧して前記トランジスタＱ
、、Ｑ３のベースに印加するための電圧分割用抵抗Ｒ７
とＲｔ、ＲｓとＲ４とを設け、前記第１の正転入力Ｉｎ
、　　、第２の正転入力１ｎ２　”にそれぞれ接続して
いる。

この構成において、トランジスタＱ、のベース電位を■
、とすると、 ■、＝　　　　　・　Ｖ　ｒ’ｌｌｆ　　　　　　・・
・・・・　（６）Ｒ，＋Ｒ。

となる。また、トランジスタＱ３のベース電位を■、と
すると、 Ｐ。

となる。そして、Ｖ）ｌ　＞ＶＬ　となるように抵抗Ｒ
〜Ｒ４を決めることとする。

最初の電源投入直後のコンデンサＣの電荷は、′０°°
であるからコンパレータＣＯＭＰの出力０ｔｌＴはこの
時点では“Ｈ゛となり、トランジスタＱ６はオフしてい
る。したがって、コンパレータＣＯＭＰの闇値は、トラ
ンジスタＱ、、Ｑ、のベース電圧の高い方が優先するか
ら、■８となる。そして、トランジスタＱ８のベース電
位■７をＶ　？　＜　Ｖ　ｓとなるように設定してお（
とトランジスタＱａはオフするから、定電流■。２はカ
レントミラー回路ＣＭで折り返されてコンデンサを充電
していく。

この充電により、コンデンサＣの端子電圧が閾値ｖＨを
越えると、コンパレータＣＯＭＰの出力ＯＵＴは“Ｌ”
になり、トランジスタＱ６はオンして飽和する。この時
、トランジスタＱ！のベース電位■□は略Ｏ■となり、
今度はコンパレータＣＯＭＰの闇値が■、となる。この
時、トランジスタＱ７の電位もほぼ０■であることから
トランジスタＱフがオフし、その結果、定電流Ｉ。２は
トランジスタＱｓのコレクタを介してコンデンサＣの電
荷を放電する。そして、コンデンサＣの端子電圧がｖＬ
よりも下がった時、又、コンパレータＣＯＭＰの出力Ｏ
ＵＴは再び“′Ｈ”′になる。

以上のことを繰り返して発振が連続する。

次に第１図の発振器の発振周波数を求める。第２図（ａ
）乃至（ｃ）は第１図の各端子波形である。コンデンサ
Ｃの充電モード時間をＴＩ、放電モード時間をＴ２とす
ると、 Ｔ＋　＝Ｔ！　＝Ｃ／ｌｏｚ（Ｖｗ　　Ｖｔ　）”””
　（８）（８）式を（６）、（７）式を用いて書き換え
ると、 この発振周波数ｆは（９）式より − Ｔ、＋Ｔ。

となり基準電圧ｖ７゜、を可変することにより発振周波
数を制御することができる。

第３図は本発明の第２実施例の発振回路である。

この実施例は第１実施例におけるコンデンサＣの充放電
用定電流源を１個の抵抗Ｒ２に置き換えたものである。

この抵抗Ｒ３は一端がコンパレータＣＯＭＰの出力端０
１ｌＴに、他端がコンデンサＣに接続される。ここでコ
ンパレータＣＯＭＰの出力０１ｌＴは、はき出しと吸込
の両方向できるものとする。そして、コンパレータＣ０
ＲＰの出力ＯＭＩＴが“Ｌ″の時、閾値ｖＭを約Ｏｖに
シャントするＮＰＮ）ランジスタＱ、のベースはコンパ
レータ出力ＯＵＴ　ヲ反転した出力で駆動する。その他
の接続は第１図と同様であるのでその説明を省略する。

この実施例におけるコンパレータＣＯＭＰの各入力端波
形は従来例の場合の第５図と同様になる。しかし発振周
波数を制御するコンパレータＣＯＭＰの入力閾値■８と
■１は、第１図の場合と同様、外部の基準電圧で制御で
きる。そのため電圧制御発振器としての応用が可能であ
るという利点がある。

この時の発振周波数は（５）式と同様になる。但し、抵
抗Ｒ４を抵抗Ｒ２とすればよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は、簡単な構成で発振周波数
を基準電圧源で精度よく制御することができ、発振周波
数の安定性が良いという効果がある。また、基準電圧源
による周波数制御方式のため、その電圧を変えるだけで
簡単に周波数が制御でき、電圧制御発振器としても利用
できる効果がある。更に、発振周波数は閾値を決定する
抵抗の比によって決定されるため、抵抗値を大きくする
ことにより低消費電力化を図ることができる効果もある
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図（ａ）乃
至（Ｃ）はそれぞれ第１図のコンパレータ入力端の各波
形を示す図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は従来のコンパレータを用いた発振回路の回路図、
第５図（ａ）及び（ｂ）はそれぞれ第４図のコンパレー
タ入力端の各波形を示す図である。 Ｑ１〜Ｑ、・・・トランジスタ、Ｒ４−Ｒ３・・・抵抗
、Ｃ・・・コンデンサ、Ａ・・・増幅器、ＣＭ・・・カ
レントミラー回路、Ｉ　０１＋　　Ｉ　６！・・・定電
流源、Ｉ　Ｉｌｌ　　＋　　Ｉ１１！　　＋　　Ｉｌｌ
　　・・・正転入力端子、■、−・・・反転入力端子、
ＧＮＤ・・・接地、ＣＯＭＰ・・・コンパレータ、ＯＵ
Ｔ・・・出力端子、ＶＣＣ・・・電源端子、■□、・・
・基準電圧、ｖＴ・・・定電流源極性切換用閾値電圧。 第 ■ 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、差動増幅器の反転入力を構成する第１のトランジス
   タと、第１の正転入力を構成する第２のトランジスタと
   、第２の正転入力を構成する第３のトランジスタとを含
   むコンパレータを構成し、かつこのコンパレータの出力
   に接続された電子スイッチと、前記反転入力と接地間と
   に接続されたコンデンサと、前記コンデンサを充放電す
   る手段と、前記第１と第２の各正転入力に抵抗を介して
   接続された基準電圧源とを備え、前記電子スイッチを前
   記第１又は第２の正転入力と基準電圧との間に接続し、
   かつ前記電子スイッチと前記コンデンサを充放電する手
   段の極性切換を、前記コンパレータの出力で制御するよ
   うに構成したことを特徴とする発振回路。