JPS62171475A - 超音波モータ用駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明は電歪素子、磁歪素子等の電気−機械エネルギー
変換素子を用い進行性振動波を発生させ。

該振動波にてローターを駆動する超音波モーターの駆動
回路に関する。

〈従来技術〉 超音波モーターにあっては第１図に示す如くす′ング型
状をした固定子表面に分極処理した電歪素子を配し、該
電歪素子上に互いに９０°位相が異なる駆動周波電圧を
駆動電極１−１．１−２に印加して固定子の表面に進行
性の振動波を発生させ、該固定子に摩擦接触する移動体
を上記振動波にて移動させている。

この駆動電極１−１．１−２の電圧印加に際して第２図
示の如く、互に９０°位相が異なる周波電圧をアンプ７
、コイル１Ｇ、電極１−１及びアンプ８、コイル１１、
電極１−２を介して印加している。

該回路におけるアンプ７、フィル１０．電極１−１の位
相関係は駆動電極１−１と共通吃極ｌ−４間（電歪素子
を含む）の電気的等価回路を考えてみるに、該等価回路
としては抵抗とコンデンサーの直列回路として表わされ
るので、アンプ７の出力電圧とフィル１０と電極１−１
の接続点における信号の位相が異なったものとなる。

又、上記位相関係はアンプ８の出力とコイル１１と電極
１−２の接続点における信号の位相差関係でも同様なも
のとなる。

よって、コイル１０とコイル１１、電１１−ｘと電極１
−２の電気的時・性が全く同一のものであるとすれば上
記コイルと電極の接続点とアンプ出力とに位相差があろ
うと１を極１−１とコイル１゜の接続点と電極１−２と
フィル１１の接続点との位相゛関係はアンプ７と８の位
相関係と全く同一であるため、アンプ７と８の出力の位
相差が９０°ずれていれば問題はない。

しかしながら、コイル１０と１１及び電極ｌ−１と１−
２の特性を全く同一のものとすることはむずかしく、か
つアンプ７．８の特性自体も全く同一のものとすること
もむずかしいのでアンプ７．８への入力信号が９０°ず
れた信号であったとしてもアンプ７．８の位相特性が正
確に９０°ずれていることを保証することは困難である
。

又、更に移動体と固定子１０間の関係がその回転角度に
より全く均一である保証もない。

従って、形成される駆動信号が９０°の位相差関係を有
していたとしても、実際電極１−１　、１−’２に印加
される信号の位相関係として９０°ずれた状態とするこ
とが出来なかった。

く目　　的〉 本発明の目的とする処は電気−機械エネルギー変換素子
の配される構体表面に第１及び第２の駆動電極を介して
それぞれ位相の異なる周波電圧を印加し、前記構体表面
に進行性振動波を発生させ、該振動波にて第２の構体と
第１の構体との相対的移動を行なわせる超音波モーター
の駆動回路において、前記第１及び第２の駆動電極での
各駆動波形の位相差の特定位相差に対するずれを検知す
る検知回路（実施例、第４図の２４に相当する。）と、
該検知回路出力に応じて第１の電極及び第２の電極へ印
加される各周波電圧の位相差を調定する調定回路（実施
例、第４図の２０〜２２に相当する。）とを設け、駆動
電極への位相差を特定に保持する超音波モーターの駆動
回路を提供することである。

〈実施例〉 第３図は本発明に係る超音波モーターの固定子の電極形
状を示す構成図で第１図示の構成と同構成となっている
。尚１−３は固定子の共振状態を検出するためのモニタ
ー電極を示しており共通電極１−４は電極１−１．１−
２．１−３の各電極に対向する電極に接続されている。

第４図は本発明に係る超音波モーター（以下ＳＳＭ・と
称す。）の駆動回路の一実施例を示す回路図である。

図において、１は表面上に電歪素子が配される固定子１
−１．１−２．１−３は第３図示の電極、１０．１１は
フィル、７．Ｂはアンプである。

１６．１７はそれぞれ！！極１−２．１−１に接続され
、該１！極の正弦波を整形してロジックレベルのパルス
に変換スるコンパレーターである。又２はモニター電極
の出力波形（正弦波）をロジックレベルのパルスに変換
するコンパレーターテアル。

１２はその一方の入力端を前記コンパレーター２の出力
と接続すると共に他方の入力端をインバーターｔａと接
続するフェイズコンパレーター（位相比較回路）で例え
ばＵ８Ｆ４２９１２７４号等にて周知であり、その詳細
な説明は省略するが入力信号の位相差を検知して位相差
が存在する場合のみ出力を発生するものである。

該コンパレーター１２のブロック構成及び入力出力特性
は第５図及び第６図に示す通りであり、入力端Ｒへの入
力パルス（立上り信号）が入力端Ｓへの立上り信号より
先に入力された場合には立上り信号差の期間のみ出力は
Ｖｃｃ　（ハイレベル信号以下Ｈと称す。）となり、上
記入力端Ｓへの立上り信号の入力にて出力はオープン状
態（高インピーダンス状態）となる。

又入力端Ｓへの入力パルス（立上り信号）が入力端Ｒへ
の立上り信号より先に入力された場合には立上り信号期
間出力はグランドレベル（ロウレベル以下りと称す）と
なる。

又、出力がＩ■又はＬを示す場合以外はオープン状態と
なるものである。よって、位相差がゼロの時には出力は
オープン状態のまま保持される。

４はローパスフィルターでコンパレーター１２の出力を
平滑化している。５はデユティ比５０％の信号を入力電
圧に応じた周波数で出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）
で、その入力はローパスフィルター４の出力に接続され
ている。

１９はＶＣＯ５の出力を３２分周する分周回路で、該分
周回路の出力はアンプ７、コイル１０を介して電極１−
１に印加される。又分周回路１９の出力は１６段のシフ
トレジスター２０のＤ入力端に接続されている。

該レジスター２０のクロック端子には上記ＶＣＯｓの出
力がクロ、クパルスとして入力されている。分周回路１
９の出力パルスに対するｖｃｏｓの周波数は３２倍とな
っているため、レジスター２０に対するＤ入力とクロ、
クバルスとの関係も３２倍となりているため、シフトレ
ジスター２０の出力Ｑ、〜Ｑ、６はＤ入力信号に対して
０６からｔ　ｓ　ｏ’まで１１．２５°ずつずれた（遅
れた）パルスが出力されることとなる。尚ＶＣＯ５の発
振周波数はＳＳＭの共振周波数の３２倍に設定している
。２１はレジスター２０の出力Ｑ、〜Ｑ１．のうちいづ
れか一つの出力をカウンター２２の出力に基づき選択す
るマルチプレクサ−であり、該マルチプレクサ−２１の
出力はアンプ８、コイル１１を介して電極１−２に印加
される。２５は８段のシフトレジスターで、該レジスタ
ーのＤ入力端には上記コンパレーター１７の出力が入力
され、又クロック入力には上記ＶＣＯ５の出力が入力さ
れているため、出力端Ｑ８からはＤ入力端への入力信号
に対して９０°遅れたパルスが出力される。即ち、分周
回路１９の出力パルスとコンパレーター１７の出力パル
スは同一の位相関係のパルスとなるため、該パルスをＤ
入力として入力し、ＶＣＯ５の出力をクロ、りとして入
力するシフトレジスター２５の８段目の出力Ｑ、とじて
はＤ入力信号、即ち電極１−１の信号に対して９０°遅
れたパルスとなる。

２４はフェイズコンパレーターで、該フンバレーター２
４のプロ、り構成及び入出力特性は第７、第８図に示す
通りであり入力端Ｒへのパルスが入力端Ｓへのパルスよ
りも先に立ち上がった場合には入力端Ｓへのパルスが立
ち上るまでＯＵＴ　１をＬとなす。又、入力端Ｓへのパ
ルスが入力ｇｓＲへのパルスよりも先に立ち上がった場
合には入力端Ｒへのパルスが立ち上るまでＯＵＴ　２を
Ｌとなすものである。

該コンパレーター２４の入力端Ｓは上記コンパレーター
１６の出力端に接続し、入力ｇｓＲは前記レジスター２
５の出力端Ｑ１に接続している。

上述の如くレジスター２５の出力Ｑ、からのパルスはｍ
％ｘ−ｉの波形　４コンパレーター１７の出力（第９図
（息））に対して９０°遅れたパルス〔Ｗ、９図（Ｃ）
〕であり、これがコンパレーター２４のＲ入力端に入力
し、又コンパレーター２４のＳ入力端には電極１−２の
波形と同位相のパルス（コンパレーター１６の出力（第
９図（ｂ）　）が入力されている。よって、電極１−１
と１−２の波形が９０’ずれている状態ではコンパレー
ター２４のＲ，８人力として同位相のパルスが入力され
るためコンパレーター２４の出力０ＵＴＩ　＊　０ＵＴ
２は共にＩ（を出力する。又、第９図（ｂ）の点線で示
した如く電極１−２の波形、即ちコンパレーター１６の
パルスが電極１−１の波形、ｍちコンパレーター１７の
パルスに対してその位相関係が９０’以内となった場合
は、コンパレーター２４のＳ入力端への立ち上りパルス
の、方がＲ入力端への立ち上りパルスよりも先となるの
で、コンパレーター２４は出力端０ＵＴ２をＬとなす。

又、逆にコンパレーター１７のパルスに対してコンパレ
ーター１６のパルスの位相関係が９０°以上となった場
合にはコンパレーター２４の出力端ＯＵＴ　１をＬとな
す。

２４はアップダウンカウンターでアップ入力及びダ・ラ
ン入力端への立下り信号に応答して１ステ、フノア、プ
及びダウン動作を行なう。該カウンター２２のアップ入
力端はコンパレーター２４の出力端０ＵＴ２に接続され
又ダウン入力端は出力端０ＵＴＩと接続されているため
、電極１−１と１−２の波形の位相関係が９０°以内と
なった時にはカウンター２２はアップカウントを行ない
逆に９０’以上となった場合にはダウンカウントを行な
う。

該カウンター２２の出力（４ビ、ト）は上記マルチプレ
クサ−に接続しており、マルチプレクサー２１はカウン
ターのカウント値が増加するほどレジスター２０の後段
ビットの出力を選択する様構成されている。これらのコ
ンパレーター２４、カウンター２２、マルチプレクサ−
２１の構成にで、電極１−１と１−２の波形の位相関係
が９０’以内となった際にはカウンター２２のカウント
アツプがなされレジスター２０の後段出力が選択される
ため、電極１−２への印加される波形が遅れ電極１−１
と１−２の波形の位相関係を９０’方向へ移行させる。

又逆に電極１−１と１−２の波形の位相関係が９０°以
上となるとカウントダウンがなされ電極１−２へ印加さ
れる波形の位相を進ませるため、その位相関係を９０’
方向へ移行させることとなり、常に電極１−１と１−２
の波形の位相関係は９０°になる機制御される。

尚、電極１−１と電８１４１−３の配置関係としては９
０°ずれた位置関係にあるものとする。次いで、該第４
図実施例の動作について説明する。

不図示のｒＬ源を投入することにて、パワーアップ七、
ト回路２Ｇが作動し、カウンター２２に初期値（例えば
０１１１　）が設定される。この状態でマルチプレクサ
−２１はレジスター２０の出力端Ｑ、を選択しているも
のとする。

上述の如くレジスター２０の出力端Ｑ、〜Ｑ、はそのＤ
入力信号に対して１１．２５’ずつずれた信号となるた
め、出力端Ｑ、のパルスはＤ入力端のパルスに対して１
１．２５Ｘ８−９０’遅れたパルスとなる。−力筒源投
入にてＶＣＯ５は作動を開始するため、該ＶＣＯＳから
のパルスが分周回路１９に入力し、分周回路１９はＶＣ
Ｏ５のパルスを３２分周したバ゛ルスを出力し該パルス
をアンプ７、フィル１０を介して電極１−１に印加する
。

一方、上述の如くマルチプレクサ−２１からはレジスタ
ー２０のＱ８出力端のパルス、即ち分周回路１９のパル
スに対して９Ｇ’ずれたパルスがアンプ８．フィル１１
を介して電極１−２に印加される。コイル１０及び１１
．電極１−１．１−２、ｌ−４の作用で上記各パルスは
９０°位相のずれた正弦波として各電極１−１．１−２
に印加され、これにて固定子１の表面に進行性振動波が
発生し、固定子の表面と摩擦接触している移動体が回動
し。

８８Ｍが作動する。該電極１−１．１−２の波形はそれ
ぞれコンパレーター１６．１７にてパルスに変換され、
フンバレーター１６のパルスはコンパレーター２４のＳ
入力端に印加される。

一方、コンパレーター１７のパルスはレジスター２５の
Ｄ入力端に伝わり、該レジスターはＶＣＯ５のパルスな
り口、りとして作動しているため、出力端Ｑ、からはコ
ンパレーター１７の出力、即ち電極１−１の波形に対し
て９０°位相が遅れタハルスカ出力され、これが、コン
パレーター２４のＲ入力端に入力する。今、電極１−１
の波形に対して電極１−２の波形が９０°遅れているも
のとすると、レジスター２５の出力端Ｑ、からのパルス
は電極１−１の波形に対して９０°遅れるので。

コンパレーター２４のＲ及びＳ入力端には同一位相のパ
ルスが入力される。よって、この状態ではレジスター２
０の出力端Ｑ６からのパルスが選択されたままＳＳＭが
駆動され続Ｃする。

上記駆動に際して、レジスター２０の出力端Ｑ８が選択
された状態にてそれぞれ９０’位相の具なるパルスがア
ンプ７．８に入力している状態にありでも、電極１−１
と１−２への駆動波形が９０’位相差関係を保っていな
い場合には９０’位相差関係に対する位相ずれ方向に応
じてカウンター２２のカウント方向が決定される。即ち
、上記１１！極１−１と１−２の波形の位相差が９０’
以内となった際には即ち、第９図（ａ）と第９図（ｂ）
の点線で示す位相関係となった際には上述の如くしてカ
ウンター２２が１カウ／ドア、プされ、これにてマルチ
プレクサー２１はレジスターの出力端をＱ、６−らＱ、
に切換え選択する。出力端Ｑ、のパルスは出力端Ｑ８の
パルスに対して１１．２５’ｉれた位相を有する。パル
スであるため、アンプ７に印加されるパルスに対してア
ンプ８へ印加されるパルスの位相差は９０６から１０１
．２５°へ移行する。よって、電極１−２の印加波形の
位相が遅れ、電極１−１と１−２へ印加される波形の位
相差が９０’方向へシフトされる。又、逆にアンプ７と
８へ印加されるパルスの位相差が９０６を保った状態で
上記電極１−１と１−２での位相差が９０　以上の場合
にはカウンター２２は１カウントダウンされる。これに
てマルチプレクサ−２１はレジスター２０の出力端Ｑ８
に変えて出力端Ｑアを選択する。よって、アンプ７への
パルスに対してアンプ８に印加されるパルスの位相差は
９０°から１１．２５’進んだ７８．７５゜とより電極
１−２への印加波形も進み電極１−１と１−２との波形
の位相差は９０’方向へシフトされる。

以上の如くして、ｖＬＬ１２１と１−２への印加波形の
位相差関係は常に９０°となる様制御される。以上の動
作にて電極１−１と１−２における波形の位相差を一定
に保つ様制御がなされると共に、該実施例にあっては、
常に共振周波数にて８８Ｍが駆動される様周波数制御が
なされる。

以下に該周波数制御動作について説明する。

ＳＳＭを共振周波数で駆動するためには駆動電極１−１
又は１−２における駆動電圧波形とモニター電極１−３
におけるＳＳＭの駆動状態を表わすモニター波形との位
相差関係を常に一定の関係に保持すれば良い。即ち、駆
動電極１−１とモニター電極１−３の位置関係に応じて
１！！極１−１と１−３の波形関係も位置関係と同一位
相差関係に保てば共振状態で駆動されることとなる。金
電極１−１と電極１−３とは９０６ずれて配設されてい
るため、電極１−１と１−３の波形も９０°ずれる様制
御すれば共振駆動とすることが出来る。

上述の如くレジスター２５の出力端Ｑ、の出力は第９図
（Ｃ）の如く電極１−１の波形に対して位相が９０°遅
れたパルスとなっている。該バルスイ・ンバーター１８
にて反転され第９図（ｅ）のパルス、即ち電極１−１の
波形に対して９０６進だパルスとしてコンパレーター１
２のＳ入力端に伝わる。

一方、電極１−３の波形はコンパレーター２にてパルス
に変換された上フンバレーター１２のＲ入力端に伝わる
。上述の如くコンパレーター１２のＲ入力端へのパルス
の立ち上り信号がＳ入力端へのパルスの立ち上り信号よ
りも先に発生している場合は上記立ち上り信号差分コン
パレーター１２の出力はＨとなり、文通にＳ入力端への
立ち上り信号がＲ入力端への立ち上り信号よりも先に発
生している場合は立ち上り信号差分コンパレーター１２
の出力はＬとなり、更にＲ及びＳ入力端へｄ立ち上り信
号が同時に入力する場合はコンパレーター１２はオープ
ン状態となる。よって、フンパレータ−２のパルス、即
ち電極１−３からの波形の位相がインバーター１８から
のパルスの位相に対して進んだ状態となると、即ち、電
極１−１と１−３の波形の位相差が９０’以上となると
その位相差期間分コンパレーター１２の出力はＨとなる
と該Ｈはローパスフィルター４を介してＶＯＣｓに入力
され、ＶＯＣ５への入力電圧増加し、その分ｖｏｃｓの
発振周波数が高くなる。ＶＯＣ５の発振周波数、即ち、
電極１−１．１−２への駆動周波数が高くなる程電極１
−１に入力される信号は電極１−３に発生する信号より
も位相が進む方向に変化する特性を有しているため、上
記電極１−１と１−３との位相差が９０″方向へ制御さ
れる。

又、逆に′ａ極１−１と１−３の位相差が９０’以内と
なるとコンパレーター１２の８入力端への立ち上り信号
の方がＲ入力端への立ち上り信号に比して先に発生する
ため、その位相差分コンパレーター１２の出力はＬとな
りＶＣＯＳの発振周波数が低下するため電極１−１．１
−２への駆動周波数も低くなり、電極１−１と１−３の
波形の位相が増大し電極１−１と１−３との位相差が９
０°方向へ移行する。

この様に電極１−１と１−３の波形の位相差検知がなさ
れ、この位相差が常に９０°となる様８８Ｍの駆動周波
数が制御され、ＳＳＭは常に共振状態にて駆動制御され
ることとなる。第１０ｉ１は第４図示のＳＳＭの具体的
構成を示す回路図で第４図と同一プロ、り部には同一記
号を附しである。図中の７二−イズコンパレーター１２
において１２−１゜１２−２．１２−１３．１２−１４
．１２−１５．１２−１６はインバーター、１２−３．
１２−８はアンドゲート、１２−４．１２−５．１２−
６．１２−７はオアゲート、１２−９．１２−１２はノ
アグー）、１２−１０．１２−１１はナンドグー）　１
２−１７はＰチャンネルＭＯ８ＦＦ！Ｔ　、１２−１８
はＮチャンネルＭＯ８ＦＥＴである。

該フンバレーター１２自体公知であるので、その詳細な
説明は省略するか、その入出力特性は上述の第８図にて
述べた通りであり入力パルスの立ち上り信号の位相差を
検知してハイ、ロウ、オープン状態を示すものである。

ローパスフィルター４は抵抗４−ｔと４−２及びコンデ
ンサ４−３で構成され、抵抗４−１はローパスフィルタ
ー４の入出力間に、又抵抗４−２とコンデンサー４−３
は出力とグランド（ＧＮＤ　）間に直列に接続されてい
る。　ＶＣＯ５において５−１はオペアンプ、５−２．
５−６．５−７．５−８．５−９はＮＰＮ型トランジス
タ、５−３．５−４．５−５はＰＮＰ型トランジスタ、
５−１０．５−１６は抵抗、５−１１はコンデンサ、５
−１４．５−１５はナンドグー）、５−１７は定電流源
をそれぞれ示している。ＶＣＯ５の入力はオペアンプ５
−１の■入力であり、該アンプ５−１のＯ入力はトラン
ジスター５−２のエミッタと抵抗５−１ｏｔｙ＞　一方
に接続され、又該抵抗５−１０の他方は、　ＧＮＤＫ接
続されている。上記オペアンプ５−１、）ランシスター
５−２抵抗５−１０にて電圧電流変換回路を構成しアン
プ５−１に入力される電圧に応じた電流をトランジスタ
ー５−２のコレクターに流す。

トランジスター５−２のコレクターはトランジスター５
−３のコレクターとベース、トランジスター５−４．５
−５のベース、更には定電流源５−１７に接続されてお
り、トランジスター５−３．５−４．５−５はカレント
ミラー回路を構成して゛いる。

又、トランジスター５−４のコレクタは１．トランジス
ター５−６および５−７のコレクタ及びトランジスター
５−７．５−８．５−９のベースに接続されている。ト
ランジスター５−５のコレクタはトランジスター５−８
．５−９のコレクタ及びコンパレーター５−１２のｅ入
力と５−１３０）■入力、更にはコンデンサ−５−１１
と接続されている。コンパレーター５−１２の■入力に
は基準電圧ｖ１が、又５−１３のｅ入力は基準電圧ｖ２
（Ｖｌ）Ｖま）が印加されコンパレーター５−１２の出
力はナンドグー）　５−１４の一方の入力に、又ゲ−）
　５−１４の他方の入力にはナントゲー）　５−１５の
出力が接続されている。コンパレーター５−１３’の出
力はナンドグー）　５−１５の一方の入力に、又グー）
　５−１５の他方の入力にはグー）　５−１４の出力に
つながれている。

該ゲート５−１４．５−１５にてフリ、プフロ、プが構
成され、フリップフロップのグー）　５−１５の出力は
抵抗５−１６を介してトランジスター５−６のベースに
印加されている。

分周回路１９において、１９−１〜１９−５はＤ型フリ
ップ７０ツブで、これらにてＶＯＣｓからの入力パルス
に対する３２分周回路を構成する。アンプ７において、
７−１　、７−１０　、７−２　、７−４．７−５はＮ
ＰＮ型トランジスター、７−３はＰＮＰ型トランジスタ
ー、７−７．７−８はダイオードを示している。又、ア
ンプ８はアンプ７と同一構成となっている。

シフトレジスター２０．２５において、２０−１〜２０
−１６及び２５−１〜２５−８はりμツク端子を前記Ｖ
ＣＯ５の出力と接続すると共に前段の出力端子を後段の
Ｄ入力端子と接続するＤ型フリ、１７０、プである。

フェースコンパレーター２４において２４−１゜２４−
２．２４−３．２４−４．２４−５．２４−６はインバ
ーター、２４−７．２４−８はアントゲ−）、２４−９
．２４−１０．２４−１１．２４−１２はオアゲート、
２４−１３．２４−１４はノアゲート、２４−１５．２
４−１６はナントゲートである。

該第１０図の回路動作は上述の第４図にて説明した通り
であるので、その説明は省略するが、フィルター４及び
ＶＣＯ５の動作について補足的に説明する。

フィルター４のコンデンサー４−３はコンパレーター１
２の出力に接続されているため、フンバレーター１２か
らＨが出力される期間が長くなる程充電され高電位とな
り、又りが出力される期間が長くなる程放フルされ低電
位となる。尚コンパレーター１２の出力がオープン状態
にある時には、コンデンサー４−３の電位はそのままの
状態に保持される。

即ち、フィルター４はコンパレーター１２の出力を平滑
化するものであり、その結果コンデンサー４−３にはコ
ンパレーター１２の出力状態に応じた出力が発生する。

詳述スると、前述の如くコンパレーター１２のＲ，８人
力への位相差がゼロ、即ち電極１−１と電極１−３位相
差が９０°の場合にはコンパレーター１２の出力はオー
プン状態となっているため、ローパスフィルター４のコ
ンデンサー４−３の電位を１そのままの状態を保持する
が、電極１−１の波形に対して電極１−３の波形が９０
°位相進みよりも大なる位相進み状態となった場合には
上述の如くコンパレーター１２の出力はその位相差に応
じたデユーティのハイ信号が送出され、フィルター４の
コンデンサー４−３の電圧が増大する。文通に電極１−
１の波形に対する電極１−３の波形が９０″より少ない
位相だけ進み状態となるとコンパレーター１２の出力が
その位相差に応じたデユーティのロウ信号（グランドレ
ベル）となり、コンデンサー４−３の充電電位がデユー
ティに応じて低下する。

即ち、該フィルター４はコンパレーター１２の出力状態
を電圧変換した上ＶＣＯに伝える機能を有している。

上記フィルター４の出力はｖＣＯのアンプ５−１に入力
されるため、抵抗５−１０にはフィルター４の出力電圧
に応じた電流が流れトランジスター５−２のコレクタ一
端子に該電流を形成する。即ちアンプ５−１、抵抗５−
１０．）ランシスター５−２１まフィルター出力を電流
に変換する電圧−電流変換回路を接続する。詳述すると
フィルター４の出力がＶであったとすると、抵抗５−１
０には該電圧Ｖが印加されるので抵抗５−１０の抵抗値
をトランジスター５−２のコレクタ一端子に形成される
。又定電流源５−１７の定電流な輸とすると、この」　
と上記４１との合成電流Ｉがトランジスタ−５−３から
共給されることとなりカレントミラー回路を構成すると
トランジスター５−４．５−５の電流も上記Ｉとなる。

今トランジスター５−６がオフであり、かつコンデンサ
ー５−１１が充電状態にあるものとする。

この状態ではトランジスター５−４に流れる電流が全て
トランジスター５−７に流れるため、トランジスター５
−７とカレントミラー回路を構成するトランジスター５
−８．５−９にもそれぞれトランジスター５−７に流れ
る電流値と同一の′電流が流れる。この結果、トランジ
スター５−５に流れる電流値とトランジスター５−８．
５−９にそれぞれ流れる電流値が同一となるため、コン
デンサ−５−１１からは上記トランジスター５−５に流
れる電流領分の電流が流出、コンデンサー５−１１は該
トランジスター５−５に流れる電流値、即ち上記Ｉにて
放電される。

これにてコンデンサー５−１１の電位は低下。

基準レベルＶ、以下となるとコンパレーター５−１３ン
ドゲー）　５−１５の出力Ｉ（となる。このためトラン
ジスター５−６がオンとなる。該トランジスター５−６
がオンとなることにてトランジスター５−４に流れてい
た電流が全てグランドに流れると共にトランジスター５
−７．５−８．５−９がオフとなる。よって、この場合
はトランジスター５−５に流れる電流、即ち上記■にて
コンデンサー５−１１が定電流充電されコンデンサー５
−１１の電位が上昇し基準レベルｖｆに達する。これに
てコンパレーター５−１２が反転、出力なＬとなすため
、ナントゲート５−１５の出力なＬとなしトランジスタ
ー５−６を再びオフとなす。この後再び上記放電が行な
われ以後上記の充放電が繰り返えし実行される。

上述の如くコンデンサー５−１１に対する充放電は、ト
ランジスター５−４の電流値■で実行さし、該電流値Ｉ
はフィルターのコンデンサー４−３の電圧、即ちコンパ
レーター１２の出力状怨に応じて決定されるため、上記
充放電のスピードは臂纒１−１＋＋剣Ｐｉ面１一つ小ン
ｂ４タハＡ〜梢偕Ｉｆ内１−）決定されることとなる。

詳述すると電極１−１に対する電極１−３の波形が９０
６位相進み状態にある時にはコンバレータート２の出力
はオープン状態であるため、コンデンサー４−３の電位
は一定のまま保持されているので、上記電流値Ｉも一定
となる。よって、この場合には上記コンデンサー５−１
１に対する充放電動作も一定スピードとなり、フリップ
フロ。

プな構成するナンドグー）　５−１４の出方も上記一定
スピードで反転するため、該フリ、プフロップの出力パ
ルスの周波数が一定のまま保持されＳＳＭはこの状態で
は一定の共振周波数のまま駆動保持される。

又、何らかの原因にて電極１−１に対する電極１−３の
波形が９０６位相進みよりも大となると、コンパレータ
ー１２の出力はハイとなると共にその期間が位相差が大
となるほど長くなるため、コンデンサー４−３は充電さ
れその電位も位相差が大となる程高くなる。よって、上
記電流値も■も大となるため、上記フリ、プフロ、プの
出方周波数が増加方向へ移行する。これにて電極１−１
゜１−２への駆動波形の周波数が増大し、駆動波形を上
記の共振周波数へ戻し、電極１−１と１−３の波形の位
相差も上記９０’位相差へ戻る。

又、逆に駆動波形が電極１−１の波形に対する電極１−
３と波形が９０’位相進みよりも小なるとコンパレータ
ー１２の出方はロウな示ｔ、！：共にロウの期間は上記
位相差が大となるほど長くなる。

よって、コンデンサー４−３の放電量も上記位相差に応
じるものとなりコンデンサー４−３の電位も位相差が大
となる程低下し、上記電流値Ｉも小となるので上記７す
、プフ口、プの出方周波数が低くなる方向へ移行する。

これにて電極１−１゜１−２の駆動周波数も低下し、上
記共振状態へ戻り、電極１−１と電極１−３への波形も
上記９０’状態となる。

この様にｖＣＯはその出力パルス周波数をフィルター４
のコンデンサー４−３の電位に応じて決定し、上述の如
く電極１−１．１−２への駆動周波数を共振周波数へ移
行させるものである。

又、ＳＳＭの駆動初期にあっては、コンデンサー４−３
の電位がゼロであり、上記トランジスター５−２のコレ
クターには電流が流れることはないが、この場合には定
電流源５−１７にて規制される一定電流値にてコンデン
サー５−１１に対する充放電がなされＳＳＭが駆動され
る。

く効　果〉 以上の通り、本発明では、駆動電極１−１．１−２の波
形を検知して、その位相差が常に一定（９０’）となる
横駆動電極への印加波形の相対的は位相差を調定するも
のであるため、駆！ｌ！Ｉ／Ｉ電極には常に適正なる位
相差関係で駆動波形を供給し続けることが出来、適正に
ＳＳＭを駆動し得るものである。尚、実施例にあっては
フィル１０．１１を配して駆動波形としてのパルスを正
弦波に変換しているがアンプ７．８の周波数特性を適切
に設定すればフィル１０．１１を省略することが出来る
。又、シフトレジスター２０を３２分周回路としている
か分周数を増大すればするほど高正精の制御）−かるご
月寸本ち為んでふ旧この迅をにけｖＣＯ５の周波数並び
にシフトレジスター２５の分局数も合わせる補設定する
必要がある。又、電極１−１と１−２の波形を比較器に
て直接検知してその位相差が９０　に対して増大又は減
少した際にカウンター２２のカウント値をアップダウン
させても良い。この場合には比較器として９０位相差が
ある時を基準として０ＵＴＩ　ｔ　０ＵＴ２を出力する
ものを用いれば良い。

更に実施例ではデジタル的位相を制御しているがアナロ
グ的に一方の電極に印加される波形に対して・位相を９
０°ずらす位相器を配し、この位相器出力を他方の電極
に印加する様なし、かっこの際各１１極の波形の位相差
を検知して、その位相差の一定の関係に対するずれを比
較回路にて検知し、この検知出力にて上記位相器による
位相シフト量を調定する様なしても良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は超音波モーターの固定子の電極形状を示す波形
図、第２図は第１図の電極への駆動電圧印加回路部の・
構成を示す回路図、第３図は本発明に係る超音波モータ
ーの固定子の電極形状を示す波形図、第４図は本発明に
係る超音波モーターの駆動回路の一実施例を示すプロ、
り図、第５図はｔｇ　４　図示のコンパレーター１２の
構成を示すブロック図、第６図（ａ）　　＊　　（ｂ）
　　ｚ　　（ｃ）は第５図示のコンパレーターの特性を
示す波形図、第７図は第４図のコンパレーター２４の構
成を示すプロ。 り図、第８図（鳳）　Ｉ　（ｂ）　　Ｉ　（Ｃ）　　Ｉ
　（ｄ）は第７図示のコンパレーターの特性を示す波形
図、第９図Ｃｍ）　＊　（ｂ）　＊　（Ｃ）　＠　（ｄ
）　Ｉ　Ｃｅ）　Ｉ　（ｆ）は第４図示の実施例の動作
を説明する波形図、第１０図は第４図実施例の具体的回
路構成を示す回路図である。 １９・・・・・・分周回路 ２０．２５・・・・・・シフトレジスター２４・・・・
・・コンパレーター ２２・・・・・・アップダウンカウンター２１・・・・
・・マルチプレクサ− 特許出願人　　キャ／ン株式会社 （ｔノ　　　Ｚ（Ｒ）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 電気−機械エネルギー変換素子の配される構体表面に第
   １及び第２の駆動電極を介してそれぞれ位相の異なる周
   波電圧を印加し、前記構体表面に進行性振動波を発生さ
   せ、該振動波にて第２の構体と第１の構体との相対的移
   動を行なわせる超音波モーターの駆動回路において、前
   記第１及び第２の駆動電極での各駆動波形の位相差の特
   定位相差に対するずれを検知する検知回路と、該検知回
   路出力に応じて第１の電極及び第２の電極へ印加される
   各周波電圧の位相差を調定する調定回路とを設けたこと
   を特徴とする超音波モーターの駆動回路。