JPH0520996B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は電歪素子、磁歪素子等の電気−機械エ
ネルギー変換素子を用い進行性振動波を発生さ
せ、該振動波にてローターを駆動する超音波モー
ターの駆動回路に関する。

＜従来技術＞ 超音波モーターにあつては第１図に示す如くリ
ング型状をした固定子表面に分極処理した電歪素
子を配し、該電歪素子上に互いに90°位相が異な
る駆動周波電圧を駆動電極１−１，１−２に印加
して固定子の表面に進行性の振動波を発生させ、
該固定子に摩擦接触する移動体を上記振動波にて
移動させている。

この駆動電極１−１，１−２の電圧印加に際し
て第２図示の如く、互に90°位相が異なる周波電
圧をアンプ７、コイル１０、電極１−１及びアン
プ８、コイル１１、電極１−２を介して印加して
いる。

該回路におけるアンプ７、コイル１０、電極１
−１の位相関係は駆動電極１−１と共通電極１−
４間（電歪素子を含む）の電気的等価回路を考え
てみるに、該等価回路としては抵抗とコンデンサ
ーの直列回路として表わされるので、アンプ７の
出力電圧とコイル１０と電極１−１の接続点にお
ける信号の位相が異なつたものとなる。

又、上記位相関係はアンプ８の出力とコイル１
１と電極１−２の接続点における信号の位相差関
係でも同様なものとなる。

よつて、コイル１０とコイル１１、電極１−１
と電極１−２の電気的特性が全く同一のものであ
るとすれば上記コイルと電極の接続点とアンプ出
力とに位相差があろうと電極１−１とコイル１０
の接続点と電極１−２とコイル１１の接続点との
位相関係はアンプ７と８の位相関係と全く同一で
あるため、アンプ７と８の出力の位相差が90°ず
れていれば問題はない。

しかしながら、コイル１０と１１及び電極１−
１と１−２の特性を全く同一のものとすることは
むずかしく、かつアンプ７，８の特性自体も全く
同一のものとすることもむずかしいのでアンプ
７，８への入力信号が90°ずれた信号であつたと
してもアンプ７，８の位相特性が正確に90°ずれ
ていることを保証することは困難である。

又、更に移動体と固定子１の間の関係がその回
転角度により全く均一である保証もない。

従つて、形成される駆動信号が90°の位相差関
係を有していたとしても、実際電極１−１，１−
２に印加される信号の位相関係として90°ずれた
状態とすることが出来なかつた。

＜目的＞ 本発明の目的とする処は 制御回路を有する超音波モータ用駆動装置であ
つて、 超音波モータは、振動体（第３図の１）と、そ
れを励振する電気−機械エネルギー変換素子とか
らなる振動子（第３図の１）を有し、対象物を振
動子（第３図の１）と相対移動させるものであ
り、 制御回路は交番電圧回路（第４図のＡ）と、交
番電圧回路（第４図とＡ）に接続された移相回路
（第４図のＢ）と、交番電圧回路（第４図のＡ）
に接続された第１の駆動電極（第４図の１−１）
と、位相回路（第４図のＢ）に接続された第２の
駆動電極（第４図の１−２）とを有し、第１の駆
動電極（第４図の１−１）を介して交番電圧回路
（第４図のＡ）からの交番電圧が電気−機械エネ
ルギー変換素子に印加されるとともに位相回路
（第４図のＢ）にて位相がシフトされた交番電圧
が電気−機械エネルギー変換素子に印加され振動
体（第３図の１）を励振させ、 更に制御回路は第１の駆動電極（第４図の１−
１）と第２の駆動電極（第４図の１−２）に接続
された位相検出回路（第４図のＣ）と位相検出回
路（第４図のＣ）に接続され位相検出回路出力に
応答して移相回路（第４図のＢ）による位相シフ
ト量を調定する調定回路（第４図のＤ）を有し、
位相検出回路（第４図のＣ）により第１の駆動電
極（第４図の１−１）での交番電圧と第２の駆動
電極（第４図の１−２）での交番電圧との位相差
を検出し、調定回路（第４図のＤ）は検出された
位相差に応じて移相回路（第４図のＢ）での交番
電圧に対する位相シフト量を調定する 超音波モータ用駆動装置を提供し、各駆動電極
に印加される交番電圧の移相差を特定値となる様
になすものである。

＜実施例＞ 第３図は本発明に係る超音波モーターの固定子
の電極形状を示す構成図を第１図示の構成と同構
成となつている。尚１−３は固定子の共振状態を
検出するためのモニター電極を示しており共通電
極１−４は電極１−１，１−２，１−３の各電極
に対向する電極に接続されている。

第４図は本発明に係る超音波モーター（以下
SSMと称す。）の駆動回路の一実施例を示す回路
図である。

図において、１は表面上に電歪素子が配される
固定子１−１，１−２，１−３は第３図示の電
極、１０，１１はコイル、７，８はアンプであ
る。

１６，１７はそれぞれ電極１−２，１−１に接
続され、該電極の正弦波を整形してロジツクレベ
ルのパルスに変換するコンパレーターである。又
２はモニター電極の出力波形（正弦波）をロジツ
クレベルのパルスに変換するコンパレーターであ
る。１２はその一方の入力端を前記コンパレータ
ー２の出力と接続すると共に他方の入力端をイン
バーター１８と接続するフエイズコンパレーター
（位相比較回路）で励えばUSP4291274号等にて
周知であり、その詳細な説明は省略するが入力信
号の位相差を検知して位相差が存在する場合のみ
出力を発生するものである。

該コンパレーター１２のブロツク構成及び入力
出力特性は第５図及び第６図に示す通りであり、
入力端Ｒへの入力パルス（立上り信号）が入力端
Ｓへの立上り信号より先に入力された場合には立
上り信号差の期間のみ出力はVcc（ハイレベル信
号以下Ｈと称す。）となり、上記入力端Ｓへの立
上り信号の入力にて出力はオープン状態（高イン
ピーダンス状態）となる。

又入力端Ｓへの入力パルス（立上り信号）が入
力端Ｒへの立上り信号より先に入力された場合に
は立上り信号期間出力はグランドレベル（ロウレ
ベル以下Ｌと称す）となる。

又、出力がＨ又はＬを示す場合以外はオープン
状態となるものである。よつて、位相差がゼロの
時には出力はオープン状態のまま保持される。

４はローパスフイルターでコンパレーター１２
の出力を平滑化している。５はデユテイ比50％の
信号を入力電圧に応じた周波数で出力する電圧制
御発振器（VCO）で、その入力はローパスフイ
ルター４の出力に接続されている。

１９はVCO５の出力を32分周する分周回路で、
該分周回路の出力はアンプ７、コイル１０を介し
て電極１−１に印加される。又分周回路１９の出
力は16段のシフトレジスター２０のＤ入力端に接
続されている。該レジスター２０のクロツク端子
には上記VCO５の出力がクロツクパルスとして
入力されている。分周回路１９の出力パルスに対
するVCO５の周波数は32倍となつているため、
レジスター２０に対するＤ入力とクロツクパルス
との関係も32倍となつているため、シフトレジス
ター２０の出力Q₁〜Q₁₆はＤ入力信号に対して0°
から180°まで11.25°ずつずれた（遅れた）パルス
が出力されることとなる。尚VCO５の発振周波
数はSSMの共振周波数の32倍に設定している。
２１はレジスター２０の出力Q₁〜Q₁₆のうちいづ
れか一つの出力をカウンター２２の出力に基づき
選択するマルチプレクサーであり、該マルチプレ
クサー２１の出力はアンプ８、コイル１１を介し
て電極１−２に印加される。２５は８段のシフト
レジスターで、該レジスターのＤ入力端には上記
コンパレーター１７の出力が入力され、又クロツ
ク入力には上記VCO５の出力が入力されている
ため、出力端Q₃からはＤ入力端への入力信号に
対して90°遅れたパルスが出力される。即ち、分
周回路１９の出力パルスとコンパレーター１７の
出力パルスは同一の位相関係のパルスとなるた
め、該パルスをＤ入力として入力し、VCO５の
出力をクロツクとして入力するシフトレジスター
２５の８段目の出力Q₈としてはＤ入力信号、即
ち電極１−１の信号に対して90°遅れたパルスと
なる。

２４はフエイズコンパレーターで、該コンパレ
ーター２４のブロツク構成及び入出力特性は第
７、第８図に示す通りであり入力端Ｒへのパルス
が入力端Ｓへのパルスよりも先に立ち上がつた場
合には入力端Ｓへのパルスが立ち上るまでOUT
１をＬとなす。又、入力端Ｓへのパルスが入力端
Ｒへのパルスよりも先に立ち上がつた場合には入
力端Ｒへのパルスが立ち上るまでOUT２をＬと
なすものである。

該コンパレーター２４の入力端Ｓは上記コンパ
レーター１６の出力端に接続し、入力端Ｒは前記
レジスター２５の出力端Q₈に接続している。

上述の如くレジスター２５の出力Q₈からのパ
ルスは電極１−１の波形｛コンパレーター１７の
出力（第９図ａ｝に対して90°遅れたパルス（第
９図ｃ）であり、これがコンパレーター２４のＲ
入力端に入力し、又コンパレーター２４のＳ入力
端には電極１−２の波形と同位相のパルス｛コン
パレーター１６の出力（第９図ｂ｝が入力されて
いる。よつて、電極１−１と１−２の波形が90°
ずれている状態ではコンパレーター２４のＲ、Ｓ
入力として同位相のパルスが入力されるためコン
パレーター２４の出力OUT１，OUT２は共にＨ
を出力する。又、第９図ｂの点線で示した如く電
極１−２の波形、即ちコンパレーター１６のパル
スが電極１−１の波形、即ちコンパレーター１７
のパルスに対してその位相関係が90°以内となつ
た場合は、コンパレーター２４のＳ入力端への立
ち上りパルスの方がＲ入力端への立ち上りパルス
よりも先となるので、コンパレーター２４は出力
端OUT２をＬとなす。又、逆にコンパレーター
１７のパルスに対してコンパレーター１６のパル
ス位相関係が90°以上となつた場合にはコンパレ
ーター２４の出力端OUT１をＬとなす。

２４はアツプダウンカウンターでアツプ入力及
びダウン入力端への立下り信号に応答して１ステ
ツプのアツプ及びダウン動作を行なう。該カウン
ター２２のアツプ入力端はコンパレーター２４の
出力端OUT２に接続され又ダウン入力端は出力
端OUT１と接続されているため、電極１−１と
１−２の波形の位相関係が90°以内となつた時に
はカウンター２２はアツプカウントを行ない逆に
90°以上となつた場合にはダウンカウントを行な
う。該カウンター２２の出力（４ビツト）は上記
マルチプレクサーに接続しており、マルチプレク
サー２１はカウターのカウント値が増加するほど
レジスター２０の後段ビツトの出力を選択する様
構成されている。これらのコンパレーター２４、
カウンター２２、マルチプレクサー２１の構成に
て、電極１−１と１−２の波形の位相関係が90°
以内となつた際にはカウンター２２のカウントア
ツプがなされレジスター２０の後段出力が選択さ
れるため、電極１−２への印加される波形が遅れ
電極１−１と１−２の波形の位相関係を90°方向
へ移行させる。又逆に電極１−１と１−２の波形
の位相関係が90°以上となるとカウントダウンが
なされ電極１−２へ印加される波形の位相を進ま
せるため、その位相関係を90°方向へ移行させる
こととなり、常に電極１−１と１−２の波形の位
相関係は90°になる様制御される。

尚、電極１−１と電極１−３の配置関係として
は90°ずれた位置関係にあるものとする。第４図
における電圧制御発振器５、分周回路１９を含む
ブロツクＡが交番電圧回路を形成し、シフトレジ
スター２０を示すブロツクＢが移相回路を形成
し、コンパレーター１６，１７、フエイズコンパ
レーター２４、シフトレジスター２５を含むブロ
ツクＣが位相検出回路を形成し、マルチプレクサ
ー２１、カウンタ２２を含むブロツクＤが調定回
路を形成し、１−１，１−２がそれぞれ第１と第
２の駆動電源を形成しているものである。次い
で、該第４図実施例の動作について説明する。

不図示の電源を投入することにて、パワーアツ
プセツト回路２６が作動し、カウンター２２に初
期値（例えば0111）が設定される。この状態でマ
ルチプレクサー２１はレジスター２０の出力端
Q₈を選択しているものとする。

上述の如くレジスター２０の出力端Q₁〜Q₈は
そのＤ入力信号に対して11.25°ずつずれた信号と
なるため、出力端Q₈のパルスはＤ入力端のパル
スに対して11.25×８＝90°遅れたパルスとなる。
一方電源投入にてVCO５は作動を開始するため、
該VCO５からのパルスが分周回路１９に入力し、
分周回路１９はVCO５のパルスを32分周したパ
ルスを出力し該パルスをアンプ７、コイル１０を
介して電極１−１に印加する。

一方、上述の如くマルチプレリサー２１からは
レジスター２０のQ₈出力端のパルス、即ち分周
回路１９のパルスに対して90°ずれたパルスがア
ンプ８、コイル１１を介して電極１−２に印加さ
れる。コイル１０及び１１、電極１−１，１−
２，１−４の作用で上記各パルスは90°位相のず
れた正弦波として各電極１−１，１−２に印加さ
れ、これにて固定子１の表面に進行性振動波が発
生し、固定子の表面と摩擦接触している移動体が
回動し、SSMが作動する。該電極１−１，１−
２の波形はそれぞれコンパレーター１６，１７に
てパルスに変換され、コンパレーター１６のパル
スはコンパレーター２４のＳ入力端に印加され
る。

一方、コンパレーター１７のパルスはレジスタ
ー２５のＤ入力端に伝わり、該レジスターは
VCO５のパルスをクロツクとして作動している
ため、出力端Q₈からはコンパレーター１７の出
力、即ち電極１−１の波形に対して90°位相が遅
れたパルスが出力され、これが、コンパレーター
２４のＲ入力端に入力する。今、電極１−１の波
形に対して電極１−２の波形が90°遅れているも
のとすると、レジスター２５の出力端Q₈からの
パルスは電極１−１の波形に対して90°遅れるの
で、コンパレーター２４のＲ及びＳ入力端には同
一位相のパルスが入力される。よつて、この状態
ではレジスター２０の出力端Q₈からのパルスが
選択されたままSSMが駆動され続ける。

上記駆動に際して、レジスター２０の出力端
Q₈が選択された状態にてそれぞれ90°位相の異な
るパルスがアンプ７，８に入力している状態にあ
つても、電極１−１と１−２への駆動波形が90°
位相差関係を保つていない場合には90°位相差関
係に対する位相ずれ方向に応じてカウンター２２
のカウント方向が決定される。即ち、上記電極１
−１と１−２の波形の位相差が90°以内となつた
際には即ち、第９図ａと第９図ｂの点線で示す位
相関係となつた際には上述の如くしてカウンター
２２が１カウントアツプされ、これにてマルチプ
レクサー２１はレジスターの出力端をQ₈からQ₉
に切換え選択する。出力端Q₉のパルスは出力端
Q₈のパルスに対して11.25°遅れた位相を有するパ
ルスであるため、アンプ７に印加されるパルスに
対してアンプ８へ印加されるパルスの位相差は
90°から101.25°へ移行する。よつて、電極１−２
の印加波形の位相が遅れ、電極１−１と１−２へ
印加される波形の位相差が90°方向へシフトされ
る。又、逆にアンプ７と８へ印加されるパルスの
位相差が90°を保つた状態で上記電極１−１と１
−２での位相差が90°以上の場合にはカウンター
２２は１カウントダウンされる。これにてマルチ
プレクサー２１はレジスター２０の出力端Q₈に
変えて出力端Q〓を選択する。よつて、アンプ７
へのパルスに対してアンプ８に印加されるパルス
の位相差は90°から11.25°進んだ78.75°とより電極
１−２への印加波形も進み電極１−１と１−２と
の波形の位相差は90°方向へシフトされる。

以上の如くして、電極１−１と１−２への印加
波形の位相差関係は常に90°となる様制御される。
以上の動作にて電極１−１と１−２における波形
の位相差を一定に保つ様制御がなされると共に、
該実施例にあつては、常に共振周波数にてSSM
が駆動される様周波数制御がなされる。

以下に該周波数制御動作について説明する。

SSMを共振周波数で駆動するためには駆動電
極１−１又は１−２における駆動電圧波形とモニ
ター電極１−３におけるSSMの駆動状態を表わ
すモニター波形との位相差関係を常に一定の関係
に保持すれば良い。即ち、電極１−１とモニター
電極１−３の位置関係に応じて電極１−１と１−
３の波形関係も位置関係と同一位相差関係に保て
ば共振状態で駆動されることとなる。今電極１−
１と電極１−３とは90°ずれて配設されているた
め、電極１−１と１−３の波形も90°ずれる様制
御すれば共振駆動とすることが出来る。

上述の如くレジスター２５の出力端Q₈の出力
は第９図ｃの如く電極１−１の波形に対して位相
が90°遅れたパルスとなつている。該パルスイン
バーター１８にて反転され第９図ｅのパルス、即
ち電極１−１の波形に対して90°進だパルスとし
てコンパレーター１２のＳ入力端に伝わる。

一方、電極１−３の波形はコンパレーター２に
てパルスに変換された上コンパレーター１２のＲ
入力端に伝わる。上述の如くコンパレーター１２
のＲ入力端へのパルスの立ち上り信号がＳ入力端
へのパルスの立ち上り信号よりも先に発生してい
る場合は上記立ち上り信号差分コンパレーター１
２の出力はＨとなり、又逆にＳ入力端への立ち上
り信号がＲ入力端への立ち上り信号よりも先に発
生している場合は立ち上り信号差分コンパレータ
ー１２の出力はＬとなり、更にＲ及びＳ入力端へ
の立ち上り信号が同時に入力する場合はコンパレ
ーター１２はオープン状態となる。よつて、コン
パレーター２のパルス、即ち電極１−３からの波
形の位相がインバーター１８からのパルスの位相
に対して進んだ状態となると、即ち、電極１−１
と１−３の波形の位相差が90°以上となるとその
位相差期間分コンパレーター１２の出力はＨとな
ると該Ｈはローパスフイルター４を介してVCO
５に入力され、VCO５への入力電圧増加し、そ
の分VCO５の発振周波数が高くなる。VCO５の
発振周波数、即ち、電極１−１，１−２への駆動
周波数が高くなる程電極１−１に入力される信号
は電極１−３に発生する信号よりも位相が進む方
向に変化する特性を有しているため、上記電極１
−１と１−３との位相差が90°方向へ制御される。

又、逆に電極１−１と１−３の位相差が90°以
内となるとコンパレーター１２のＳ入力端への立
ち上り信号の方がＲ入力端への立ち上り信号に比
して先に発生するため、その位相差分コンパレー
ター１２の出力はＬとなりVCO５の発振周波数
が低下するため電極１−１，１−２への駆動周波
数も低くなり、電極１−１と１−３の波形の位相
が増大し電極１−１と１−３との位相差が90°方
向へ移行する。

この様に電極１−１と１−３の波形の位相差検
知がなされ、この位相差が常に90°となる様SSM
の駆動周波数が制御され、SSMは常に共振状態
にて駆動制御されることとなる。第１０図は第４
図示のSSMの具体的構成を示す回路図で第４図
と同一ブロツク部には同一記号を附してある。図
中のフエーイズコンパレーター１２において１２
−１，１２−２，１２−１３，１２−１４，１２
−１５，１２−１６はインバーター、１２−３，
１２−８はアンドゲート、１２−４，１２−５，
１２−６，１２−７はオアゲート、１２−９，１
２−１２はノアゲート、１２−１０，１２−１１
はナンドゲート１２−１７はＰチヤンネルMOS
FET、１２−１８はＮチヤンネルMOS FETで
ある。

該コンパレーター１２自体公知であるので、そ
の詳細な説明は省略するか、その入出力特性は上
述の第８図にて述べた通りであり入力パルスの立
ち上り信号の位相差を検知してハイ、ロウ、オー
プン状態を示すものである。

ローパスフイルター４は抵抗４−１と４−２及
びコンデンサ４−３で構成され、抵抗４−１はロ
ーパスフイルター４の入出力間に、又抵抗４−２
とコンデンサー４−３は出力とグランド（GND）
間に直列に接続されている。VCO５において５
−１はオペアンプ、５−２，５−６，５−７，５
−８，５−９はNPN型トランジスタ、５−３，
５−４，５−５はPNP型トランジスタ、５−１
０，５−１６は抵抗、５−１１はコンデンサ、５
−１４，５−１５はナンドゲート、５−１７は定
電流源をそれぞれ示している。VCO５の入力は
オペアンプ５−１の入力であり、該アンプ５−
１の入力はトランジスター５−２のエミツタと
抵抗５−１０の一方に接続され、又該抵抗５−１
０の他方は、GNDに接続されている。上記オペ
アンプ５−１、トランジスター５−２抵抗５−１
０にて電圧電流変換回路を構成しアンプ５−１に
入力される電圧に応じた電流をトランジスター５
−２のコレクターに流す。

トランジスター５−２のコレクターはトランジ
スター５−３のコレクターとベース、トランジス
ター５−４，５−５のベース、更には定電流源５
−１７に接続されており、トランジスター５−
３，５−４，５−５はカレントミラー回路を構成
している。

又、トランジスター５−４のコレクタは、トラ
ンジスター５−６および５−７のコレクタ及びト
ランジスター５−７，５−８，５−９のベースに
接続されている。トランジスター５−５のコレク
タはトランジスター５−８，５−９のコレクタ及
びコンパレーター５−１２の入力と５−１３の
入力、更にはコンデンサー５−１１と接続され
ている。コンパレーター５−１２の入力には基
準電圧Ｖ１が、又５−１３の入力は基準電圧Ｖ
２（V₁＞V₂）が印加されコンパレーター５−１
２の出力はナンドゲート５−１４の一方の入力
に、又ゲート５−１４の他方の入力にはナンドゲ
ート５−１５の出力が接続されている。コンパレ
ーター５−１３の出力はナンドゲート５−１５の
一方の入力に、又ゲート５−１５の他方の入力に
はゲート５−１４の出力につながれている。

該ゲート５−１４，５−１５にてフリツプフロ
ツプが構成され、フリツプフロツプのゲート５−
１５の出力は抵抗５−１６を介してトランジスタ
ー５−６のベースに印加されている。

分周回路１９において、１９−１〜１９−５は
Ｄ型フリツプフロツプで、これらにてVCO５か
らの入力パルスに対する32分周回路を構成する。
アンプ７において、７−１，７−１０，７−２，
７−４，７−５はNPN型トランジスター、７−
３はPNP型トランジスター、７−７，７−８は
ダイオードを示している。又、アンプ８はアンプ
７と同一構成となつている。

シフトレジスター２０，２５において、２０−
１〜２０−１６及び２５−１〜２５−８はクロツ
ク端子を前記VCO５の出力と接続すると共に前
段の出力端子を後端のＤ入力端子と接続するＤ型
フリツプフロツプである。

フエーズコンパレーター２４において２４−
１，２４−２，２４−３，２４−４，２４−５，
２４−６はインバーター、２４−７，２４−８は
アンドゲート、２４−９，２４−１０，２４−１
１，２４−１２はオアゲート、２４−１３，２４
−１４はノアゲート、２４−１５，２４−１６は
ナンドゲートである。

該第１０図の回路動作は上述の第４図にて説明
した通りであるので、その説明は省略するが、フ
イルター４及びVCO５の動作について補足的に
説明する。

フイルター４のコンデンサー４−３はコンパレ
ーター１２の出力に接続されているため、コンパ
レーター１２からＨが出力される期間が長くなる
程充電され高電位となり、又Ｌが出力される期間
が長くなる程放電され低電位となる。尚コンパレ
ーター１２の出力がオープン状態にある時には、
コンデンサー４−３の電位はそのままの状態に保
持される。

即ち、フイルター４はコンパレーター１２の出
力を平滑化するものであり、その結果コンデンサ
ー４−３にはコンパレーター１２の出力状態に応
じた出力が発生する。

詳述すると、前述の如くコンパレーター１２の
Ｒ、Ｓ入力への位相差がゼロ、即ち電極１−１と
電極１−３位相差が90°の場合にはコンパレータ
ー１２の出力はオープン状態となつているため、
ローパスフイルター４のコンデンサー４−３の電
位はそのままの状態を保持するが、電極１−１の
波形に対して電極１−３の波形が90°位相進みよ
りも大なる位相進み状態となつた場合には上述の
如くコンパレーター１２の出力はその位相差に応
じたデユーテイのハイ信号が送出され、フイルタ
ー４のコンデンサー４−３の電圧が増大する。又
逆に電極１−１の波形に対する電極１−３の波形
が90°より少ない位相だけ進み状態となるとコン
パレーター１２の出力がその位相差に応じたデユ
ーテイのロウ信号（グランドレベル）となり、コ
ンデンサー４−３の充電電位がデユーテイに応じ
て低下する。

即ち、該フイルター４はコンパレーター１２の
出力状態を電圧変換した上VCOに伝える機能を
有している。

上記フイルター４の出力はVCOのアンプ５−
１に入力されるため、抵抗５−１０にはフイルタ
ー４の出力電圧に応じた電流が流れトランジスタ
ー５−２のコレクター端子に該電流を形成する。
即ちアンプ５−１、抵抗５−１０、トランジスタ
ー５−２はフイルター出力を電流に変換する電圧
−電流変換回路を接続する。詳述するとフイルタ
ー４の出力がＶであつたとすると、抵抗５−１０
には該電圧Ｖが印加されるので抵抗５−１０の抵
抗値をＲとすると、i₁＝Ｖ／Ｒなる電流が流れ、こ の電流がトランジスター５−２のコレクター端子
に形成される。又定電流源５−１７の定電流をi₂
とすると、このi₂と上記i₁との合成電流Ｉがトラ
ンジスター５−３から供給されることとなりカレ
ントミラー回路を構成するとトランジスター５−
４，５−５の電流も上記Ｉとなる。

今トランジスター５−６がオフであり、かつコ
ンデンサー５−１１が充電状態にあるものとす
る。

この状態ではトランジスター５−４に流れる電
流が全てトランジスター５−７に流れるため、ト
ランジスター５−７とカレントミラー回路を構成
するトランジスター５−８，５−９にもそれぞれ
トランジスター５−７に流れる電流値と同一の電
流が流れる。この結果、トランジスター５−５に
流れる電流値とトランジスタ−５−８，５−９に
それぞれ流れる電流値が同一となるため、コンデ
ンザー５−１１からは上記トランジスター５−５
に流れる電流値分の電流が流出、コンデンサー５
−１１は該トランジスター５−５に流れる電流
値、即ち上記Ｉにて放電される。

これにてコンデンサー５−１１の電位は低下、
基準レベルV₂以下となるとコンパレーター５−
１３の出力がＬとなりフリツプフロツプを構成す
るナンドゲート５−１５の出力Ｈとなる。このた
めトランジスター５−６がオンとなる。該トラン
ジスター５−６がオンとなることにてトランジス
ター５−４に流れていた電流が全てグランドに流
れると共にトランジスター５−７，５−８，５−
９がオフとなる。よつて、この場合はトランジス
ター５−５に流れる電流、即ち上記Ｉにてコンデ
ンサー５−１１が定電流充電されコンデンサー５
−１１の電位が上昇し基準レベルV₁に達する。
これにてコンパレーター５−１２が反転、出力を
Ｌとなすため、ナンドゲート５−１５の出力をＬ
となしトランジスター５−６を再びオフとなす。
この後再び上記放電が行なわれ以後上記の充放電
が繰り返えし実行される。

上述の如くコンデンサー５−１１に対する充放
電は、トランジスター５−４の電流値Ｉで実行さ
れ、該電流値Ｉはフイルターのコンデンサー４−
３の電圧、即ちコンパレータ１２の出力状態に応
じて決定されるため。上記充放電のスピードは電
極１−１と電極１−３の波形の位相差に応じて決
定されることとなる。

詳述すると電極１−１に対する電極１−３の波
形が90°位相進み状態にある時にはコンパレータ
ー１２の出力はオープン状態であるため、コンデ
ンサー４−３の電位は一定のまま保持されている
ので、上記電流値Ｉも一定となる。よつて、この
場合には上記コンデンサー５−１１に対する充放
電動作も一定スピードとなり、フリツプフロツプ
を構成するナンドゲート５−１４の出力も上記一
定スピードで反転するため、該フリツプフロツプ
の出力パルスの周波数が一定のまま保持され
SSMはこの状態では一定の共振周波数のまま駆
動保持される。

又、何らかの原因にて電極１−１に対する電極
１−３の波形が90°位相進みよりも大となると、
コンパレーター１２の出力はハイとなると共にそ
の期間が位相差が大となるほど長くなるため、コ
ンデンサー４−３は充電されその電位も位相差が
大となる程高くなる。よつて、上記電流値もＩも
大となるため、上記フリツプフロツプの出力周波
数が増加方向へ移行する。これにて電極１−１，
１−２への駆動波形の周波数が増大し、駆動波形
を上記の共振周波数へ戻し、電極１−１と１−３
の波形の位相差も上記90°位相差へ戻る。

又、逆に駆動波形が電極１−１の波形に対する
電極１−３と波形が90°位相進みよりも小なると
コンパレーター１２の出力はロウを示すと共にロ
ウの期間は上記位相差が大となるほど長くなる。
よつて、コンデンサー４−３の放電量も上記位相
差に応じるものとなりコンデンサー４−３の電位
も位相差が大となる程低下し、上記電流値Ｉも小
となるので上記フリツプフロツプの出力周波数が
低くなる方向へ移行する。これにて電極１−１，
１−２の駆動周波数も低下し、上記共振状態へ戻
り、電極１−１と電極１−３への波形も上記90°
状態となる。

この様にVCOはその出力パルス周波数をフイ
ルター４のコンデンサー４−３の電位に応じて決
定し、上述の如く電極１−１，１−２への駆動周
波数を共振周波数へ移行させるものである。

又、SSMの駆動初期にあつては、コンデンサ
ー４−３の電位がゼロであり、上記トランジスタ
ー５−２のコレクターには電流が流れることはな
いが、この場合には定電流源５−１７にて規制さ
れる一定電流値にてコンデンサー５−１１に対す
る充放電がなされSSMが駆動される。

＜効果＞ 以上の通り、本発明では、駆動電源１−１，１
−２の波形を検知して、その位相差が常に一定
（90°）となる様駆動電極への印加波形の相対的は
位相差を調定するものであるため、駆動電極には
常に適正なる位相差関係で駆動波形を供給し続け
ることが出来、適正にSSMを駆動し得るもので
ある。尚、実施例にあつてはコイル１０，１１を
配して駆動波形としてのパルスを正弦波に変換し
ているがアンプ７，８の周波数特性を適切に設定
すればコイル１０，１１を省略することが出来
る。又、シフトレジスター２０を32分周回路とし
ているが分周数を増大すればするほど高正精の制
御となることはもちろんであり、この場合には
VCO５の周波数並びにシフトレジスター２５の
分周数も合わせる様設定する必要がある。又、電
極１−１と１−２の波形を比較器にて直接検知し
てその位相差が90°に対して増大又は減少した際
にカウンター２２のカウント値をアツプダウンさ
せても良い。この場合には比較器として90°位相
差がある時を基準としてOUT１，OUT２を出力
するものを用いれば良い。

更に実施例ではデジタル的位相を制御している
がアナログ的に一方の電極に印加される波形に対
して位相を90°ずらす位相器を配し、この位相器
出力を他方の電極に印加する様なし、かつこの際
各電極の波形の位相差を検知して、その位相差の
一定の関係に対するずれを比較回路にて検知し、
この検知出力にて上記位相器による位相シフト量
を調定する様なしても良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は超音波モーターの固定子の電極形状を
示す波形図、第２図は第１図の電極への駆動電圧
印加回路部の構成を示す回路図、第３図は本発明
に係る超音波モーターの固定子の電極形状を示す
波形図、第４図は本発明に係る超音波モーターの
駆動回路の一実施例を示すブロツク図、第５図は
第４図示のコンパレーター１２の構成を示すブロ
ツク図、第６図ａ，ｂ，ｃは第５図示のコンパレ
ーターの特性を示す波形図、第７図は第４図のコ
ンパレーター２４の構成を示すブロツク図、第８
図ａ，ｂ，ｃ，ｄは第７図示のコンパレーターの
特性を示す波形図、第９図ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，
ｆは第４図示の実施例の動作を説明する波形図、
第１０図は第４図実施例の具体的回路構成を示す
回路図である。 １……固定子（振動体）、１−１……駆動電極
（第１の駆動電極）、１−２……駆動電極（第２の
駆動電極）、Ａ……交番電圧回路、Ｂ……移相回
路、Ｃ……位相検出回路、Ｄ……調定回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 制御回路５，１９，２０，１６，１７，２
   ５，２４，２１，２２，１−１，１−２を有する
   超音波モータ用駆動装置であつて、 超音波モータは、振動体１と、それを励振する
   電気−機械エネルギー変換素子とからなる振動子
   １を有し、対象物を振動子１と相対移動させるも
   のであり、 制御回路５，１９，２０，１６，１７，２５，
   ２４，２１，２２，１−１，１−２は交番電圧回
   路５，１９と、交番電圧回路５，１９に接続され
   た移相回路２０と、交番電圧回路５，１９に接続
   された第１の駆動電極１−１と、移相回路２０に
   接続された第２の駆動電極１−２とを有し、第１
   の駆動電極１−１を介して交番電圧回路５，１９
   からの交番電圧が電気−機械エネルギー変換素子
   に印加されるとともに移相回路２０にて位相がシ
   フトされた交番電圧が電気−機械エネルギー変換
   素子に印加され振動体１を励振させ、 更に制御回路５，１９，２０，１６，１７，２
   ５，２４，２１，２２，１−１，１−２は第１の
   駆動電極１−１と第２の駆動電源１−２に接続さ
   れ位相検出回路１６，１７，２５，２４と位相検
   出回路１６，１７，２５，２４に接続された位相
   検出回路出力に応答して移相回路２０による位相
   シフト量を設定する調定回路２１，２２を有し、
   位相検出回路１６，１７，２５，２４により第１
   の駆動電極１−１での交番電圧と第２の駆動電源
   １−２での交番電圧との位相差を検出し、調定回
   路２１，２２は検出された位相差に応じて移相回
   路２０での交番電圧に対する位相シフト量を調定
   する 超音波モータ用駆動装置。