JPS589426A - A/dコンバ−タ - Google Patents
A/dコンバ−タInfo
- Publication number
- JPS589426A JPS589426A JP56107656A JP10765681A JPS589426A JP S589426 A JPS589426 A JP S589426A JP 56107656 A JP56107656 A JP 56107656A JP 10765681 A JP10765681 A JP 10765681A JP S589426 A JPS589426 A JP S589426A
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- JP
- Japan
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- voltage
- bits
- analog input
- resistors
- comparators
- Prior art date
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/34—Analogue value compared with reference values
- H03M1/36—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type
- H03M1/361—Analogue value compared with reference values simultaneously only, i.e. parallel type having a separate comparator and reference value for each quantisation level, i.e. full flash converter type
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
高速のA/Dコンバータには、主として第1図に示すよ
うな並列型と、第2図に示すような直並列型とがある。
うな並列型と、第2図に示すような直並列型とがある。
すなわち、第1図の並列fi A/Dコンバータは8ビ
ツトのA/D変換を行う場合であるが、255個の電圧
比較回路A1〜A255を有し、この比較回路A1〜A
255において、アナログ入力電圧Vinが255ステ
ツプの基準電圧Vl〜V21i5とそれぞれ電圧比較さ
れ、その比較出力がエンコーダENCに供給されて8ビ
ツトのデジタル出力no −D7が取り出される。
ツトのA/D変換を行う場合であるが、255個の電圧
比較回路A1〜A255を有し、この比較回路A1〜A
255において、アナログ入力電圧Vinが255ステ
ツプの基準電圧Vl〜V21i5とそれぞれ電圧比較さ
れ、その比較出力がエンコーダENCに供給されて8ビ
ツトのデジタル出力no −D7が取り出される。
また、第2図の直並列型A/Dコンバータも8ビツトの
A/D変換を行うものであるが、入力電圧Vin カ前
段の4ビツトの並列型A/Dコンバータに供給されて上
位4ビツトのデジタル出力D7〜D4が取り出される。
A/D変換を行うものであるが、入力電圧Vin カ前
段の4ビツトの並列型A/Dコンバータに供給されて上
位4ビツトのデジタル出力D7〜D4が取り出される。
そして、この4ビツトD7〜D4がD/AコンバータC
0NVに供給されてアナ目グ電圧■mに変換され、電圧
Vlnと電圧vmとの差電圧(vi、 vm)が後段
の4ビツトの並列型A/Dコンバータに供給されて下位
4ビツトのデジタル出力D3〜DOが取り出される。
0NVに供給されてアナ目グ電圧■mに変換され、電圧
Vlnと電圧vmとの差電圧(vi、 vm)が後段
の4ビツトの並列型A/Dコンバータに供給されて下位
4ビツトのデジタル出力D3〜DOが取り出される。
しかし、第1図の並列型A/Dコンバータでは、アナロ
グ入力電圧Vlnをnビットのデジタル出力に変換する
場合、(2−1)個の電圧比較回路を必要とし、素子数
が多くなってIC化した場合のチップサイズが大きくな
ると共に、消費電力が大きくなってしまう。
グ入力電圧Vlnをnビットのデジタル出力に変換する
場合、(2−1)個の電圧比較回路を必要とし、素子数
が多くなってIC化した場合のチップサイズが大きくな
ると共に、消費電力が大きくなってしまう。
′その点、第2図の直並列型A/Dコンバータでは、(
m+n)ビットのデジタル出力に変換する場合でも、電
圧比較回路は(2”+2n−2)個でよく、従って、チ
ップサイズや消費電力を小さくできる。しかし、このコ
ンバータでは、D/AコンバータC0NVを必要として
しまう。しかも、上位ビット変換用の前段のA/Dコン
バータと、D/AコンバータC0NVとの間に誤差があ
ると、これがそのまま変換誤差として現れ、上位ビット
と下位ビットとの接なぎ目で誤差を生じてしまう。すな
わち、アナログ入力電圧■inが例えば単調増加してい
くとき、デジタル出力の下位ビットから上位ビットへ桁
上げがある点で、デジタル出力が小さくなり、単調増加
しなくなってしまう。
m+n)ビットのデジタル出力に変換する場合でも、電
圧比較回路は(2”+2n−2)個でよく、従って、チ
ップサイズや消費電力を小さくできる。しかし、このコ
ンバータでは、D/AコンバータC0NVを必要として
しまう。しかも、上位ビット変換用の前段のA/Dコン
バータと、D/AコンバータC0NVとの間に誤差があ
ると、これがそのまま変換誤差として現れ、上位ビット
と下位ビットとの接なぎ目で誤差を生じてしまう。すな
わち、アナログ入力電圧■inが例えば単調増加してい
くとき、デジタル出力の下位ビットから上位ビットへ桁
上げがある点で、デジタル出力が小さくなり、単調増加
しなくなってしまう。
この発明は、これらの問題点を一掃したA/Dコンバー
タを提供しようとするものである。
タを提供しようとするものである。
以下その一例について説明しよう。なお、この例におい
てはアナログ入力電圧Vinを4ビツトの第3図におい
て、上位ビット用として3個の電圧比較回路M1〜M3
が設けられると共に、下位ビット用として3個の電圧比
較回路N1〜N3が設けられ、これら比較回路M1 ”
’−N3 t Nl −N3にアナログ入力電圧■in
が共通に供給される。また、基準電圧源■rと接地との
間に、16個の互いに等しい値の抵抗器R16〜R1が
直列接続され、その4個の抵抗器R1−R4ツR5〜”
8 t R9−”12 * l′t13〜R16をそれ
ぞれ1組とし、その組と組との接続点、すなわち、抵抗
器H4とIt5. R8と”9 t ”12とRlBと
の各接続点が比較回路Ml−M3の入力端にそれぞれ接
続される。
てはアナログ入力電圧Vinを4ビツトの第3図におい
て、上位ビット用として3個の電圧比較回路M1〜M3
が設けられると共に、下位ビット用として3個の電圧比
較回路N1〜N3が設けられ、これら比較回路M1 ”
’−N3 t Nl −N3にアナログ入力電圧■in
が共通に供給される。また、基準電圧源■rと接地との
間に、16個の互いに等しい値の抵抗器R16〜R1が
直列接続され、その4個の抵抗器R1−R4ツR5〜”
8 t R9−”12 * l′t13〜R16をそれ
ぞれ1組とし、その組と組との接続点、すなわち、抵抗
器H4とIt5. R8と”9 t ”12とRlBと
の各接続点が比較回路Ml−M3の入力端にそれぞれ接
続される。
さらに1抵抗器R1と”2 t kL7と几8 t ”
9とR10*”15とR16との各接続点と、比較回路
N1の入力端との間に、MOS−FET (Qlt〜Q
41)のソース・ドレイン間がそれぞれ接続され、抵抗
器R2とR3゜R6と”7 t ”10と”11’ t
”14と”15との各接続点と、比較回路N2の入力
端との間に、MOS−FET(Q12〜Q42)のソー
ス・ドレイン間がそれぞれ接続されると共に、抵抗器R
3とFL4. R5とR6゜R11と”12 + ”1
3とR14との各接続点と、比較回路N3の入力端との
間に、MOS−PET(Q13〜Q43)のソース・ド
レイン間がそれぞれ接続される。
9とR10*”15とR16との各接続点と、比較回路
N1の入力端との間に、MOS−FET (Qlt〜Q
41)のソース・ドレイン間がそれぞれ接続され、抵抗
器R2とR3゜R6と”7 t ”10と”11’ t
”14と”15との各接続点と、比較回路N2の入力
端との間に、MOS−FET(Q12〜Q42)のソー
ス・ドレイン間がそれぞれ接続されると共に、抵抗器R
3とFL4. R5とR6゜R11と”12 + ”1
3とR14との各接続点と、比較回路N3の入力端との
間に、MOS−PET(Q13〜Q43)のソース・ド
レイン間がそれぞれ接続される。
そして、比較回路M1〜M3の比較出力P1〜P3が上
位ビット用のエンコーダIil!NCMに供給されてデ
ジタル出力の上位2ピツ)B3.・B2が取り出される
と共に、制御信号B1〜B4が取り出され、この信号B
l−R4がFET (Qtt〜Q1s ) 、 (Q2
1〜Q23 ) 9(Qat〜Q33)う(Q41〜Q
43)のゲートにそれぞれ供給される。
位ビット用のエンコーダIil!NCMに供給されてデ
ジタル出力の上位2ピツ)B3.・B2が取り出される
と共に、制御信号B1〜B4が取り出され、この信号B
l−R4がFET (Qtt〜Q1s ) 、 (Q2
1〜Q23 ) 9(Qat〜Q33)う(Q41〜Q
43)のゲートにそれぞれ供給される。
また、比較回路Nl−N3の比較□出力Qt −Qsが
下位ビット用のエンコーダBNCNに供給されてデジタ
ル出力の下位ビットD1.DOが取り出されると共に、
エンコーダBNCMから制御信号SoがエンコーダEN
CNに供給される。
下位ビット用のエンコーダBNCNに供給されてデジタ
ル出力の下位ビットD1.DOが取り出されると共に、
エンコーダBNCMから制御信号SoがエンコーダEN
CNに供給される。
なお、第4図及び第5図にエンコーダENCM。
ENCHの真理値表を示す。
このような構成において、比較回路Ml = N3 v
N1〜N3に供給される基準電圧なVml〜vms t
Vnl〜■n3とする。そして、今、アナログ入力電圧
vinが、例えば第3図に点■として示すように、抵抗
器R6とR7との接続点の電位に等しいとする。
N1〜N3に供給される基準電圧なVml〜vms t
Vnl〜■n3とする。そして、今、アナログ入力電圧
vinが、例えば第3図に点■として示すように、抵抗
器R6とR7との接続点の電位に等しいとする。
すると、点■の電位、すなわち、入力電圧Vinは、V
in > Vmlt Vin < Vm2. Vin
< Vmsなので1P1=″′1”、P2=”0”、P
3=″0″となり、従って、第4図からDB =″’Q
”、D2=″1”となる。
in > Vmlt Vin < Vm2. Vin
< Vmsなので1P1=″′1”、P2=”0”、P
3=″0″となり、従って、第4図からDB =″’Q
”、D2=″1”となる。
また、このとき、B1 =″′0”、B2=″1″。
R3=″0”、B4=”O″になるので、FET (Q
2i tQ22 、 Q23 )だけがオンとなり、抵
抗器R8〜R5の各接続点の電位がFET (Q21−
Q23 )を通じて比較回路N1〜N3に電圧Vnl
〜Vn 3として供給される。そして、このとき、入力
電圧■1nは点■の電位に等しいので、vin < V
nl* Vin = Vnz tVin > Vnsで
あり、従って、Ql=″Q”、Q2=″′1”。
2i tQ22 、 Q23 )だけがオンとなり、抵
抗器R8〜R5の各接続点の電位がFET (Q21−
Q23 )を通じて比較回路N1〜N3に電圧Vnl
〜Vn 3として供給される。そして、このとき、入力
電圧■1nは点■の電位に等しいので、vin < V
nl* Vin = Vnz tVin > Vnsで
あり、従って、Ql=″Q”、Q2=″′1”。
Qs−1″になると共に、第4図からSo = @i”
なので、第5図からDI =″’l”、D6==″′0
”となる。
なので、第5図からDI =″’l”、D6==″′0
”となる。
従って、アナログ入力電圧vinが点■の電位に等しい
ときには、デジタル出力D3〜DOとじて”0110”
が得られる。そして、点■の電位は、接地側から数えて
第6番目のステップの電位であり(接地電位なO番目と
する)、6−”0110″であるから、D3〜Do=″
0110”は正しいデジタル出力である。
ときには、デジタル出力D3〜DOとじて”0110”
が得られる。そして、点■の電位は、接地側から数えて
第6番目のステップの電位であり(接地電位なO番目と
する)、6−”0110″であるから、D3〜Do=″
0110”は正しいデジタル出力である。
また、アナログ入力端子■inが、例えば第3図に点■
として示すように、抵抗器R9とRIOとの接続点の電
位に等しいとすれば、点■の電位、すなわち、入力電圧
vinは、Vin > Vmx t Vin > Vm
2tvi、 < Vm3なので、Pl = ” 1 ”
t ”2−′1″′。
として示すように、抵抗器R9とRIOとの接続点の電
位に等しいとすれば、点■の電位、すなわち、入力電圧
vinは、Vin > Vmx t Vin > Vm
2tvi、 < Vm3なので、Pl = ” 1 ”
t ”2−′1″′。
B3−0”となり、第4図からD3=″1″、D2=″
0″となる。
0″となる。
また、このとき、B1−′0”、B2=″0″。
B3 =″′1”、B4=″′0”になるので、PET
(Q31 tQ82 、 Qaa )だけがオンとな
り、抵抗器R9〜R12の各接続点の電位がFET (
Q31− Qaa )を通じて比較回路N1〜N3に電
圧Vnl〜Vn8として供給される。そして、このとき
、入力電圧Vinは点■の電位に等しいので、Vin
=Vni t Vin < Vnz tVin < V
nsであり、従って、Qt = ” 1”、 Q2−”
Q ’。
(Q31 tQ82 、 Qaa )だけがオンとな
り、抵抗器R9〜R12の各接続点の電位がFET (
Q31− Qaa )を通じて比較回路N1〜N3に電
圧Vnl〜Vn8として供給される。そして、このとき
、入力電圧Vinは点■の電位に等しいので、Vin
=Vni t Vin < Vnz tVin < V
nsであり、従って、Qt = ” 1”、 Q2−”
Q ’。
Q3−O”になると共に、So=″0”なので、第5図
からDに″′0”、Do:=″1”となる。
からDに″′0”、Do:=″1”となる。
従って、アナログ入力電圧■1nが点■の電位に等しい
ときには、デジタル出力D3〜Doとして”1001”
が得られる。そして、点■の電位は、接地側から数えて
第9番目のステップの電位であるから、D3〜Do =
″1001”は正しいデジタル出力である。
ときには、デジタル出力D3〜Doとして”1001”
が得られる。そして、点■の電位は、接地側から数えて
第9番目のステップの電位であるから、D3〜Do =
″1001”は正しいデジタル出力である。
このようにして、この発明によれば、A/D変換が行わ
れるが、この場合、特にこの発明によれば、例えば第3
図にも示すように、抵抗器R1〜R16の組ごとに得ら
れる電圧とアナログ入力電圧Vinとを電圧比較してデ
ジタル出力の上位ビット1)a t B2を得ると共に
、その抵抗器の組を選択し、この選択された抵抗器の組
の中の抵抗器ごとに得られる電圧と入力電圧Vlnとを
電圧比較してデジタル出力の下位ピッ)DltDoY得
ているので、電圧比較回路の数を少なくできる。すなわ
ち、デジタル出力の上位ビットがmビット、下位ビット
がnビットとすれば、上位ビット用の電圧比較回路ハ(
2m−1)個、下位ビット用の電圧比較回路は(2n−
1)個となり、その数を少なくできる。
れるが、この場合、特にこの発明によれば、例えば第3
図にも示すように、抵抗器R1〜R16の組ごとに得ら
れる電圧とアナログ入力電圧Vinとを電圧比較してデ
ジタル出力の上位ビット1)a t B2を得ると共に
、その抵抗器の組を選択し、この選択された抵抗器の組
の中の抵抗器ごとに得られる電圧と入力電圧Vlnとを
電圧比較してデジタル出力の下位ピッ)DltDoY得
ているので、電圧比較回路の数を少なくできる。すなわ
ち、デジタル出力の上位ビットがmビット、下位ビット
がnビットとすれば、上位ビット用の電圧比較回路ハ(
2m−1)個、下位ビット用の電圧比較回路は(2n−
1)個となり、その数を少なくできる。
従って、IC化したときのチップサイズを小さくできる
と共に、消費電力を小さくできる。
と共に、消費電力を小さくできる。
また、IC化するとき、各素子を例えば第3図に示すよ
うな位置関係にレイアウトできるので、半導体チップを
有効に利用でき、この点からも小型化ができる。
うな位置関係にレイアウトできるので、半導体チップを
有効に利用でき、この点からも小型化ができる。
さらに、抵抗器R1〜R16から得られる電圧を、上位
ピッ) B3.B2及び下位ピッ) DI 、DQ’を
得るときの基準電圧として共通に使用しているので、ア
ナログ入力端子■inとデジタル出力D3〜DOとの間
の単調性が完全であり、誤差を生じることがない。
ピッ) B3.B2及び下位ピッ) DI 、DQ’を
得るときの基準電圧として共通に使用しているので、ア
ナログ入力端子■inとデジタル出力D3〜DOとの間
の単調性が完全であり、誤差を生じることがない。
なお、上述において、抵抗器R16はなくてもよい。
第1図、第2図、第4図、第5図はこの発明を説明する
だめの図、第3図はこの発明の一例の接続図である。 M1〜M3. N1〜N3は電圧比較回路、ENCM。 ENCNはエンコーダである。
だめの図、第3図はこの発明の一例の接続図である。 M1〜M3. N1〜N3は電圧比較回路、ENCM。 ENCNはエンコーダである。
Claims (1)
- アナログ入力電圧を(m十n)ビットのデジタル出力に
A/D変換するA/Dコンバータにおいて、(2m+n
−1)ステップの基準電圧を設け、この基準電圧を順次
(2−1)組に分類するとき、上記アナログ入力電圧を
上記基準電圧の各組とそれぞれ比較して上記デジタル出
力の上位mビットを得ると共に、この上位mビットの値
に対応する基準電圧の組を選択し、この選択した基準電
圧の組の各基準電圧を上記アナログ入力端子とそれぞれ
比較して上記デジタル出力の下位nビットを得るように
したA/Dコンバータ。
Priority Applications (6)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56107656A JPS589426A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | A/dコンバ−タ |
CA000406882A CA1194600A (en) | 1981-07-10 | 1982-07-08 | Analog-to-digital converter |
US06/396,499 US4533903A (en) | 1981-07-10 | 1982-07-08 | Analog-to-digital converter |
EP82303629A EP0070175B1 (en) | 1981-07-10 | 1982-07-09 | Analog-to-digital converters |
DE8282303629T DE3275620D1 (en) | 1981-07-10 | 1982-07-09 | Analog-to-digital converters |
AT82303629T ATE25794T1 (de) | 1981-07-10 | 1982-07-09 | Analog-digital umwandler. |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56107656A JPS589426A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | A/dコンバ−タ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS589426A true JPS589426A (ja) | 1983-01-19 |
JPH0239136B2 JPH0239136B2 (ja) | 1990-09-04 |
Family
ID=14464699
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56107656A Granted JPS589426A (ja) | 1981-07-10 | 1981-07-10 | A/dコンバ−タ |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4533903A (ja) |
EP (1) | EP0070175B1 (ja) |
JP (1) | JPS589426A (ja) |
AT (1) | ATE25794T1 (ja) |
CA (1) | CA1194600A (ja) |
DE (1) | DE3275620D1 (ja) |
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JPH0277931U (ja) * | 1988-12-02 | 1990-06-14 | ||
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US6741192B2 (en) | 2002-07-09 | 2004-05-25 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | A/D conversion method for serial/parallel A/D converter, and serial/parallel A/D converter |
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