JPH11136931A - 圧電トランスの駆動方法及び駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来は、可変範囲の広い出力電圧が得られな
い。また、駆動波形ひずみの発生により、信頼性に問題
がある。 【解決手段】 圧電トランス１３の昇圧比を制御する第
１の制御方法と、圧電トランス１３の駆動波形を制御す
る第２の制御方法の２つの方法を併用する。制御方法を
切り換えるしきい値は、ヒステリシス特性を持たせて、
駆動周波数不定を無くし、固有周波数での駆動を避け
る。電源電圧が一定の時、不具合の発生する固有周波数
に到達するまでは、検出用抵抗１６の抵抗値を可変し駆
動周波数を高くしていき、最大出力電圧時の昇圧比から
低下させ、固有周波数に到達すると、出力電圧を変えず
に駆動周波数を低下させるため駆動回路１２への電力供
給を減少し駆動波形の振幅を小さくする。この振幅の小
さい状態で再度検出用抵抗１６の抵抗値を可変し駆動周
波数を固有周波数まで動かし最小出力電圧を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は圧電トランスの駆動
方法及び駆動装置に係り、特に電子写真方式を用いた複
写機及びプリンタ等に用いられる、高圧電源用圧電トラ
ンスの駆動方法及び駆動装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の圧電トランスの駆動方法及び駆動
装置として、冷陰極管のインバータ電源装置に用いる圧
電トランスの駆動方法および駆動装置が知られている
（特開平９−１３５５７３号公報）。この冷陰極管のイ
ンバータ電源装置では、液晶バックライト等としての冷
陰極蛍光灯のインバータ電源用昇圧トランスとして圧電
トランスを用いており、電源電圧や負荷の変化に対応し
て冷陰極蛍光灯を安定に点灯するための圧電トランスの
駆動方法として、パルス幅可変手段を用いている。

【０００３】図８はこの従来の圧電トランスの駆動装置
の一例のブロック図を示す。同図において、冷陰極蛍光
灯７５に直列に小さな値の帰還抵抗７６が接続され、帰
還抵抗７６で冷陰極蛍光灯７５に流れる電流検出がなさ
れている。帰還抵抗７６の両端電圧は電流検出回路７７
及び位相検出回路７８に入力される。電流検出回路７７
は帰還抵抗７６の両端電圧から冷陰極蛍光灯７５に流れ
る負荷電流を検出し、パルス幅制御回路７９に結果を入
力する。

【０００４】パルス幅制御回路７９は帰還抵抗７６の両
端電圧が一定になるように、つまり冷陰極蛍光灯７５に
流れる負荷電流が一定になるように、可変発振回路７１
の出力信号のパルス幅をパルス幅可変回路８０により制
御する。パルス幅可変回路８０より出力されたパルス信
号は、波形整形回路７２によりそのパルス幅に応じた振
幅で取り出され、更にドライブ回路７３を通して駆動信
号として圧電トランス７４に供給されてこれを駆動す
る。圧電トランス７４により昇圧された信号は冷陰極蛍
光灯７５に入力される。

【０００５】ここで、例えば、負荷である冷陰極蛍光灯
７５の電流が小さくなった時には帰還抵抗７６の両端電
圧が低くなるので、パルス幅制御回路７９は帰還抵抗７
６の両端電圧が所定値よりも低くなったことを検知し、
パルス幅可変回路８０にその出力信号のパルス幅を広く
するように指示を出し、波形整形回路７２の出力信号の
振幅値を大きくする。これにより、圧電トランス７４の
入力が大きくなり冷陰極蛍光灯７５の電流が大きくな
る。

【０００６】逆に、冷陰極蛍光灯７５の電流が大きくな
った時には帰還抵抗７６の両端電圧が高くなるので、パ
ルス幅制御回路７９は帰還抵抗７６の両端電圧が所定値
よりも高くなったことを検知し、パルス幅可変回路８０
にその出力信号のパルス幅を狭くするように指示を出
し、波形整形回路７２の出力信号の振幅値を小さくす
る。これにより、圧電トランス７４の入力が小さくなり
冷陰極極蛍光灯７５の電流が小さくなる。

【０００７】この制御により冷陰極蛍光灯７５の電流は
ほぼ一定になり、ほぼ一定の輝度で点灯する。更に位相
検出回路７８により圧電トランス７４の共振周波数と駆
動周波数の関係に制限を設けている。

【０００８】しかし、この従来の駆動装置では冷陰極蛍
光灯７５のインピーダンスが極めて小さくなった時に
は、圧電トランス７４の出力電圧を小さくしなければな
らず、このために駆動信号のパルス幅を極めて小さくし
なければならない。この時には、駆動信号の高調波成分
が極めて大きくなってしまうので圧電トランス７４内で
の損失が大きくなり、圧電トランス７４の駆動効率が低
くなり、また信頼性も極めて低下する。

【０００９】図９は上記の不具合を解決するための従来
の圧電トランスの駆動装置の一例のブロック図を示す。
同図中、図８と同一構成部分には同一符号を付し、その
説明を省略する。図９において、冷陰極蛍光灯７５のイ
ンピーダンスが極めて小さくなった時には、圧電トラン
ス７４の駆動電圧が一定でも出力電流が大きくなりすぎ
るため、パルス幅可変回路８０の出力信号のパルス幅を
狭くするようにパルス幅制御回路８１がパルス幅可変回
路８０に指令を出し、また、これと同時にＤＣ−ＤＣコ
ンバータ８２に指令を出す。ＤＣ−ＤＣコンバータ８２
は電源電圧検出回路８３からの電源電圧の検出電圧を受
け、上記の指令に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ８２の
出力直流電圧を低下させ、ドライブ回路８４に直流電源
として供給する。これにより、ドライブ回路８４から圧
電トランス７４に供給される駆動信号のパルス幅は通常
の広さに戻る。

【００１０】反対に冷陰極蛍光灯７５のインピーダンス
が極めて高くなった時には、圧電トランス７４の駆動電
圧のパルス幅を広くしても十分な出力電流を取り出すこ
とができなくなる。その時にはパルス幅制御回路８１が
パルス幅可変回路８０に出力信号のパルス幅を広くする
ように指令を出すと同時に、ＤＣ−ＤＣコンバータ８２
に指令を出してその出力直流電圧を上昇させる。この上
昇させた直流電圧はドライブ回路８４に直流電源として
供給され、その出力駆動電流のパルス幅を広く制御す
る。このように、この従来回路では、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ８２による直流電圧の変換は駆動信号のパルス幅が
ある範囲外になったときに実行するようにしてある。

【００１１】しかし、図９の従来装置による駆動信号の
パルス幅可変の制御では、駆動周波数と圧電トランス７
４の共振周波数との関係がほぼ一定でなくなる可能性が
あり、駆動周波数が圧電トランス７４の共振周波数から
遠く離れた場合には圧電トランス７４の駆動効率が著し
く低下するか、パルス幅可変のみの制御では負荷である
冷陰極蛍光灯７５に十分な電流を流せなくなる。

【００１２】図１０は上記の不具合を解決するための従
来の圧電トランスの駆動装置の一例のブロック図を示
す。同図中、図８及び図９と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。図１０に示すブロック図
の従来の駆動装置では、位相検出回路７８により圧電ト
ランス７４の共振周波数と駆動周波数との関係に制限を
設けると同時に、電流検出回路８５の出力を可変発振回
路８６にも入力して、圧電トランス７４の共振周波数と
駆動周波数の関係に制限を設けることにより、駆動周波
数を限られた範囲内で可変している。

【００１３】これにより、位相差が設定範囲内であって
出力電流が小さくなったときは、パルス幅制御回路７９
は駆動信号のパルス幅を広くするようにパルス幅可変回
路８０に指示を出し、波形整形回路７２の出力信号の振
幅値を大きくする。そして、駆動信号のパルス幅を広く
しても出力電流がまだ所定値よりも小さいときには、位
相差の設定範囲に対応する周波数設定範囲内で駆動周波
数を低下させて出力電流を増加する。

【００１４】逆に負荷電流が大きくなったときには、パ
ルス幅制御回路７９は駆動信号のパルス幅を狭くするよ
うにパルス幅可変回路８０に指示を出し、波形整形回路
７２の出力信号の振幅値を小さくする。そして、駆動信
号のパルス幅を狭くしても出力電流がまだ所定値より大
きいときには、位相差の設定範囲に対応する周波数設定
範囲内で駆動周波数を増加させて出力電流を低下させ
る。

【００１５】一方、ヒステリシス特性に関する従来技術
として、特開平５−１８３５２４号公報では、光伝送方
式を用いた受信装置のＩＦ帯信号のステップ減衰器を切
り換える際に比較する２つの電圧の比較出力にヒステリ
シスを持たせたものが開示され、また、特開平３−２４
１９２０号公報では、リセット回路の入力電圧に対する
基準電圧源の出力電圧の変化にヒステリシス特性を持た
せたものが開示され、更に、特開平１−２３５４１４号
公報では、光結合型のリレー回路の出力用ＭＯＳ型電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）がオンからオフに切り換わ
る動作点とオフからオンに切り換わる動作点にヒステリ
シス特性を持たせたものが開示されている。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の圧電トランスの駆動方法および駆動装置では、第１に
可変範囲の広い出力電圧が得られないという問題があ
る。その理由は、圧電トランス７４の駆動周波数を動か
して圧電トランス７４の昇圧比を変化させることで出力
電圧を可変しているからである。

【００１７】圧電トランス７４を高効率で駆動するには
不要な周波数成分の含まれない正弦波駆動がよいため、
駆動波形は電圧共振を利用して正弦波となるように調整
している。ドライブ回路７３はインダクタンスとキャパ
シタンスの電圧共振を利用し、スイッチのターンオン時
にはゼロ電圧スイッチングとなる最適Ｅ級動作を行って
半波正弦波を作り、これを２つ組み合わせて正弦波とす
る。インダクタンスとしてはコイルまたは電磁トランス
を使用し、キャパシタンスとしては圧電トランス７４の
等価入力容量を使用している。

【００１８】このようにして構成した駆動装置による駆
動波形は駆動周波数により変化する傾向があり、回路調
整を行った周波数以外の駆動周波数では正弦波とならな
くなる。特に、回路調整を行った周波数より高い駆動周
波数で圧電トランスを駆動すると、駆動波形が変化し効
率が低下してくる。この効率低下し始める駆動周波数
は、圧電トランス７４の振動モード、素子構造、素子寸
法、駆動回路方式で決まる固有値となる。

【００１９】駆動周波数が回路調整時の周波数より高い
固有の周波数に至ると電圧共振の崩れにより駆動波形が
欠けて半波正弦波は後半で切れてしまう波形となる。駆
動周波数が、この固有周波数より更に高くなると波形欠
けの程度がよりひどくなり半波正弦波は扇形となる。駆
動装置はゼロ電圧スイッチングにより高効率を維持して
いるが、このように駆動波形が欠けると非ゼロ電圧スイ
ッチングとなり駆動回路は発熱する。非ゼロ電圧の電位
は欠けの程度に比例するため欠けが大きいほど発熱が増
大する。圧電トランス及び駆動装置の発熱は電源モジュ
ールの効率低下を招き、最終的には動作不良に至るた
め、駆動周波数を動かすことのできる上限範囲はこの固
有周波数となる。圧電トランスを使用した高圧電源で
は、広い出力電圧範囲を得るために駆動周波数を広い範
囲で動かすことが必要になるが、駆動周波数の上限はこ
の固有周波数で制限されてしまうため可変範囲の広い出
力電圧が得られなくなる。

【００２０】特開平９−１３５５７３号公報記載の従来
の圧電トランス駆動方法および駆動装置では、冷陰極蛍
光灯７５を負荷としたときに流れる負荷電流が周囲環境
によらず一定制御するために圧電トランス７４の入出力
位相差を位相差検出回路７８で検出し、駆動信号のパル
ス幅を可変することで駆動周波数の変化する周波数幅を
位相差で制限する方法が示されているが、この方法では
前記の固有周波数が位相差で制限される周波数幅に入っ
ている場合に効果がない。

【００２１】第２に、電源電圧範囲の上限幅を拡大する
と駆動波形ひずみが発生するという問題があり、信頼性
に問題がある。その理由は、電源電圧が増加することに
より駆動波形の振幅が大きくなると、一定の出力を維持
するために駆動周波数は共振周波数より高い方へ変化す
るからである。

【００２２】駆動波形はインダクタンスとキャパシタン
スの電圧共振を利用し、スイッチのターンオン時にはゼ
ロ電圧スイッチングとなる最適Ｅ級動作を行って半波正
弦波を作り、これを２つ組み合わせて正弦波とする。イ
ンダクタンスとしてはコイルまたは電磁トランスを使用
し、キャパシタンスとしては圧電トランスの等価入力容
量を使用している。電源電圧が高くなると、この駆動回
路への入力電圧が高くなることになる。

【００２３】電圧共振による半波正弦波の振幅は入力電
圧に比例して大きくなり、これに伴い駆動波形である正
弦波の振幅も大きくなる。駆動波形の振幅が大きくなる
と、一定の出力を維特するために圧電トランスの昇圧比
を低くする制御を開始する。圧電トランスの昇圧比は、
駆動周波数に対して共振周波数をピークに山なりの特性
をもつ。従って、この特性から分かるように、駆動周波
数を共振周波数より高くすると昇圧比が小さくなるた
め、駆動波形の振幅が大きくなると一定の出力を維持す
るために共振周波数より高い周波数で駆動する制御を開
始する。

【００２４】しかし、圧電トランスを共振周波数より高
い周波数で駆動すると、圧電トランスの振動モード、素
子構造、素子寸法、駆動回路方式で決まる固有の周波数
で駆動周波数の高調波成分が重畳した駆動波形ひずみが
発生する。使用する電源電圧の上限範囲を広くする程、
駆動周波数は上限幅に比例して共振周波数より高い周波
数領域を使用することになるので、この固有周波数で動
作する可能性が高くなる。

【００２５】圧電トランスの駆動波形に不要な周波数成
分が含まれると、素子が不要振動を起こすことになるの
で信頼性上の問題がある。

【００２６】特開平９−１３５５７３号公報記載の従来
の圧電トランスの駆動方法及び駆動装置では、冷陰極蛍
光灯７５を負荷としたときに流れる負荷電流が周囲環境
によらず一定制御するために、圧電トランス７４の入出
力位相差を位相検出回路７８で検出し、駆動信号のパル
ス幅を可変することで駆動周波数の変化する周波数幅を
位相差で制限する方法が示されているが、この方法では
前記の固有周波数が位相差で制限される周波数幅に入っ
ている場合に効果がない。

【００２７】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
圧電トランスを用いた高圧電源装置において、出力電圧
の可変範囲を広くできる圧電トランスの駆動方法及び駆
動装置を提供することを目的とする。

【００２８】また、本発明の他の目的は、電源電圧の広
範囲内において信頼性を維持できる圧電トランスの駆動
方法及び駆動装置を提供することにある。

【００２９】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明方法は、圧電トランスの駆動波形を共振周波
数よりも高い周波数領域において高い周波数に増加して
いき、圧電トランスの駆動波形が非ゼロ電圧スイッチン
グ波形若しくは高調波の重畳した波形となる固有の駆動
周波数に至った時に、駆動波形の振幅を小に切り換え制
御し、かつ、駆動周波数を固有の駆動周波数よりも低い
周波数として圧電トランスを駆動し、駆動波形の振幅が
小の状態で駆動周波数が共振周波数付近の所定周波数に
至った時には、駆動波形の振幅を大に切り換え制御し、
かつ、駆動周波数を共振周波数よりも高い周波数として
圧電トランスを駆動し、更に電源電圧が一定の時に、駆
動波形の振幅を小に切り換え制御する時の出力電圧が、
駆動波形の振幅を大に切り換え制御する時の出力電圧よ
りも低い電圧値で切り換えることを特徴とする。

【００３０】また、本発明方法は、圧電トランスの駆動
波形を共振周波数よりも高い周波数領域において高い周
波数に増加していき、圧電トランスの駆動波形が非ゼロ
電圧スイッチング波形若しくは高調波の重畳した波形と
なる固有の駆動周波数に至った時に、駆動波形の振幅を
小に切り換え制御し、かつ、駆動周波数を固有の駆動周
波数よりも低い周波数として圧電トランスを駆動し、駆
動波形の振幅が小の状態で駆動周波数が共振周波数付近
の所定周波数に至った時には、駆動波形の振幅を大に切
り換え制御し、かつ、駆動周波数を共振周波数よりも高
い周波数として圧電トランスを駆動し、更に出力電圧が
一定の時に、駆動波形の振幅を小に切り換え制御する時
の電源電圧が、駆動波形の振幅を大に切り換え制御する
時の電源電圧よりも高い電圧値で切り換えることを特徴
とする。

【００３１】また、上記の目的を達成するため、本発明
装置は、駆動する圧電トランスの入力部を含んで昇圧型
の電圧共振回路を構成しており、正弦波に近似した駆動
波形を圧電トランスの入力部に印加する駆動回路と、駆
動回路の入力端子と直流電源の間に接続されているスイ
ッチング素子と、圧電トランスの出力信号を整流平滑し
て負荷に印加する整流平滑回路と、圧電トランスの出力
端子に一端が接続されている固定インピーダンス回路
と、固定インピーダンス回路の他端に接続された検出用
抵抗と、検出用抵抗の両端の電圧を検出する出力電圧検
出回路と、出力電圧検出回路の出力検出電圧に応じた制
御電流及び制御電圧を発生する制御信号発生器と、制御
電流に応じた周波数で発振する電流制御発振器と、電流
制御発振器からの発振信号を受け、駆動制御信号を発生
して駆動回路に供給し、駆動波形を発生させる駆動制御
信号発生手段と、電流制御発振器からの発振信号を受け
て生成した信号のデューティ比で、スイッチング素子を
スイッチング制御する信号を発生する制御回路と、制御
信号発生器からの制御電圧と、圧電トランスの駆動波形
が非ゼロ電圧スイッチング波形若しくは高調波の重畳し
た波形となる固有の駆動周波数を電圧変換した基準電圧
と、制御回路の出力信号とを比較し、その比較結果に応
じて制御回路の出力信号のデューティ比を１００％又は
１００％未満の所定値に決定するヒステリシス比較手段
とを有する構成としたものである。

【００３２】また、本発明装置は上記の目的達成のた
め、駆動する圧電トランスの入力部を含んで昇圧型の電
圧共振回路を構成しており、正弦波に近似した駆動波形
を圧電トランスの入力部に印加する駆動回路と、駆動回
路の入力端子と直流電源の間に接続されているスイッチ
ング素子と、圧電トランスの出力信号を整流平滑して負
荷に印加する整流平滑回路と、圧電トランスの出力端子
に一端が接続されている固定インピーダンス回路と、固
定インピーダンス回路の他端に接続された検出用抵抗
と、検出用抵抗の両端の電圧を検出する出力電圧検出回
路と、出力電圧検出回路の出力検出電圧に応じた制御電
流及び制御電圧を発生する制御信号発生器と、制御電流
に応じた周波数で発振する電流制御発振器と、電流制御
発振器からの発振信号を受け、駆動制御信号を発生して
駆動回路に供給し、駆動波形を発生させる駆動制御信号
発生手段と、駆動回路内のスイッチングトランジスタに
物理的に密着した温度検出素子と、電流制御発振器から
の発振信号を受けて生成した信号のデューティ比で、ス
イッチング素子をスイッチング制御する信号を発生する
制御回路と、温度検出素子の温度検出電圧と、圧電トラ
ンスの駆動波形が非ゼロ電圧スイッチング波形若しくは
高調波の重畳した波形となる固有の駆動周波数を電圧変
換した基準電圧と、制御回路の出力信号とを比較し、そ
の比較結果に応じて制御回路の出力信号のデューティ比
を１００％又は１００％未満の所定値に決定するヒステ
リシス比較手段とを有する構成としたものである。

【００３３】上記構成において、圧電トランスを高効率
で駆動するために不要な周波数成分の含まれない正弦波
とするため、駆動波形は電圧共振を利用した正弦波に近
似した波形とする。そのために駆動回路は、インダクタ
ンスとキャパシタンスの電圧共振を利用し、スイッチの
ターンオン時にはゼロ電圧スイッチングとなる最適Ｅ級
動作を行って半波正弦波を作り、これを２つ組み合わせ
て正弦波に近似した波形を発生する昇圧型の電圧共振回
路とする。インダクタンスとしてはコイルまたは電磁ト
ランスを使用し、キャパシタンスとしては圧電トランス
の等価入力容量を使用する。

【００３４】このようにして構成した駆動回路による駆
動波形は圧電トランスの振動モード、素子構成、素子寸
法、駆動回路方式により決まる第１の固有周波数に至る
と電圧共振の崩れが発生し、駆動波形が欠けて半波正弦
波は後半で切れてしまう波形（非ゼロ電圧スイッチン
グ）となり駆動回路の発熱となる。また圧電トランスの
振動モード、素子構成、素子寸法、駆動回路方式により
決まる第２の固有周波数に至ると駆動周波数の高調波成
分が重畳した駆動波形ひずみが発生し、素子が不要振動
を起こすため信頼性上の問題がある。第１および第２の
固有周波数は共振周波数より高い周波数領域に存在して
いる。出力電圧を低くしたり、電源電圧を高くすると共
振周波数より高い周波数領域で駆動することになるた
め、これらの固有周波数で駆動する可能性がある。

【００３５】本発明ではこれを回避するために、固有周
波数に至ったときは、駆動波形の振幅を小さくして圧電
トランスを元の昇圧比より高い昇圧比で駆動するように
して、固有周波数より低い駆動周波数で固有周波数に相
当する出力電圧を維持する。ただし、駆動波形の振幅を
小さくする方法だけでは、出力電圧範囲を下げることに
なるので、出力電圧範囲を広げるためには固有周波数ま
たは発熱の検出前の制御とこれらの検出後の制御を往復
することが必要となる。

【００３６】これらの検出前後の制御を切り換えるため
のパラメータとして駆動周波数は前記第１及び第２の固
有周波数を検出するのに有効である。駆動周波数が固有
周波数より低いときの駆動波形の振幅は、直流電源が駆
動回路へ入力し得られる振幅で任意に設定した出力電圧
を得る。一方、検出値が固有周波数に至ると、直流電源
に接続したスイッチング素子が固定デューティ比でスイ
ッチング制御を行い駆動回路への供給電力を減少するた
め、駆動波形の振幅は直流電源で得られる振幅より小さ
い値となる。これにより一定出力を得るために圧電トラ
ンスは元の昇圧比より高い昇圧比が必要となるので、駆
動周波数が下がり固有周波数以下となる。

【００３７】本発明は、上記の駆動周波数を制御して圧
電トランスの昇圧比を変化させる第１の制御方法だけで
なく、直流電源に接続されたスイッチング素子が固有周
波数をしきい値として常時オン状態となる無制御（デュ
ーティ比１００％の制御）と、オン／オフ状態となるパ
ルス幅制御（デューティ比１００％未満の固定デューテ
ィ比制御）を任意に切り換えることで、駆動波形の振幅
を調整する第２の制御方法とを併用することにより、広
い出力電圧範囲と広い電源電圧範囲が得られる。

【００３８】ここで、パルス幅制御から無制御へ変化す
るときのしきい値周波数は無制御からパルス幅制御へ変
化するしきい値周波数より低い周波数となるようにする
と制御方式の切り換え時における駆動周波数の不定を解
消できる。つまり、電源電圧が一定の時、パルス幅制御
から無制御に切り換わる出力電圧は、無制御からパルス
幅制御に切り換わったときの出力電圧より高い電圧値で
切り換わり、出力電圧が一定の時、パルス幅制御から無
制御切り換わる電源電圧は、無制御からパルス幅制御に
切り換わったときの電源電圧より低い電圧値で切り換わ
るように、ヒステリシス特性を持たせている。ここで直
流電源に接続したスイッチング素子の制御を固定デュー
ティ比とすることは、簡素な回路構成で負荷の状態に左
右される始動不安定を解消でき、しきい値のヒステリシ
ス特性を容易とする。

【００３９】また、これら検出前後の制御を切り換える
ための別のパラメータとして駆動回路の発熱があり、第
１の固有周波数が第２の固有周波数より低い場合に有効
である。本発明の他の例では、サーミスタ部品等の温度
検出素子により発熱を電圧値に変換した値を使用し、し
きい値温度に至っていないときの駆動波形の振幅は、直
流電源を駆動回路へ入力して得られる振幅とし、一方し
きい値温度に至ると、直流電源に接続したスイッチング
素子が固定デューティ比でスイッチング制御を行い駆動
回路への供給電力を減少することにより、駆動波形の振
幅を直流電源で得られる振幅より小さい値とする。

【００４０】これにより、一定出力を得るために圧電ト
ランスは、元の昇圧比より高い昇圧比が必要となるの
で、駆動周波数は第１の固有周波数より低くなり、駆動
波形はゼロ電圧スイッチングに回復し発熱を防止する。
直流電源に接続されたスイッチング素子が固有周波数を
しきい値として常時オン状態となる無制御とオン／オフ
状態となるパルス幅制御を任意に切り換えることで、駆
動波形の振幅を調整することができ、広い出力電圧範囲
と広い電源電圧範囲が得られる。

【００４１】ここで、無制御（デューティ比１００％の
デューティ比制御）からパルス幅制御（デューティ比１
００％未満の固定デューティ比制御）へ制御方式が切り
換わるしきい値より、パルス幅制御から無制御へ制御方
式が切り換わるしきい値の方が、しきい値を周波数に換
算したときに相対的に低い周波数となるしきい値と設定
すると、制御方式の切り換え時における駆動周波数の不
定を解消できる。つまり、本発明も上記発明と同様に、
電源電圧が一定の時、パルス幅制御から無制御に切り換
わる出力電圧は、無制御からパルス幅制御に切り換わっ
たときの出力電圧より高い電圧値で切り換わり、出力電
圧が一定の時、パルス幅制御から無制御に切り換わる電
源電圧は、無制御からパルス幅制御に切り換わったとき
の電源電圧より低い電圧値で切り換わるように、ヒステ
リシス特性を持たせている。ここで直流電源に接続した
スイッチング素子の制御を固定デューティ比とすること
は、簡素な回路構成で負荷の状態に左右される始動不安
定を解消でき、しきい値のヒステリシス特性を容易とす
る。

【００４２】

【発明の実施の形態】次に、本発明の各実施の形態につ
いて図面と共に説明する。図１は本発明になる圧電トラ
ンス駆動装置の第１の実施の形態の回路系統図を示す。
同図において、スイッチング素子２２は、一端２２ｂが
直流電源１１に接続され、他端２２ｃが駆動回路１２に
接続され、制御端子２２ａが電源制御回路２１の出力端
子に接続されている。スイッチング素子２２として電界
効果トランジスタ（ＦＥＴ）を使用した場合、上記の制
御端子２２ａはゲート、一端２２ｂと他端２２ｃはソー
スとドレインである。

【００４３】駆動回路１２は、コイル１２ａ及び１２
ｂ、スイッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄ、圧電
トランス１３の入力部１３ａで構成されており、駆動回
路１２の入力端子がコイル１２ａ及びスイッチングトラ
ンジスタ１２ｃを直列に介して接地されると共に、コイ
ル１２ｂ及びスイッチングトランジスタ１２ｄを直列に
介して接地されている。コイル１２ａとスイッチングト
ランジスタ１２ｃのドレインとの接続点と、コイル１２
ｂとスイッチングトランジスタ１２ｄのドレインとの接
続点はそれぞれ圧電トランス１３の入力部１３ａに接続
されている。

【００４４】圧電トランス１３の入力部１３ａは、駆動
回路１２に含まれており、圧電トランス１３の出力部１
３ｂは整流平滑回路１４の入力端子１４ａと固定インピ
ーダンス回路１５の接続点に共通接続されている。整流
平滑回路１４は出力端子１４ｂが負荷２６に接続されて
いる。また、固定インピーダンス回路１５の他端は、検
出用抵抗１６を介して接地される一方、出力電圧検出回
路１７を介して制御信号発生器１８に接続されている。
制御信号発生器１８は、電流制御発振器１９及びヒステ
リシス比較器２０の第１の入力端子２０ａに接続されて
いる。

【００４５】ヒステリシス比較器２０は、第２の入力端
子２０ｂが基準電圧源２３に接続されて基準電圧Ｖｒｅ
ｆｃが印加され、第３の入力端子２０ｃが電源制御回路
２１の出力端に接続され、出力端子２０ｄが電源制御回
路２１の一方の入力端に接続されている。また、電流制
御発振器１９は、電源制御回路２１の他方の入力端に接
続される一方、分周回路２４及び電源制御回路２１に接
続されている。分周回路２４の出力はバッファ回路２５
を介して駆動回路１２内のスイッチングトランジスタ１
２ｃ、１２ｄの制御端子に接続されている。

【００４６】次に、この実施の形態の動作について説明
する。スイッチング素子２２がオン状態の時、直流電源
１１からの直流電圧がスイッチング素子２２及び駆動回
路１２を通して交流電圧とされて圧電トランス１３の入
力部１３ａに印加され、ここで昇圧された後、整流平滑
回路１４で整流平滑されて負荷２６に供給される一方、
固定インピーダンス回路１５及び検出用抵抗１６で抵抗
分圧される。すなわち、検出用抵抗１６の両端には負荷
２６に流れる電流に対応した電圧が生じる。この検出用
抵抗１６の両端電圧（検出電圧）は、出力電圧検出回路
１７で整流平滑された後、制御信号発生器１８に供給さ
れて予め決められた基準電圧と比較され、その比較結果
に応じた周波数制御電圧１８ａ及び周波数制御電流１８
ｂを出力させる。

【００４７】すなわち、制御信号発生器１８は、検出電
圧が基準電圧より低くなると、周波数制御電圧１８ａ
（Ｖｏｓｃ）を高くし、周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓ
ｃ）を少なくする。逆に、制御信号発生器１８は、検出
電圧が基準電圧よりも高くなると、周波数制御電圧１８
ａ（Ｖｏｓｃ）を予め決められた低い電圧とし、周波数
制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）を増加させる。周波数制御
電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）の変化幅は、０．５Ｖ〜２．０
Ｖ程度に限定されており、これにより周波数制御電流１
８ｂ（Ｉｏｓｃ）もこの電圧制限に対応した範囲の電流
で制限される。

【００４８】電流制御発振器１９は、予め決められた基
準周波数を持ち、この基準周波数を発振周波数の下限値
として周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）により制限さ
れる範囲内で任意の周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）を発振す
ることができる。周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）が
少なく流れると、発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）は低く
なり、逆に周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）が多く流
れると、発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）は高くなる。

【００４９】電流制御発振器１９により発振出力された
発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）は、フリップフロップ回
路からなる分周回路２４により１／２分周され、かつ、
互いに逆相となる２つの信号に変換された後、バッファ
回路２５に供給され、ここで駆動回路１２内の２つのス
イッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄを駆動するの
に十分な信号となるように、この２つの信号の波形整形
される。以上が駆動回路１２のスイッチングトランジス
タ１２ｃ及び１２ｄのスイッチング制御方法である。

【００５０】駆動回路１２はコイル１２ａ及び１２ｂ、
スイッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄ、圧電トラ
ンス１３の入力部１３ａに存在する等価入力容量からな
る、昇圧型の電圧共振回路である。詳細にはコイル１２
ａ、入力部１３ａ、スイッチングトランジスタ１２ｄに
より第１の共振回路を構成し、また、コイル１２ｂ、入
力部１３ａ、スイッチングトランジスタ１２ｃにより第
２の共振回路を構成している。スイッチングトランジス
タ１２ｄ、１２ｃをスイッチングすると共振波を発生す
る。スイッチング周波数をゼロ電圧スイッチングとなる
ように最適化することで共振波形は半波正弦波となる。

【００５１】２つの共振回路で共通の構成部品である圧
電トランス１３の入力部１３ａに存在する等価入力容量
の極性は、第１と第２の共振回路で互いに逆となるため
出力波形は符号の反転した振幅となり、またスイッチン
グトランジスタ１２ｃおよび１２ｄのスイッチングはフ
リップフロップ動作により、２つの共振回路は互い違い
に動作するため、入力部１３ａの両端にかかる圧電トラ
ンス１３の駆動波形は符号の反転した振幅で、かつ、位
相差のある２つの半波正弦波が組み合わせられ、正弦波
に極めて近似した波形となる。このほぼ正弦波と見做せ
る波形の周期の逆数が圧電トランス１３の駆動周波数で
ある。

【００５２】圧電トランス１３の昇圧比は図３（ａ）に
示す周波数特性を持ち、駆動周波数により昇圧比が山な
りに変化する。この時、特性曲線の頂点は最大昇圧比を
示し共振点という、共振点のときの駆動周波数を共振周
波数という。圧電トランス１３の周波数特性は出力部１
３ｂに接続するインピーダンスにより変化し、高インピ
ーダンスとなるほど共振点及び共振周波数が高くなる。
因みに、図３（ａ）中、ＲＬ１は上記のインピーダンス
が１ＭΩのときの周波数特性である。同様に、上記のイ
ンピーダンスが４７０ｋΩ、２２０ｋΩ、１００ｋΩ及
び５１ｋΩのときの昇圧比の周波数特性は、図３（ａ）
にＲＬ２、ＲＬ３、ＲＬ４及びＲＬ５で示される。

【００５３】圧電トランス１３の場合、出力部１３ｂに
接続するインピーダンスは、整流平滑回路１４、固定イ
ンピーダンス回路１５、検出用抵抗１６、負荷２６によ
り決まるが、整流平滑回路１４を含む負荷２６は数十Ｍ
Ω以上と非常に高インピーダンスであり開放端と見なす
ことができ、また検出用抵抗１６は数ｋΩ以下と非常に
小さい抵抗値であり短絡と見做すことができる。従っ
て、圧電トランス１３の周波数特性は数十ｋΩから数Ｍ
Ωの値を持つ固定インピーダンス回路１５によりほぼ決
定される。従って、固定インピーダンス回路１５により
圧電トランス１３の周波数特性が決まる。

【００５４】検出用抵抗１６で検出する検出電圧を一定
制御するため、駆動回路１２の駆動周波数を周波数制御
電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）により帰還制御する。これによ
り圧電トランス１３の昇圧比が決まる。圧電トランス１
３の出力部１３ｂには、駆動波形の振幅を所定の昇圧比
倍した振幅の正弦波が発生する。出力部１３ｂに発生す
る正弦波は、整流平滑回路１４により整流平滑された
後、負荷２６に数ｋＶ以上の直流高電圧として印加され
る。

【００５５】負荷２６に印加される直流高電圧を変化さ
せたり、一定出力時において電源電圧を変化させるた
め、この実施の形態では、圧電トランス１３の昇圧比を
制御する方法と圧電トランス１３の駆動波形を制御する
方法の２つの方法を併用する。

【００５６】図３（ｂ）は圧電トランス１３の出力部１
３ｂに接続するインピーダンスを固定値としたときの周
波数特性を示す。図３（ｂ）に示すように、圧電トラン
ス１３の駆動には共振点より高い領域の駆動周波数を使
用すると、駆動周波数に依存した任意の昇圧比を得るこ
とができる。これにより駆動周波数を変化させることで
負荷２６に供給される直流高電圧を可変することができ
る。

【００５７】ここで、検出用抵抗１６の抵抗値を可変
し、検出電圧を可変することで周波数制御電流１８ｂ
（Ｉｏｓｃ）を変化させ、電流制御発振器１９の発振周
波数の範囲内で駆動周波数及び昇圧比を可変することが
可能となる。しかし、昇圧比を制御するために駆動周波
数を広範囲で変化させると、駆動回路１２を最適化した
ときの周波数から離れていくことで以下２点の不具合を
招くため、圧電トランス１３の駆動波形を制御する方法
の併用が必要になる。

【００５８】図３（ｃ−１）及び図３（ｃ−２）にこの
２つの不具合の説明図を示す。駆動周波数の変化に伴う
第１の不具合は、圧電トランスの振動モード、素子構
造、素子寸法及び駆動装置方式で決まる固有の駆動周波
数に至ると発生する、効率低下及び駆動装置の発熱であ
る。正常動作時には図３（ｃ−２）にで示すように正
弦波である駆動波形は、上記の固有の駆動周波数になる
と、同図（ｃ−２）にで示すように、駆動波形が欠け
て駆動波形がゼロ電圧スイッチングとならなくなるため
に、上記の第１の不具合が発生する。この第１の不具合
は、図３（ｃ−１）にｆｘで示す上記の固有の駆動周波
数より高い周波数領域で発生する。

【００５９】また、駆動周波数の変化に伴う第２の不具
合は、圧電トランスの振動モード、素子構造、素子寸法
及び駆動装置方式で決まる固有の駆動周波数に至ると発
生する、駆動周波数の高調波成分が重畳した駆動波形ひ
ずみである。すなわち、上記の固有の駆動周波数になる
と、図３（ｃ−２）にで示すように、駆動周波数の高
調波成分が重畳した駆動波形になり、このとき圧電トラ
ンスは不要振動を起こすため信頼性が低下する。この第
２の不具合の発生は、図３（ｃ−１）に３１、３２で示
す比較的狭い周波数領域で発生する。

【００６０】第１の不具合及び第２の不具合の発生する
駆動周波数は、圧電トランスの振動モード、素子構造、
素子寸法及び駆動装置方式で異なるため、第１の不具合
及び第２の不具合は独立に存在し、図３（ｃ−２）に
示すように、駆動波形の一部欠落と高調波成分の重畳と
が重複する場合もある。以上より、これら第１及び第２
の不具合の発生する周波数での駆動を回避するために、
駆動波形の振幅を制御して、出力を変えずに駆動周波数
を変えることが必要となる。

【００６１】図１に示す制御信号発生器１８の周波数制
御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）と圧電トランス１３の駆動周
波数には、制御電圧Ｖ ｏｓｃが高くなると駆動周波数が
低くなり、逆に制御電圧Ｖｏｓｃが低くなると駆動周波
数が高くなる関係がある。第１の不具合または第２の不
具合のうち、より低い周波数で不具合が発生し始める方
の固有周波数を把握し、その時の周波数制御電圧１８ａ
（Ｖｏｓｃ）をヒステリシス比較器２０の第１のしきい
値電圧として基準電圧源２３の基準電圧Ｖｒｅｆｃに設
定する。また、この第１のしきい値電圧より低く、か
つ、上記共振周波数に相当する電圧よりもやや高い所定
の電圧値を２のしきい値電圧としてヒステリシス比較器
２０内に第設定する。

【００６２】これにより、ヒステリシス比較器２０は、
入力される周波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）が基準電
圧（第１のしきい値）Ｖｒｅｆｃであり、かつ、電源制
御回路２１の出力デューティ比が１００％となっている
場合、ハイレベルの信号を出力する。電源制御回路２１
はこのハイレベルの信号が入力されると、発振周波数１
９ａ（Ｆｏｓｃ）で、デューティ比５０％のパルス信号
（対称方形波）をスイッチング素子２２の制御端子２２
ａに出力する。これにより、スイッチング素子２２は発
振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）に応じた周期で、かつ、デ
ューティ比５０％のオン／オフ動作を行う。

【００６３】一方、ヒステリシス比較器２０は、入力さ
れる周波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）が第２のしきい
値電圧（＜基準電圧Ｖｒｅｆｃ）であり、かつ、電源制
御回路２１の出力デューティ比が５０％となっている場
合、ローレベルの信号を出力する。電源制御回路２１は
ローレベルの信号が入力されると、デューティ比１００
％の信号をスイッチング素子２２の制御端子２２ａに出
力する。このため、スイッチング素子２２は常時オン動
作を行う。

【００６４】電源制御回路２１の出力デューティ比と周
波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）の関係を図３（ｄ−
１）に示す。この図よりわかるように、電源制御回路２
１の出力デューティ比が１００％から５０％に切り換わ
る第１のしきい値電圧（Ｖｒｅｆｃ）と、５０％から１
００％に切り換わる第２のしきい値電圧には一定値の差
がある。つまり、電源電圧が一定の時、デューティ比５
０％のパルス幅制御からデューティ比１００％の無制御
に切り換わる出力電圧は、無制御からパルス幅制御に切
り換わったときの出力電圧より高い電圧値で切り換わ
り、出力電圧が一定の時、パルス幅制御から無制御に切
り換わる電源電圧は、無制御からパルス幅制御に切り換
わったときの電源電圧より低い電圧値で切り換わるよう
に、ヒステリシス特性を持つことになる。

【００６５】スイッチング素子２２が常時オン状態のと
き、電源（直流）１１からの供給電力のすべてが駆動回
路１２に入力する。駆動回路１２への入力電圧波形は図
２（ａ）に示すような直流電圧となり、この入力電圧が
駆動回路１２に供給されると圧電トランス１３の入力部
１３ａの両端の電圧波形として図２（ｂ）に示す正弦波
と見做せる駆動波形を発生し、圧電トランス１３を駆動
する。

【００６６】一方、スイッチング素子２２が発振周波数
１９ａ（Ｆｏｓｃ）の逆数の周期を持つデューティ比５
０％のオン／オフ動作を行うとき、電源（直流）１１か
らの電力供給が断続的に行われ、駆動回路１２には常時
オン動作（デューティ比１００％）のときと比較して半
分の電力が入力する。駆動回路１２への入力電圧波形は
図２（ｃ）に示すような矩形波となり、この入力電圧が
駆動回路１２に供給されると圧電トランス１３の入力部
１３ａの両端の電圧波形として図２（ｄ）に示す正弦波
と見做せる駆動波形を発生し、圧電トランス１３を駆動
する。スイッチング素子２２をオン／オフ動作させるこ
とにより、圧電トランス１３の駆動波形は、常時オン時
の図２（ｂ）に示す駆動波形より振幅の小さい図２
（ｄ）に示す正弦波と見做せる駆動波形になる。

【００６７】以上により、電源電圧が一定の時、図４
（ａ）に示すような圧電トランス１３の駆動周波数と負
荷２６に印加する出力電圧特性が得られる。すなわち、
同図（ａ）に示すように、駆動周波数が共振周波数のと
きに最大出力電圧を得、駆動周波数が不具合の発生する
固有周波数に到達するまでは、検出用抵抗１６の抵抗値
を可変して帰還される出力電圧値を高くすることで駆動
周波数を高くしていき、これにより昇圧比を最大出力電
圧時の昇圧比から低下させていく。駆動周波数が固有周
波数に到達すると（すなわち、ヒステリシス比較器２０
で制御電圧Ｖｏｓｃが第１のしきい値と等しいと検出さ
れると）、出力電圧を変えずに駆動周波数を低下させる
ために、ヒステリシス比較器２０の出力信号を受けた電
源制御回路２１がスイッチング素子２２をデューティ比
５０％でスイッチングする。

【００６８】これにより、駆動回路１２への電力供給が
減少し駆動波形の振幅が図２（ｄ）に示したように図２
（ｂ）の駆動波形の振幅よりも小さくなるため、出力電
圧検出回路１７により検出されて帰還される出力電圧も
小さくなり、図４（ａ）に示すように、駆動周波数が共
振周波数よりやや高い周波数まで低下する。この振幅の
小さい状態で再度検出用抵抗１６の抵抗値を可変し駆動
周波数を高くしていき、固有周波数に達すると最小出力
電圧を得る。以上により、最大出力電圧から最小出力電
圧の範囲で任意の出力電圧を得ることができる。

【００６９】また、上記と逆に出力電圧を低い値から高
い値へ変更することもできる。この場合は上記と逆に、
電源制御回路２１がスイッチング素子２２をデューティ
比５０％でスイッチングしている状態で、検出用抵抗１
６を可変して駆動周波数を低くしていき、駆動周波数が
共振周波数よりもやや高い所定周波数に到達すると（す
なわち、ヒステリシス比較器２０で制御電圧Ｖｏｓｃが
第２のしきい値と等しいと検出されると）、出力電圧を
変えずに駆動周波数を低下させるために、ヒステリシス
比較器２０の出力信号を受けた電源制御回路２１がスイ
ッチング素子２２をデューティ比１００％で常時オン状
態とする。

【００７０】これにより、駆動回路１２への電力供給が
増加し駆動波形の振幅が図２（ｂ）に示したように図２
（ｄ）の駆動波形の振幅よりも大きくなるため、出力電
圧検出回路１７により検出されて帰還される出力電圧も
大きくなり、図４（ａ）に示すように、駆動周波数が固
有周波数よりやや低い周波数まで高くなる。この振幅の
大きい状態で再度検出用抵抗１６の抵抗値を可変し駆動
周波数を低くしていき、共振周波数よりやや高い所定周
波数に達すると最大出力電圧を得る。以上により、最小
出力電圧から最大出力電圧の範囲で任意の出力電圧を得
ることができる。

【００７１】図４（ａ）に示すように、この実施の形態
によれば、不具合の発生する周波数で駆動することなく
設定できる出力電圧範囲が、デューティ比５０％での最
小出力電圧ＶＯｍｉｎからデューティ比１００％での最
小出力電圧ＶＯｍｉｎ’（従来の最小出力電圧に相当）
までの△ＶＯｍｉｎだけ増加することが分かる。このよ
うに、上記の固有周波数における駆動波形の振幅制御は
周波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）のしきい値判定によ
り行い、しきい値にヒステリシス特性を持たせることで
制御方式の切り換え時における駆動周波数の不定が起こ
らない。すなわち、図４（ａ）に示すように、電源電圧
一定の場合、デューティ比１００％制御の状態で、駆動
周波数を高くしていき固有周波数に達することでデュー
ティ比５０％制御に切り換わる出力電圧ＶＯｍｉｎ’
は、デューティ比５０％制御の状態で駆動周波数を低く
していき、共振周波数よりもやや高い所定周波数に達す
ることで、デューティ比１００％制御に切り換わる出力
電圧よりも低い電圧値で切り換わるようになされてい
る。

【００７２】一方、出力電圧が一定のときは、図４
（ｂ）に示すような圧電トランス１３の駆動周波数と駆
動回路１２に印加される電源電圧特性が得られる。すな
わち、同図（ｂ）に示すように、デューティ比１００％
の状態で駆動周波数が共振周波数よりやや高い所定周波
数のときに最小電源電圧が得られる。電源電圧を高くし
ていくと、それに応じて駆動周波数も高くなっていき、
駆動周波数が不具合の発生する固有周波数に到達すると
（すなわち、ヒステリシス比較器２０で制御電圧Ｖｏｓ
ｃが第１のしきい値と等しいと検出されると）、電源電
圧を変えずに駆動周波数を低下させるために、ヒステリ
シス比較器２０の出力信号を受けた電源制御回路２１が
スイッチング素子２２をデューティ比５０％でスイッチ
ングする。

【００７３】なお、この場合は、検出用抵抗１６の抵抗
値は固定であり、固定インピーダンス回路１５、検出用
抵抗１６、出力電圧検出回路１７、制御信号発生器１
８、電流制御発振器１９、分周回路２４、バッファ回路
２５、駆動回路１２からなるフィードバックループは、
駆動回路１２の出力電圧を一定とするように動作してい
るが、電源１１の電圧値（電源電圧）が変化すると、そ
の直後は制御信号発生器１８の出力制御電圧１８ａは変
化する。

【００７４】これにより、駆動回路１２への電力供給が
減少し駆動波形の振幅が図２（ｄ）に示したように図２
（ｂ）の駆動波形の振幅よりも小さくなるため、出力電
圧検出回路１７により検出されて駆動回路１２に帰還さ
れる出力電圧も小さくなり、図４（ｂ）に示すように、
駆動周波数が共振周波数よりやや高い周波数まで低下す
る。このデューティ比５０％の振幅の小さい状態で再度
電源電圧を高くしていくと、駆動周波数も高く変化して
いき、再び固有周波数に達すると最大電源電圧を得る。
以上により、最小電源電圧から最大電源電圧の範囲で任
意の電源電圧を得ることができる。

【００７５】また、上記と逆に電源電圧を高い値から低
い値へ変更することもできる。この場合は上記と逆に、
電源制御回路２１がスイッチング素子２２をデューティ
比５０％でスイッチングしている状態で、電源電圧を低
くしていき、駆動周波数が共振周波数よりもやや高い所
定周波数に到達すると（すなわち、ヒステリシス比較器
２０で制御電圧Ｖｏｓｃが第２のしきい値と等しいと検
出されると）、電源電圧を変えずに駆動周波数を低下さ
せるために、ヒステリシス比較器２０の出力信号を受け
た電源制御回路２１がスイッチング素子２２をデューテ
ィ比１００％で常時オン状態とする。

【００７６】これにより、駆動回路１２への電力供給が
増加し駆動波形の振幅が図２（ｂ）に示したように図２
（ｄ）の駆動波形の振幅よりも大きくなるため、図４
（ｂ）に示すように、駆動周波数が固有周波数よりやや
低い周波数まで高くなる。この振幅の大きいデューティ
比１００％の状態で再度電源電圧を低下させていき、駆
動周波数が共振周波数よりやや高い所定周波数に達する
と、最小電源電圧を得る。以上により、最大電源電圧か
ら最小電源電圧の範囲で任意の電源電圧を得ることがで
きる。

【００７７】図４（ｂ）に示すように、電源電圧一定の
場合も、デューティ比１００％制御の状態で、駆動周波
数を高くしていき固有周波数に達することでデューティ
比５０％制御に切り換わる最大電源電圧ＶＩｍａｘ’
は、デューティ比５０％制御の状態で、駆動周波数を低
くしていき共振周波数よりもやや高い所定周波数に達す
ることでデューティ比１００％制御に切り換わる電源電
圧よりも高い電圧値で切り換わるようなヒステリシス特
性を持たせられている。

【００７８】また、この実施の形態によれば、図４
（ｂ）に示すように、不具合の発生する固有周波数で駆
動することなく設定できる電源電圧範囲が、デューティ
比１００％での最大電源電圧ＶＩｍａｘ’（従来の最大
電源電圧に相当）からデューティ比５０％での最大電源
電圧ＶＩｍａｘまでの△ＶＩｍａｘだけ増加することが
分かる。なお、上記の図４（ａ）、（ｂ）中、白丸は実
際には得られない不連続点で、黒丸で示す値が実際に得
られる。

【００７９】次に、本発明の第２の実施の形態について
説明する。図５は本発明になる圧電トランス駆動装置の
第２の実施の形態の回路系統図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図５に示す第２の実施の形態では、降圧型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータ４１を設けた点に特徴がある。この降圧型
ＤＣ−ＤＣコンバータ４１は制御端子４１ａが電源制御
回路２１の出力端子に接続され、入力端子４１ｂが電源
１１に接続され、出力端子４１ｃが駆動回路１２に接続
されている。

【００８０】降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ４１は、スイ
ッチング素子４１ｄ、ダイオード４１ｅ、コイル４１ｆ
及びコンデンサ４１ｇから構成されており、コイル４１
ｆの一端がダイオード４１ｅのカソードとスイッチング
素子４１ｄとの接続点に接続され、コイル４１ｆの他端
がコンデンサ４１ｇの一端に接続されている。コンデン
サ４１ｇの他端とダイオード４１ｅのアノードはそれぞ
れ接地されている。また、ヒステリシス比較器２０の出
力端子２０ｄには電源制御回路２１が接続され、電源制
御回路２１には発振器４２が接続されている。

【００８１】次に、この第２の実施の形態の動作につい
て説明する。検出用抵抗１６で検出された交流電圧は、
出力電圧検出回路１７で整流平滑され、制御信号発生器
１８に入力される。整流平滑された検出電圧は、制御信
号発生器１８により、予め決められた基準電圧と比較さ
れる。制御信号発生器１８は、検出電圧が基準電圧より
低くなると、出力する周波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓ
ｃ）を高くし、出力する周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓ
ｃ）を少なくする。逆に、検出電圧が基準電圧より高く
なると、出力する周波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）を
予め決められた低い電圧とし、出力する周波数制御電流
１８ｂ（Ｉｏｓｃ）を多くする。

【００８２】周波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）の変化
幅は０．５〜２．０Ｖ程度に限定されており、これによ
り周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）もこの電圧制限に
対応した範囲の電流で制限される。電流制御発振器１９
は予め決められた基準周波数を持ち、この基準周波数を
発振周波数の下限値として周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏ
ｓｃ）により制限される範囲内で任意の発振周波数１９
ａ（Ｆｏｓｃ）を発振することができる。

【００８３】周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）が少な
く流れると発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）は低くなり、
逆に周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）が多く流れると
発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）は高くなる。発振周波数
１９ａ（Ｆｏｓｃ）は第１の実施の形態と同様に、分周
回路２４により１／２分周され、かつ、互いに逆相とな
る２つの信号とされた後、バッファ回路２５を通して駆
動回路１２の２つのスイッチングトランジスタ１２ｃ及
び１２ｄの制御端子に印加され、それぞれスイッチング
制御する。

【００８４】駆動回路１２は第１の実施の形態と同一の
構成であり、符号の反転した振幅でかつ、位相差のある
２つの半波正弦波を組み合わせることにより生成した正
弦波を、駆動信号として圧電トランス１３の入力部１３
ａの両端に印加する。この正弦波の周期の逆数が圧電ト
ランス１３の駆動周波数である。圧電トランス１３の昇
圧比は図３（ａ）に示す周波数特性を持ち、前述したよ
うに、駆動周波数により昇圧比が山なりに変化し、数十
ｋΩから数ＭΩの値を持つ固定インピーダンス回路１５
により圧電トランス１３の周波数特性が決まる。

【００８５】検出用抵抗１６で検出する検出電圧を一定
制御するため、駆動回路１２の駆動周波数を周波数制御
電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）により帰還制御する。これによ
り圧電トランス１３の昇圧比が決まる。圧電トランス１
３の出力部１３ｂには、駆動波形の振幅を所定の昇圧比
倍した振幅の正弦波が発生する。出力部１３ｂに発生し
た正弦波は整流平滑回路１４により整流平滑されて負荷
２６に数ｋＶ以上の直流高電圧として供給される。

【００８６】この実施の形態も、負荷２６に印加する直
流高電圧を変化させたり、一定出力時において電源電圧
を変化させるには、圧電トランス１３の昇圧比を制御す
る方法と圧電トランス１３の駆動波形を制御する方法の
２つの方法を併用する。

【００８７】ヒステリシス比較器２０は入力される周波
数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）が基準電圧Ｖｒｅｆｃ２
３となり、かつ、電源制御回路２１の出力デューティ比
が１００％となっている場合、ハイレベルの信号を出力
する。電源制御回路２１はハイレベルの信号が入力され
ると、発振器４２で決められる任意の周期を持つデュー
ティ比５０％の信号を、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ４
１のスイッチング素子４１ｄの制御端子に供給し、これ
をデューティ比５０％でオン／オフ動作させる。

【００８８】ヒステリシス比較器２０は入力される周波
数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）が第２のしきい値電圧
（＜基準電圧Ｖｒｅｆｃ）となり、かつ、電源制御回路
２１の出力デューティ比が５０％となっている場合、ロ
ーレベルの信号を出力する。電源制御回路２１はヒステ
リシス比較器２０からローレベルの信号が入力される
と、デューティ比１００％の信号を降圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ４１のスイッチング素子４１ｄの制御端子に供
給し、これを常時オン動作状態とする。

【００８９】従って、この実施の形態も第１の実施の形
態と同様に、電源制御回路２１の出力デューティ比と周
波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）の関係は図３（ｄ−
１）に示す如くになる。つまり、電源電圧が一定の時、
パルス幅制御から無制御に切り換わる出力電圧は、無制
御からパルス幅制御に切り換わったときの出力電圧より
高い電圧値で切り換わり、出力電圧が一定の時、パルス
幅制御から無制御に切り換わる電源電圧は、無制御から
パルス幅制御に切り換わったときの電源電圧より低い電
圧値で切り換わるように、ヒステリシス特性を持つこと
になる。

【００９０】降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ４１のスイッ
チング素子４１ｄが常時オン状態のとき、電源（直流）
１１からの供給電力のすべてが駆動回路１２に入力す
る。駆動回路１２への入力電圧波形は図２（ａ）に示す
ような直流電圧となり、この入力電圧が駆動回路１２に
供給されると圧電トランス１３の入力部１３ａの両端の
電圧波形として図２（ｂ）に示す正弦波を発生し、圧電
トランス１３を駆動する。

【００９１】一方、スイッチング素子４１ｄが発振器４
２で発振する任意の周期を持つデューティ比５０％のオ
ン／オフ動作を行うとき、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
４１の出力端子４１ｃからは、常時オン動作（デューテ
ィ比１００％）のときと比較して半分の直流電圧に降圧
された電圧が出力され、駆動回路１２へ入力される。駆
動回路１２への入力電圧波形は図２（ｅ）に示す直流電
圧となり、その電圧値は図２（ａ）の半分となる。

【００９２】この入力電圧が駆動回路１２に供給される
と、圧電トランス１３の入力部１３ａの両端の電圧波形
として図２（ｆ）に示す正弦波に近似した波形が発生さ
れて、圧電トランス１３を駆動する。降圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ４１を動作させることにより、このときの圧
電トランス１３の駆動波形は、常時オン時の図２（ｂ）
に示した駆動波形の振幅より振幅が小さい図２（ｆ）に
示す駆動波形になる。

【００９３】以上により、電源電圧が一定の時、不具合
の発生する固有周波数に到達するまでは、検出用抵抗１
６の抵抗値を可変し駆動周波数を高くしていき、最大出
力電圧時の昇圧比から低下させ、固有周波数に到達する
と、出力電圧を変えずに駆動周波数を低下させるため駆
動回路１２への電力供給を減少し駆動波形の振幅を小さ
くする。この振幅の小さい状態で再度検出用抵抗１６の
抵抗値を可変し駆動周波数を固有周波数まで動かし最小
出力電圧を得る。

【００９４】一方、出力電圧が一定の時、最小電源電圧
から不具合の発生する固有周波数に到達するまで電圧を
上げ駆動周波数を上昇させていき、固有周波数に到達す
ると、電源電圧を変えずに駆動周波数を低下させるため
駆動回路１２への電力供給を減少し駆動波形の振幅を小
さくする。電力供給を減少させるために、この実施の形
態では降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ４１を用いる。この
振幅の小さい状態で再度固有周波数まで電源電圧を上昇
させ最大電源電圧を得る。この固有周波数における駆動
波形の振幅制御は周波数制御電圧１８ａ（Ｖｏｓｃ）の
しきい値判定により行う。しきい値にヒステリシス特性
を持たせることで制御方式の切り換え時における駆動周
波数の不定が起こらない。

【００９５】図４（ａ）に負荷２６に印加される出力電
圧と駆動周波数の関係を示す。この図より、不具合の発
生する周波数で駆動することなく設定できる出力電圧範
囲が△ＶＯｍｉｎ増加する。また図４（ｂ）に電源（直
流）１１と駆動周波数の関係を示す。この図より、不具
合の発生する周波数で駆動することなく、電源電圧範囲
が△ＶＩｍａｘ増加する。

【００９６】次に、本発明の第３の実施の形態について
説明する。図６は本発明になる圧電トランス駆動装置の
第３の実施の形態の回路系統図を示す。同図中、図１と
同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略す
る。図６に示す第３の実施の形態では、サーミスタ４５
を設けた点に特徴がある。

【００９７】図６において、駆動回路１２のスイッチン
グトランジスタ１２ｃ及び１２ｄには、サーミスタ４５
が物理的に密着している。このサーミスタ４５は、一端
４５ａがヒステリシス比較器２０の第１の入力端子２０
ａ及び任意の電源に接続され、他端４５ｂが定電流源４
６を介して接地されている。ヒステリシス比較器２０の
第２の入力端子２０ｂには基準電圧Ｖｒｅｆｃを発生す
る基準電圧源２３が接続されている。ヒステリシス比較
器２０の出力端子２０ｄには電源制御回路２１が接続さ
れている。電源制御回路２１の出力はスイッチング素子
２２の制御端子２２ａ及びヒステリシス比較器２０の第
３の入力端子２０ｃに接続されている。

【００９８】次に、この実施の形態の動作について説明
する。検出用抵抗１６で検出された交流電圧は、出力電
圧検出回路１７で整流平滑され制御信号発生器１８へ入
力される。整流平滑された検出電圧は制御信号発生器１
８により、予め決められた基準電圧と比較される。制御
信号発生器１８は、検出電圧が基準電圧より低くなると
出力周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）を減少する。逆
に、検出電圧が基準電圧より高くなると出力周波数制御
電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）を増加する。周波数制御電流１
８ｂ（Ｉｏｓｃ）は所定の範囲に制限されている。

【００９９】電流制御発振器１９は予め決められた基準
周波数を持ち、この基準周波数を発振周波数の下限値と
して、上記の周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）により
制限される範囲内で任意の周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）を
発振することができる。電流制御発振器１９は、周波数
制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）が少なく流れるときには、
発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）を低くし、逆に周波数制
御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）が多く流れるときは、発振周
波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）を高くする。

【０１００】発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）は第１及び
第２の実施の形態と同様に、分周回路２４により１／２
分周され、かつ、互いに逆相となる２つの信号とされた
後、バッファ回路２５を通して駆動回路１２の２つのス
イッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄの制御端子に
印加され、それぞれスイッチング制御する。

【０１０１】駆動回路１２は第１及び第２の実施の形態
と同一の構成であり、符号の反転した振幅でかつ、位相
差のある２つの半波正弦波を組み合わせることにより生
成した略正弦波を、駆動信号として圧電トランス１３の
入力部１３ａの両端に印加する。この正弦波の周期の逆
数が圧電トランス１３の駆動周波数である。圧電トラン
ス１３の昇圧比は図３（ａ）に示す周波数特性を持ち、
前述したように、駆動周波数により昇圧比が山なりに変
化し、数十ｋΩから数ＭΩの値を持つ固定インピーダン
ス回路１５により圧電トランス１３の周波数特性が決ま
る。

【０１０２】検出用抵抗１６で検出する検出電圧を一定
制御するため、駆動回路１２の駆動周波数を周波数制御
電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）により帰還制御する。これによ
り圧電トランス１３の昇圧比が決まる。圧電トランス１
３の出力部１３ｂには、駆動波形の振幅を所定の昇圧比
倍した振幅の正弦波が発生する。出力部１３ｂに発生し
た正弦波は整流平滑回路１４により整流平滑されて負荷
２６に数ｋＶ以上の直流高電圧として供給される。

【０１０３】この実施の形態も、負荷２６に印加する直
流高電圧を変化させたり、一定出力時において電源電圧
を変化させるには、圧電トランス１３の昇圧比を制御す
る方法と圧電トランス１３の駆動波形を制御する方法の
２つの方法を併用する。図３（ｂ）と共に説明したよう
に、圧電トランス１３の駆動には共振点より高い領域の
駆動周波数を使用すると駆動周波数に依存した任意の昇
圧比を得ることができる。これにより駆動周波数を変化
させることで負荷２６に供給される直流高電圧を可変す
ることができる。

【０１０４】駆動周波数を変化させるには検出用抵抗１
６の抵抗値を変化し検出電圧を可変することで周波数制
御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）を変化させ、電流制御発振器
１９の発振周波数の範囲内で昇圧比の制御が可能とな
る。しかし、昇圧比を制御するために駆動周波数を広範
囲で変化させると、駆動回路１２を最適化したときの周
波数から離れていくと駆動回路１２のスイッチングトラ
ンジスタ１２ｃ及び１２ｄが発熱する不具合を招くた
め、圧電トランス１３の駆動波形を制御する方法の併用
が必要になる。

【０１０５】図３（ｃ−１）及び図３（ｃ−２）に不具
合の説明図を示す。圧電トランスの振動モード、素子構
造、素子寸法及び駆動装置方式で決まる固有の駆動周波
数に至ると駆動波形がゼロ電圧スイッチングとならなく
なり始める（図３（ｃ−２））。これにより駆動回路
１２のスイッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄに過
電流が流れトランジスタが発熱する。この不具合の発生
する固有周波数での駆動を回避するために駆動波形の振
幅を制御して、出力を変えずに駆動周波数を変えること
が必要となる。

【０１０６】不具合が発生し始める固有周波数を把握す
るために、駆動回路１２の発熱を代替特性とし、スイッ
チングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄに物理的に密着し
たサーミスタ４５で発熱を電圧変換した値として検出す
る。その時のサーミスタ電圧Ｖｔｈをヒステリシス比較
器２０の第１のしきい値電圧として基準電圧源２３に基
準電圧Ｖｒｅｆｃとして設定する。第２のしきい値電圧
には、第１のしきい値電圧Ｖｒｅｆｃより低めの電圧値
を設定する。

【０１０７】ヒステリシス比較器２０に入力されるサー
ミスタ電圧Ｖｔｈが基準電圧Ｖｒｅｆｃとなり、かつ、
電源制御回路２１の出力デューティ比が１００％となっ
ている場合、ヒステリシス比較器２０はハイレベルの信
号を出力する。電源制御回路２１はヒステリシス比較器
２０からハイレベルの信号が入力されると、発振周波数
１９ａ（Ｆｏｓｃ）の逆数の周期を持つデューティ比５
０％の信号を、スイッチング素子２２の制御端子２２ａ
に出力し、これをデューティ比５０％でオン／オフ動作
させる。

【０１０８】ヒステリシス比較器２０に入力されるサー
ミスタ電圧Ｖｔｈが第２のしきい値電圧（＜基準電圧Ｖ
ｒｅｆｃ）となり、かつ、電源制御回路２１の出力デュ
ーティ比が５０％となっている場合、ヒステリシス比較
器２０はローレベルの信号を出力する。電源制御回路２
１はヒステリシス比較器２０からローレベルの信号が入
力されると、デューティ比１００％の信号を制御端子２
２ａに出力し、スイッチング素子２２を常時オン状態に
制御する。

【０１０９】図３（ｄ−２）は電源制御回路２１の出力
デューティ比とサーミスタ電圧Ｖｔｈの関係を示す。こ
の図より電源制御回路２１の出力デューティ比が１００
％から５０％に切り換わる第１のしきい値電圧と５０％
から１００％に切り換わる第２のしきい値電圧には一定
値の差がある。つまり、電源電圧が一定の時、パルス幅
制御から無制御に切り換わる出力電圧は、無制御からパ
ルス幅制御に切り換わったときの出力電圧より高い電圧
値で切り換わり、出力電圧が一定の時、パルス幅制御か
ら無制御に切り換わる電源電圧は、無制御からパルス幅
制御に切り換わったときの電源電圧より低い電圧値で切
り換わるように、ヒステリシス特性を持つことになる。

【０１１０】スイッチング素子２２が常時オン状態のと
き、電源（直流）１１からの供給電力のすべてが駆動回
路１２に入力する。駆動回路１２への入力電圧波形は図
２（ａ）に示すような直流電圧となり、この入力電圧が
駆動回路１２に供給されると圧電トランス１３の入力部
１３ａの両端の電圧波形として図２（ｂ）に示す正弦波
を発生し、圧電トランス１３を駆動する。

【０１１１】一方、スイッチング素子２２が発振周波数
１９ａ（Ｆｏｓｃ）の周期を持つデューティ比５０％の
オン／オフ動作を行うとき、電源（直流）１１からの電
力供給が断続的に行われ、駆動回路１２には常時オン動
作（デューティ比１００％）のときと比較して半分の電
力が入力する。駆動回路１２への入力電圧波形は図２
（ｃ）に示すような矩形波となり、この入力電圧が駆動
回路１２に供給されると圧電トランス１３の入力部１３
ａの両端の電圧波形として図２（ｄ）に示す正弦波を発
生し、圧電トランス１３を駆動する。スイッチング素子
２２をオン／オフ動作させることにより、圧電トランス
１３の駆動波形は、常時オン時の図２（ｂ）より振幅の
小さい図２（ｄ）になる。

【０１１２】以上により、電源電圧が一定の時、図４
（ａ）に示したように、不具合の発生する固有周波数に
到達するまでは、電源制御回路２１の出力信号をデュー
ティ比１００％とし、かつ、検出用抵抗１６の抵抗値を
可変し駆動周波数を高くしていき、最大出力電圧ＶＯｍ
ａｘ時の昇圧比から低下させ、第１の不具合又は第２の
不具合の発生開始周波数に到達すると、出力電圧を変え
ずに駆動周波数を低下させるため電源制御回路２１の出
力信号をデューティ比５０％とし、駆動回路１２への電
力供給を減少し駆動波形の振幅を小さくする。この振幅
の小さい状態で再度検出用抵抗１６の抵抗値を可変し、
駆動周波数を上記の第１の不具合又は第２の不具合の発
生開始周波数まで動かし最小出力電圧ＶＯｍｉｎを得
る。

【０１１３】一方、出力電圧が一定の時、図４（ｂ）に
示したように、最小電源電圧ＶＩｍｉｎから第１の不具
合又は第２の不具合の発生開始周波数に到達するまで
は、電源制御回路２１の出力信号をデューティ比１００
％として電源電圧を上げ駆動周波数を上昇させていき、
上記の第１の不具合又は第２の不具合の発生開始周波数
に到達すると、電源電圧を変えずに駆動周波数を低下さ
せるため、電源制御回路２１の出力信号をデューティ比
５０％として駆動回路１２への電力供給を減少し、駆動
波形の振幅を小さくする。この振幅の小さい状態で再度
第１の不具合又は第２の不具合の発生開始周波数に到達
するまでは、電源電圧を上昇させ最大電源電圧ＶＩｍａ
ｘを得る。

【０１１４】この第１の不具合又は第２の不具合の発生
開始周波数の検出は、駆動回路１２の発熱を代替特性と
し、特にスイッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄに
物理的に密着したサーミスタ４５で発熱を電圧変換した
サーミスタ電圧Ｖｔｈにより行う。また、第１の不具合
又は第２の不具合の発生開始周波数における駆動波形の
振幅制御は、サーミスタ電圧Ｖｔｈのしきい値判定によ
り行う。しきい値にヒステリシス特性を持たせることで
制御方式の切り換え時における駆動周波数の不定が起こ
らない。

【０１１５】この第３の実施の形態においても、図４
（ａ）に示すように、不具合の発生する周波数で駆動す
ることなく設定できる出力電圧範囲が△ＶＯｍｉｎ増加
し、また、図４（ｂ）に示すように、不具合の発生する
周波数で駆動することなく、電源電圧範囲が△ＶＩｍａ
ｘ増加する。

【０１１６】次に、本発明の第４の実施の形態について
説明する。図７は本発明になる圧電トランス駆動装置の
第４の実施の形態の回路系統図を示す。同図中、図５及
び図６と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を
省略する。図７に示す第４の実施の形態は、図５の第２
の実施の形態と図６の第３の実施の形態とを組合せた点
に特徴がある。

【０１１７】図７において、駆動回路１２のスイッチン
グトランジスタ１２ｃ及び１２ｄには、サーミスタ４５
が物理的に密着している。このサーミスタ４５は、一端
４５ａがヒステリシス比較器２０の第１の入力端子２０
ａ及び任意の電源に接続され、他端４５ｂが定電流源４
６を介して接地されている。ヒステリシス比較器２０の
第２の入力端子２０ｂには基準電圧Ｖｒｅｆｃを発生す
る基準電圧源２３が接続されている。ヒステリシス比較
器２０の出力端子２０ｄには電源制御回路２１が接続さ
れている。電源制御回路２１には発振器４２が接続さ
れ、電源制御回路２１の出力は降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ４１の制御端子４１ａ及びヒステリシス比較器２０
の第３の入力端子２０ｃに接続されている。

【０１１８】次に、この実施の形態の動作について説明
する。検出用抵抗１６で検出された交流電圧は、出力電
圧検出回路１７で整流平滑され制御信号発生器１８へ入
力される。整流平滑された検出電圧は制御信号発生器１
８により、予め決められた基準電圧と比較される。制御
信号発生器１８は、検出電圧が基準電圧より低くなると
出力周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）を減少する。逆
に、検出電圧が基準電圧より高くなると出力周波数制御
電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）を増加する。周波数制御電流１
８ｂ（Ｉｏｓｃ）は所定の範囲に制限されている。

【０１１９】電流制御発振器１９は予め決められた基準
周波数を持ち、この基準周波数を発振周波数の下限値と
して、上記の周波数制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）により
制限される範囲内で任意の周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）を
発振することができる。電流制御発振器１９は、周波数
制御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）が少なく流れるときには、
発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）を低くし、逆に周波数制
御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）が多く流れるときは、発振周
波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）を高くする。

【０１２０】発振周波数１９ａ（Ｆｏｓｃ）は第１及び
第２の実施の形態と同様に、分周回路２４により１／２
分周され、かつ、互いに逆相となる２つの信号とされた
後、バッファ回路２５を通して駆動回路１２の２つのス
イッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄの制御端子に
印加され、それぞれスイッチング制御する。

【０１２１】駆動回路１２は第１乃至第３の実施の形態
と同一の構成であり、符号の反転した振幅でかつ、位相
差のある２つの半波正弦波を組み合わせることにより生
成した正弦波を、駆動信号として圧電トランス１３の入
力部１３ａの両端に印加する。この正弦波の周期の逆数
が圧電トランス１３の駆動周波数である。圧電トランス
１３の昇圧比は図３（ａ）に示す周波数特性を持ち、前
述したように、駆動周波数により昇圧比が山なりに変化
し、数十ｋΩから数ＭΩの値を持つ固定インピーダンス
回路１５により圧電トランス１３の周波数特性が決ま
る。

【０１２２】検出用抵抗１６で検出する検出電圧を一定
制御するため、駆動回路１２の駆動周波数を周波数制御
電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）により帰還制御する。これによ
り圧電トランス１３の昇圧比が決まる。圧電トランス１
３の出力部１３ｂには、駆動波形の振幅を所定の昇圧比
倍した振幅の正弦波が発生する。出力部１３ｂに発生し
た正弦波は整流平滑回路１４により整流平滑されて負荷
２６に数ｋＶ以上の直流高電圧として供給される。

【０１２３】この実施の形態も、負荷２６に印加する直
流高電圧を変化させたり、一定出力時において電源電圧
を変化させるには、圧電トランス１３の昇圧比を制御す
る方法と圧電トランス１３の駆動波形を制御する方法の
２つの方法を併用する。図３（ｂ）と共に説明したよう
に、圧電トランス１３の駆動には共振点より高い領域の
駆動周波数を使用すると駆動周波数に依存した任意の昇
圧比を得ることができる。これにより駆動周波数を変化
させることで負荷２６に供給される直流高電圧を可変す
ることができる。

【０１２４】駆動周波数を変化させるには検出用抵抗１
６の抵抗値を変化し検出電圧を可変することで周波数制
御電流１８ｂ（Ｉｏｓｃ）を変化させ、電流制御発振器
１９の発振周波数の範囲内で昇圧比の制御が可能とな
る。しかし、昇圧比を制御するために駆動周波数を広範
囲で変化させると、駆動回路１２を最適化したときの周
波数から離れていくと駆動回路１２のスイッチングトラ
ンジスタ１２ｃ及び１２ｄが発熱する不具合を招くた
め、圧電トランス１３の駆動波形を制御する方法の併用
が必要になる。

【０１２５】図３（ｃ−１）及び図３（ｃ−２）に不具
合の説明図を示す。圧電トランスの振動モード、素子構
造、素子寸法及び駆動装置方式で決まる固有の駆動周波
数に至ると駆動波形がゼロ電圧スイッチングとならなく
なり始める（図３（ｃ−２））。これにより駆動回路
１２のスイッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄに過
電流が流れトランジスタが発熱する。この不具合の発生
する固有周波数での駆動を回避するために駆動波形の振
幅を制御して、出力を変えずに駆動周波数を変えること
が必要となる。

【０１２６】不具合が発生し始める固有周波数を把握す
るために、この実施の形態も第３の実施の形態と同様
に、駆動回路１２の発熱を代替特性とし、スイッチング
トランジスタ１２ｃ及び１２ｄに物理的に密着したサー
ミスタ４５で発熱を電圧変換した値として検出する。そ
の時のサーミスタ電圧Ｖｔｈをヒステリシス比較器２０
の第１のしきい値電圧として基準電圧源２３に基準電圧
Ｖｒｅｆｃとして設定する。第２のしきい値電圧には、
第１のしきい値電圧Ｖｒｅｆｃより低めの電圧値を設定
する。

【０１２７】ヒステリシス比較器２０に入力されるサー
ミスタ電圧Ｖｔｈが基準電圧Ｖｒｅｆｃとなり、かつ、
電源制御回路２１の出力デューティ比が１００％となっ
ている場合、ヒステリシス比較器２０はハイレベルの信
号を出力する。電源制御回路２１はヒステリシス比較器
２０からハイレベルの信号が入力されると、発振周波数
１９ａ（Ｆｏｓｃ）の逆数の周期を持つデューティ比５
０％の信号を、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ４１の制御
端子４１ａに出力し、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ４１
内のスイッチング素子４１ｄは発振器４２で決められる
任意の周期を持つデューティ比５０％のオン／オフ動作
を行う。

【０１２８】ヒステリシス比較器２０に入力されるサー
ミスタ電圧Ｖｔｈが第２のしきい値電圧（＜基準電圧Ｖ
ｒｅｆｃ）となり、かつ、電源制御回路２１の出力デュ
ーティ比が５０％となっている場合、ヒステリシス比較
器２０はローレベルの信号を出力する。電源制御回路２
１はヒステリシス比較器２０からローレベルの信号が入
力されると、デューティ比１００％の信号を制御端子２
２ａに出力し、スイッチング素子２２を常時オン状態に
制御する。

【０１２９】この実施の形態の電源制御回路２１の出力
デューティ比とサーミスタ電圧Ｖｔｈの関係は、図３
（ｄ−２）に示され、第３の実施の形態と同様に、電源
電圧が一定の時、パルス幅制御から無制御に切り換わる
出力電圧は、無制御からパルス幅制御に切り換わったと
きの出力電圧より高い電圧値で切り換わり、出力電圧が
一定の時、パルス幅制御から無制御に切り換わる電源電
圧は、無制御からパルス幅制御に切り換わったときの電
源電圧より低い電圧値で切り換わるように、ヒステリシ
ス特性を持つことになる。

【０１３０】スイッチング素子４１ｄが常時オン状態の
とき、電源（直流）１１からの供給電力のすべてが駆動
回路１２に入力する。駆動回路１２への入力電圧波形は
図２（ａ）に示すような直流電圧となり、この入力電圧
が駆動回路１２に供給されると圧電トランス１３の入力
部１３ａの両端の電圧波形として図２（ｂ）に示す正弦
波を発生し、圧電トランス１３を駆動する。

【０１３１】一方、スイッチング素子４１ｄが発振器４
２で発振する任意の周期を持つデューティ比５０％のオ
ン／オフ動作を行うとき、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ
４１の出力端子４１ｃからは、常時オン動作（デューテ
ィ比１００％）のときと比較して半分の直流電圧に降圧
された電圧が出力され、駆動回路１２へ入力される。駆
動回路１２への入力電圧波形は図２（ｅ）に示す直流電
圧となり、その電圧値は図２（ａ）の半分となる。

【０１３２】この入力電圧が駆動回路１２に供給される
と、圧電トランス１３の入力部１３ａの両端の電圧波形
として図２（ｆ）に示す正弦波に近似した波形が発生さ
れて、圧電トランス１３を駆動する。降圧型ＤＣ−ＤＣ
コンバータ４１を動作させることにより、このときの圧
電トランス１３の駆動波形は、常時オン時の図２（ｂ）
に示した駆動波形の振幅より振幅が小さい図２（ｆ）に
示す駆動波形になる。

【０１３３】以上により、電源電圧が一定の時、図４
（ａ）に示したように、不具合の発生する固有周波数に
到達するまでは、電源制御回路２１の出力信号をデュー
ティ比１００％とし、かつ、検出用抵抗１６の抵抗値を
可変し駆動周波数を高くしていき、最大出力電圧ＶＯｍ
ａｘ時の昇圧比から低下させ、第１の不具合又は第２の
不具合の発生開始周波数に到達すると、出力電圧を変え
ずに駆動周波数を低下させるため電源制御回路２１の出
力信号をデューティ比５０％とし、駆動回路１２への電
力供給を減少し駆動波形の振幅を小さくする。この振幅
の小さい状態で再度検出用抵抗１６の抵抗値を可変し、
駆動周波数を上記の第１の不具合又は第２の不具合の発
生開始周波数まで動かし最小出力電圧ＶＯｍｉｎを得
る。

【０１３４】一方、出力電圧が一定の時、図４（ｂ）に
示したように、最小電源電圧ＶＩｍｉｎから第１の不具
合又は第２の不具合の発生開始周波数に到達するまで
は、電源制御回路２１の出力信号をデューティ比１００
％として電源電圧を上げ駆動周波数を上昇させていき、
上記の第１の不具合又は第２の不具合の発生開始周波数
に到達すると、電源電圧を変えずに駆動周波数を低下さ
せるため、電源制御回路２１の出力信号をデューティ比
５０％として駆動回路１２への電力供給を減少し、駆動
波形の振幅を小さくする。この振幅の小さい状態で再度
第１の不具合又は第２の不具合の発生開始周波数に到達
するまでは、電源電圧を上昇させ最大電源電圧ＶＩｍａ
ｘを得る。

【０１３５】この第１の不具合又は第２の不具合の発生
開始周波数の検出は、駆動回路１２の発熱を代替特性と
し、特にスイッチングトランジスタ１２ｃ及び１２ｄに
物理的に密着したサーミスタ４５で発熱を電圧変換した
サーミスタ電圧Ｖｔｈにより行う。また、第１の不具合
又は第２の不具合の発生開始周波数における駆動波形の
振幅制御は、サーミスタ電圧Ｖｔｈのしきい値判定によ
り行う。しきい値にヒステリシス特性を持たせることで
制御方式の切り換え時における駆動周波数の不定が起こ
らない。

【０１３６】この第４の実施の形態においても、図４
（ａ）に示すように、不具合の発生する周波数で駆動す
ることなく設定できる出力電圧範囲が△ＶＯｍｉｎ増加
し、また、図４（ｂ）に示すように、不具合の発生する
周波数で駆動することなく、電源電圧範囲が△ＶＩｍａ
ｘ増加する。

【０１３７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
圧電トランスから可変範囲の広い出力電圧が得られる。
その理由は、圧電トランスの出力を可変する際に圧電ト
ランスの駆動周波数を動かして昇圧比を変化させる方法
と圧電トランスの駆動波形を変化する方法の２つの方法
を併用し、特に駆動波形を変化させる方式を不具合の発
生する固有周波数で使用するようにしたからである。

【０１３８】また、本発明によれば、上記の２つの制御
方式を切り換えるしきい値にヒステリシス特性を持たせ
ることで、切り換え時における駆動周波数の不定をなく
し、かつ、固有周波数で駆動しないようにできる。すな
わち、本発明によれば、電源電圧が一定の時、パルス幅
制御から無制御に切り換わる出力電圧は、無制御からパ
ルス幅制御に切り換わったときの出力電圧より高い電圧
値で切り換わるようにしている。電源電圧が一定の時、
不具合の発生する固有周波数に到達するまでは、検出用
抵抗の抵抗値を可変し駆動周波数を高くしていき、最大
出力電圧時の昇圧比から低下させる。固有周波数に到達
すると、出力電圧を変えずに駆動周波数を低下させるた
め駆動回路への電力供給を減少し駆動波形の振幅を小さ
くする。この振幅の小さい状態で再度検出用抵抗の抵抗
値を可変し、駆動周波数を固有周波数まで動かし最小出
力電圧を得る。これにより最大出力電圧から最小出力電
圧の範囲で任意の出力電圧を得ることができる。

【０１３９】本発明によれば、従来の最小出力電圧が固
定振幅の駆動波形により固有周波数で駆動したときの出
力電圧値であったのが、固定振幅より振幅の小さい駆動
波形により固有周波数で駆動したときの出力電圧値まで
下限範囲を広げられる。固有周波数の検出は周波数を電
圧変換した値もしくは不具合時に発生する発熱を電圧変
換した値を使用することで、しきい値の設定が容易とな
る。

【０１４０】更に、本発明によれば、電源電圧範囲の上
限幅を拡大できる。その理由は、圧電トランスの出力を
可変する際に、圧電トランスの駆動周波数を動かして昇
圧比を変化させる方法と圧電トランスの駆動波形を変化
する方法の２つの方法を併用し、特に駆動波形を変化さ
せる方式を不具合の発生する固有周波数で使用するよう
にしたからである。

【０１４１】更に、本発明によれば、２つの制御方式を
切り換えるしきい値にヒステリシス特性を持たせること
で、切り換え時における駆動周波数の不定をなくし、か
つ、固有周波数で駆動しないようにできる。すなわち、
出力電圧が一定の時、パルス幅制御から無制御に切り換
わる電源電圧は、無制御からパルス幅制御に切り換わっ
たときの電源電圧より低い電圧値で切り換わるようにし
ている。出力電圧が一定の時、最小電源電圧から不具合
の発生する固有周波数に到達するまで電圧を上げ駆動周
波数を上昇させていき、固有周波数に到達すると、電源
電圧を変えずに駆動周波数を低下させるため駆動回路へ
の電力供給を減少し駆動波形の振幅を小さくする。この
振幅の小さい状態で再度固有周波数まで電源電圧を上昇
させ最大電源電圧を得る。これにより最小電源電圧から
最大電源電圧の範囲で任意の電源電圧を得ることができ
る。

【０１４２】本発明によれば、従来の最大電源電圧が固
定振幅の駆動波形により固有周波数で駆動したときの電
源電圧値であったのが、固定振幅より振幅の小さい駆動
波形により固有周波数で駆動したときの電源電圧値まで
上限範囲を広げられる。固有周波数の検出は周波数を電
圧変換した値もしくは不具合時に発生する発熱を電圧変
換した値を使用することで、しきい値の設定が容易とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態の回路系統図であ
る。

【図２】本発明の駆動回路の入出力電圧波形の各例を示
す図である。

【図３】本発明が対象とする不具合及びその対策の説明
図である。

【図４】本発明による不具合の対策の説明図である。

【図５】本発明の第２の実施の形態の回路系統図であ
る。

【図６】本発明の第３の実施の形態の回路系統図であ
る。

【図７】本発明の第４の実施の形態の回路系統図であ
る。

【図８】従来回路の一例のブロック図である。

【図９】従来回路の他の例のブロック図である。

【図１０】従来回路の更に他の例のブロック図である。

【符号の説明】 １１ 電源（直流） １２ 駆動回路 １２ａ、１２ｂ コイル １２ｃ、１２ｄ スイッチングトランジスタ １３ 圧電トランス １３ａ 入力部 １３ｂ 出力部 １４ 整流平滑回路 １５ 固定インピーダンス回路 １６ 検出用抵抗 １７ 出力電圧検出回路 １８ 制御信号発生器 １８ａ 周波数制御電圧（Ｖｏｓｃ） １８ｂ 周波数制御電流（Ｉｏｓｃ） １９ 電流制御発振器 １９ａ 発振周波数（Ｆｏｓｃ） ２０ ヒステリシス比較器 ２１ 電源制御回路 ２２、４１ｄ スイッチング素子 ２３ 基準電圧源 ２４ 分周回路 ２５ バッファ回路 ２６ 負荷 ４１ 降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ ４２ 発振器 ４５ サーミスタ ４６ 定電流源

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 圧電トランスの駆動波形を共振周波数よ
   りも高い周波数領域において高い周波数に増加してい
   き、前記圧電トランスの駆動波形が非ゼロ電圧スイッチ
   ング波形若しくは高調波の重畳した波形となる固有の駆
   動周波数に至った時に、該駆動波形の振幅を小に切り換
   え制御し、かつ、前記駆動周波数を前記固有の駆動周波
   数よりも低い周波数として前記圧電トランスを駆動し、
   前記駆動波形の振幅が小の状態で駆動周波数が前記共振
   周波数付近の所定周波数に至った時には、該駆動波形の
   振幅を大に切り換え制御し、かつ、前記駆動周波数を前
   記共振周波数よりも高い周波数として前記圧電トランス
   を駆動し、更に電源電圧が一定の時に、前記駆動波形の
   振幅を小に切り換え制御する時の出力電圧が、前記駆動
   波形の振幅を大に切り換え制御する時の出力電圧よりも
   低い電圧値で切り換えることを特徴とする圧電トランス
   の駆動方法。
2. 【請求項２】 圧電トランスの駆動波形を共振周波数よ
   りも高い周波数領域において高い周波数に増加してい
   き、前記圧電トランスの駆動波形が非ゼロ電圧スイッチ
   ング波形若しくは高調波の重畳した波形となる固有の駆
   動周波数に至った時に、該駆動波形の振幅を小に切り換
   え制御し、かつ、前記駆動周波数を前記固有の駆動周波
   数よりも低い周波数として前記圧電トランスを駆動し、
   前記駆動波形の振幅が小の状態で駆動周波数が前記共振
   周波数付近の所定周波数に至った時には、該駆動波形の
   振幅を大に切り換え制御し、かつ、前記駆動周波数を前
   記共振周波数よりも高い周波数として前記圧電トランス
   を駆動し、更に出力電圧が一定の時に、前記駆動波形の
   振幅を小に切り換え制御する時の電源電圧が、前記駆動
   波形の振幅を大に切り換え制御する時の電源電圧よりも
   高い電圧値で切り換えることを特徴とする圧電トランス
   の駆動方法。
3. 【請求項３】 駆動する圧電トランスの入力部を含んで
   昇圧型の電圧共振回路を構成しており、正弦波に近似し
   た駆動波形を該圧電トランスの入力部に印加する駆動回
   路と、 前記駆動回路の入力端子と直流電源の間に接続されてい
   るスイッチング素子と、 前記圧電トランスの出力信号を整流平滑して負荷に印加
   する整流平滑回路と、 前記圧電トランスの出力端子に一端が接続されている固
   定インピーダンス回路と、 前記固定インピーダンス回路の他端に接続された検出用
   抵抗と、 前記検出用抵抗の両端の電圧を検出する出力電圧検出回
   路と、 前記出力電圧検出回路の出力検出電圧に応じた制御電流
   及び制御電圧を発生する制御信号発生器と、 前記制御電流に応じた周波数で発振する電流制御発振器
   と、 前記電流制御発振器からの発振信号を受け、駆動制御信
   号を発生して前記駆動回路に供給し、前記駆動波形を発
   生させる駆動制御信号発生手段と、 前記電流制御発振器からの発振信号を受けて生成した信
   号のデューティ比で、前記スイッチング素子をスイッチ
   ング制御する信号を発生する制御回路と、 前記制御信号発生器からの前記制御電圧と、前記圧電ト
   ランスの駆動波形が非ゼロ電圧スイッチング波形若しく
   は高調波の重畳した波形となる固有の駆動周波数を電圧
   変換した基準電圧と、前記制御回路の出力信号とを比較
   し、その比較結果に応じて前記制御回路の出力信号のデ
   ューティ比を１００％又は１００％未満の所定値に決定
   するヒステリシス比較手段とを有することを特徴とする
   圧電トランスの駆動装置。
4. 【請求項４】 前記スイッチング素子は、降圧型ＤＣ−
   ＤＣコンバータ内に設けられたスイッチング素子である
   ことを特徴とする請求項３記載の圧電トランスの駆動装
   置。
5. 【請求項５】 駆動する圧電トランスの入力部を含んで
   昇圧型の電圧共振回路を構成しており、正弦波に近似し
   た駆動波形を該圧電トランスの入力部に印加する駆動回
   路と、 前記駆動回路の入力端子と直流電源の間に接続されてい
   るスイッチング素子と、 前記圧電トランスの出力信号を整流平滑して負荷に印加
   する整流平滑回路と、 前記圧電トランスの出力端子に一端が接続されている固
   定インピーダンス回路と、 前記固定インピーダンス回路の他端に接続された検出用
   抵抗と、 前記検出用抵抗の両端の電圧を検出する出力電圧検出回
   路と、 前記出力電圧検出回路の出力検出電圧に応じた制御電流
   を発生する制御信号発生器と、 前記制御電流に応じた周波数で発振する電流制御発振器
   と、 前記電流制御発振器からの発振信号を受け、駆動制御信
   号を発生して前記駆動回路に供給し、前記駆動波形を発
   生させる駆動制御信号発生手段と、 前記駆動回路内のスイッチングトランジスタに物理的に
   密着した温度検出素子と、 前記電流制御発振器からの発振信号を受けて生成した信
   号のデューティ比で、前記スイッチング素子をスイッチ
   ング制御する信号を発生する制御回路と、 前記温度検出素子の温度検出電圧と、前記圧電トランス
   の駆動波形が非ゼロ電圧スイッチング波形若しくは高調
   波の重畳した波形となる固有の駆動周波数を電圧変換し
   た基準電圧と、前記制御回路の出力信号とを比較し、そ
   の比較結果に応じて前記制御回路の出力信号のデューテ
   ィ比を１００％又は１００％未満の所定値に決定するヒ
   ステリシス比較手段とを有することを特徴とする圧電ト
   ランスの駆動装置。
6. 【請求項６】 前記スイッチング素子は、降圧型ＤＣ−
   ＤＣコンバータ内に設けられたスイッチング素子である
   ことを特徴とする請求項５記載の圧電トランスの駆動装
   置。
7. 【請求項７】 前記駆動回路は、それぞれソースが接地
   された第１及び第２のスイッチングトランジスタと、一
   端が電源供給端子に接続され、他端が前記第１のスイッ
   チングトランジスタのドレインと前記圧電トランスの入
   力部の一端に接続された第１のコイルと、一端が前記電
   源供給端子に接続され、他端が前記第２のスイッチング
   トランジスタのドレインと前記圧電トランスの入力部の
   他端に接続された第２のコイルとよりなり、 前記駆動制御信号発生手段は、前記電流制御発振器から
   の発振信号を分周して互いに逆相の第１及び第２の分周
   信号を出力する分周回路と、該第１及び第２の分周信号
   を一時保持してから前記第１及び第２のスイッチングト
   ランジスタのゲートに印加して交互にスイッチングする
   バッファ回路とからなることを特徴とする請求項３乃至
   ６のうちいずれか一項記載の圧電トランスの駆動装置。
8. 【請求項８】 前記ヒステリシス比較手段は、 前記圧電トランスの駆動波形が非ゼロ電圧スイッチング
   波形となる駆動周波数と、駆動波形が高調波の重畳した
   波形となる駆動周波数のうちより低い周波数を変換して
   得た電圧を第１のしきい値として設定された基準電圧源
   と、 前記制御信号発生器からの前記制御電圧と前記基準電圧
   源からの前記第１のしきい値とを比較し、該制御電圧が
   前記第１のしきい値となり、かつ、前記制御回路の出力
   信号のデューティ比が１００％のとき第１の論理値の信
   号を出力して前記制御回路の出力信号のデューティ比を
   １００％未満の所定値に決定し、前記制御電圧が前記第
   １のしきい値よりも低く、かつ、前記共振周波数を換算
   した電圧値よりも高い値に設定された第２のしきい値と
   なり、かつ、前記制御回路の出力信号のデューティ比が
   前記所定値のとき第２の論理値の信号を出力して前記制
   御回路の出力信号のデューティ比を１００％に決定する
   ヒステリシス比較器とよりなることを特徴とする請求項
   ３又は４記載の圧電トランス駆動装置。
9. 【請求項９】 前記ヒステリシス比較手段は、 前記圧電トランスの駆動波形が非ゼロ電圧スイッチング
   波形となる駆動周波数と、駆動波形が高調波の重畳した
   波形となる駆動周波数のうちより低い周波数を変換して
   得た電圧を第１のしきい値として設定された基準電圧源
   と、 前記温度検出素子の温度検出電圧と、前記基準電圧源か
   らの前記第１のしきい値と、前記制御回路の出力信号と
   を比較し、該温度検出電圧が前記第１のしきい値とな
   り、かつ、前記制御回路の出力信号のデューティ比が１
   ００％のとき第１の論理値の信号を出力して前記制御回
   路の出力信号のデューティ比を１００％未満の所定値に
   決定し、前記温度検出電圧が前記第１のしきい値よりも
   低く、かつ、前記共振周波数を換算した電圧値よりも高
   い値に設定された第２のしきい値となり、かつ、前記制
   御回路の出力信号のデューティ比が前記所定値のとき第
   ２の論理値の信号を出力して前記制御回路の出力信号の
   デューティ比を１００％に決定するヒステリシス比較器
   とよりなることを特徴とする請求項５又は６記載の圧電
   トランス駆動装置。