JP2002359971A - スイッチングコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 供給される電力の電圧が低下しても安定した
動作を行わせる。 【解決手段】 共振インダクタ１４と共振コンデンサ１
６との共振回路が接続されたＦＥＴ１２，１３でトラン
スの一次巻線側に流れる励磁電流をスイッチング制御す
る。入力電圧Ｖinが低下したときに動作周波数を低下さ
せると共に入力電圧Ｖinが上昇したときに動作周波数を
上昇させて、二次巻線１５sa側から所望の出力電圧Ｖa
が得られるように制御する。周波数可変部６０で入力電
圧Ｖinが所定電圧よりも低下したことを検出したときに
は、入力電圧Ｖinの低下に応じて発振部４２から出力す
る発振信号Ｓfの周波数を高くする。動作周波数が共振
回路の共振周波数よりも低下することを防止して安定し
た動作を行わせることができる。入力電圧Ｖinの低下に
応じて動作周波数が高くされるので負荷に供給する電力
が急激に絞られることを防止できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチングコ
ンバータに関する。詳しくは、トランスの一次巻線側に
流れる励磁電流をスイッチング制御するスイッチ素子に
共振回路が接続されると共に、入力電圧が低下したとき
にスイッチング動作の動作周波数を低下させると共に入
力電圧が上昇したときに動作周波数を上昇させて、トラ
ンスの二次巻線側から所望の出力電圧が得られるように
制御するスイッチングコンバータにおいて、入力電圧が
所定電圧よりも低下したときには、入力電圧の低下に応
じて動作周波数を上昇させることにより、動作周波数が
共振回路の共振周波数よりも低下することを防止するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】従来、トランスの一次巻線側に流れる励
磁電流をスイッチ素子でスイッチング制御することによ
り電力変換を行うスイッチングコンバータでは、スイッ
チ素子が発生するノイズの抑制、スイッチング損失の増
大による高周波化限界の払拭等のために、スイッチング
遷移期間にインダクタとキャパシタによる共振モードを
用いた所謂共振コンバータの開発が進んでいる。

【０００３】図３は、ブリッジ型電流共振コンバータの
従来の構成を示している。このブリッジ型電流共振コン
バータでは、スイッチ素子である電界効果トランジスタ
１２，１３を交互にスイッチングさせると共に、直流電
源１０から供給された電力を用いて、共振インダクタ１
４，トランス１５の一次巻線１５p，共振コンデンサ１
６，電界効果トランジスタ１２の端子間容量１２１およ
び電界効果トランジスタ１３の端子間容量１３１に流れ
る励磁電流を変化させて、トランス１５の二次巻線１５
saに電圧を誘起させる。なお、ダイオード１２２，１３
２は、電界効果トランジスタ１２，１３に形成された寄
生ダイオードである。

【０００４】トランス１５の二次巻線１５saに誘起され
た電圧は、全波整流器であるダイオードブリッジ２１で
整流されたのちコンデンサ２２によって平滑されて、直
流電圧Ｖaとして負荷２５に供給される。また、トラン
ス１５には第２の二次巻線１５ssが設けられており、二
次巻線１５ssに誘起された電圧は、全波整流器であるダ
イオードブリッジ３１で整流されたのちコンデンサ３２
で平滑されて、抵抗器３３を介してフォトカプラ３４を
構成する発光ダイオード３４１のアノードに供給され
る。

【０００５】エラーアンプ３５には負荷２５に供給する
電力の直流電圧レベルを設定するための基準電圧生成部
３６が接続されている。このエラーアンプ３５では、負
荷２５に供給される電力の直流電圧Ｖaと、基準電圧生
成部３６から供給された基準電圧Ｖrfとの電圧差に応じ
て発光ダイオード３４１を駆動する。

【０００６】発光ダイオード３４１が駆動されると、フ
ォトカプラ３４のホトトランジスタ３４２も駆動され
て、負荷２５に供給される直流電圧と基準電圧Ｖrfとの
電圧差を示す信号ＥＲが抵抗器４１を介して発振部４２
に供給される。

【０００７】発振部４２では、発振信号Ｓfを生成して
スイッチ駆動部５０に供給する。ここで、発振部４２で
は、接続されている抵抗器４３とコンデンサ４４によっ
て発振信号Ｓfの周波数が設定されると共に、フォトカ
プラ３４から供給された信号ＥＲに基づいて、負荷２５
に供給される直流電圧と基準電圧Ｖrfが等しくなるよう
に発振信号Ｓfの周波数を可変する。

【０００８】スイッチ駆動部５０では、発振信号Ｓfに
基づいて電界効果トランジスタ１２，１３を交互に駆動
する駆動信号ＤＲa，ＤＲbを生成して、駆動信号ＤＲa
を電界効果トランジスタ１２に供給すると共に駆動信号
ＤＲbを電界効果トランジスタ１３に供給する。

【０００９】次に、ブリッジ型電流共振コンバータの動
作について、図４を用いて説明する。電界効果トランジ
スタ１２と電界効果トランジスタ１３は、位相の反転し
た同じ動作を繰り返すことから、電界効果トランジスタ
１３の動作についてのみ説明を行うものとして、電界効
果トランジスタ１２の動作についての説明は省略する。

【００１０】電界効果トランジスタ１２が時点ｔ11でタ
ーンオフすると、端子間容量１２１の充電電流及び端子
間容量１３１の放電電流が共振インダクタ１４，トラン
ス１５の一次巻線１５p，共振コンデンサ１６，直流電
源１０という経路で流れて、電界効果トランジスタ１３
のドレイン−ソース間電圧Ｖdsが図４Ａに示すように降
下する。なお、図４Ｂは電界効果トランジスタ１３を駆
動するための駆動信号ＤＲb、図４Ｃは電界効果トラン
ジスタ１３に流れる電流Ｉ13、図４Ｄは二次巻線１５sa
に流れる電流Ｉsaを示している。

【００１１】時点ｔ12で、端子間容量１２１の充電およ
び端子間容量１３１の放電が完了すると、寄生ダイオー
ド１３２を経由した転流モードで共振コンデンサ１６の
充電が行われる。

【００１２】時点ｔ13で、共振コンデンサ１６の充電が
完了すると、時点ｔ13の前にオン状態とされている電界
効果トランジスタ１３を経由して、共振コンデンサ１
６、トランス１５の一次巻線１５p、共振インダクタ１
４、電界効果トランジスタ１２の経路で共振コンデンサ
１６から放電が行われる。なお、時点ｔ12から二次側に
流れる電流が「０」となる時点ｔ14までの期間が電力伝
達期間となる。

【００１３】時点ｔ14から電界効果トランジスタ１３が
ターンオフされる時点ｔ15までは、電力非伝達時間であ
り、共振インダクタ１４と共振コンデンサ１６の直列共
振回路への共振電流が電界効果トランジスタ１３に流れ
る。

【００１４】このように、時点ｔ12〜ｔ14までの期間中
にトランス１５の一次巻線１５pに流れる電流が励磁電
流となり、トランス１５の二次巻線側に電力の伝達が行
われる。また、直流電源１０からブリッジ型電流共振コ
ンバータに供給される入力電圧Ｖinが高いときには、ド
レイン−ソース間電圧Ｖdsが高くなると共に、電力伝達
期間が短くなる。

【００１５】図５は、ブリッジ型電流共振コンバータに
供給される入力電圧Ｖinと、ブリッジ型電流共振コンバ
ータからの出力電圧すなわち負荷に供給される電圧Ｖ
a、およびブリッジ型電流共振コンバータの動作周波数
の関係を示している。

【００１６】この図５に示す特性は、共振インダクタ１
４とトランス１５と共振コンデンサ１６および負荷２５
による直列共振特性によって決定される。また、動作周
波数が共振周波数と一致するポイントで出力電圧が最大
となる。さらに、このブリッジ型電流共振コンバータで
は、動作周波数を共振周波数よりも高い周波数としたア
ッパーサイド動作が行われる。このため、負荷２５に供
給される電力が所定電圧となるように信号ＥＲが発振部
４２に供給されて、入力電圧Ｖinが高いときにはＡ点の
動作周波数Ｆaで動作が行われると共に、入力電圧Ｖin
が低下したときには周波数も下がりＢ点の動作周波数Ｆ
bで動作が行われる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】ところで、直流電源１
０からの直流電圧が動作範囲以下まで下がった場合、動
作周波数が共振周波数と等しくなっても、負荷２５に供
給される電力が所定電圧に達しなくなる。また、動作周
波数が共振周波数よりも低い周波数であるローアーサイ
ド動作となってしまうと、図６に示すように電流の位相
が進み、図６Ｂに示す駆動信号ＤＲbで電界効果トラン
ジスタ１３を駆動すると、例えば電界効果トランジスタ
１３がターンオンとされたとき、図６Ｃに示す電界効果
トランジスタ１３に流れる電流Ｉ13の波形にはサージ電
流波形が生じる。このサージ電流は、主に電界効果トラ
ンジスタ１２の寄生ダイオード１２２に流れるリカバリ
ー電流であり、このような電流が流れると、電界効果ト
ランジスタ１２に過大なストレスが加わることとなる。
また、電界効果トランジスタ１２がターンオンとされた
ときにも同様に、電界効果トランジスタ１３の寄生ダイ
オード１３２サージ電流が流れて電界効果トランジスタ
１３に過大なストレスが加わることとなる。なお、図６
Ａは電界効果トランジスタ１３のドレイン−ソース間電
圧Ｖdsを示している。

【００１８】このため、このようなサージ電流が流れる
ことがないように、動作周波数が共振周波数以下となら
ないように、最低動作周波数を設定したり、入力電圧が
所定のレベル以下となったときには動作周波数を強制的
に高い周波数に切り換えることが必要となる。

【００１９】しかし、直列共振周波数は負荷によって変
動するものであり、直流電源から供給される電力の瞬断
等によって入力電圧が低下して過負荷状態が生じたとき
には直列共振周波数が高くなり、定常状態での最大負荷
時の動作周波数である最低動作周波数よりも高くなって
しまう場合がある。このため、最低動作周波数を設定し
ても、動作周波数が共振周波数よりも低い周波数である
ローアーサイド動作を回避することができない。

【００２０】また、入力電圧が所定のレベル以下となっ
たときに動作周波数を強制的に高くする場合、直流電源
から供給される電力の瞬断等を生じても動作周波数が共
振周波数以下とならないが、動作周波数が高くなること
により負荷に供給できる電力が少なくなってしまう。こ
のため、出力電圧の電圧レベルがすぐ低下してしまい、
瞬断等が生じたときに負荷に所望の電力を供給できる出
力保持時間が短くなって、所望の出力保持時間を確保す
ることが困難となってしまう。そこで、この発明では、
入力電圧が低下しても安定した動作を行うことができる
スイッチングコンバータを供給するものである。

【００２１】

【課題を解決するための手段】この発明に係るスイッチ
ングコンバータは、トランスの一次巻線側に流れる励磁
電流をスイッチング制御するスイッチ素子と、前記スイ
ッチ素子に接続された共振回路と、入力電圧が低下した
ときに前記スイッチ素子でのスイッチング動作の動作周
波数を低下させると共に、前記入力電圧が上昇したとき
に前記動作周波数を上昇させて、前記トランスの二次巻
線側から所望の出力電圧が得られるように制御する制御
手段を備えたスイッチングコンバータにおいて、前記入
力電圧が所定電圧よりも低下したときには、前記入力電
圧の低下に応じて前記制御手段によって制御される動作
周波数を上昇させることにより、前記動作周波数が前記
共振回路の共振周波数よりも低下することを防止する周
波数可変部を設けたものである。

【００２２】この発明では、トランスの一次巻線側に流
れる励磁電流をスイッチング制御する例えば電界効果ト
ランジスタに共振回路が接続されると共に、入力電圧が
低下したときスイッチング動作させる電界効果トランジ
スタの動作周波数が低下されると共に、入力電圧が上昇
したときに動作周波数が上昇されて、トランスの二次巻
線側から所望の出力電圧が得られるように制御される。
ここで、入力電圧が所定電圧よりも低下したときには、
入力電圧の低下に応じて動作周波数が直線的あるいは二
次関数や指数関数的に上昇されて、動作周波数が共振回
路の共振周波数よりも低下することが防止される。

【００２３】

【発明の実施の形態】続いて、この発明に係るスイッチ
ングコンバータの実施の一形態について図を用いて詳細
に説明する。図１は、実施の形態の構成を示しており、
図に示すブリッジ型電流共振コンバータは、従来のブリ
ッジ型電流共振コンバータと同様に、スイッチ素子であ
る電界効果トランジスタ１２，１３を交互にスイッチン
グさせると共に、直流電源１０から供給された電力を用
いてトランス１５の一次巻線１５pの励磁電流を変化さ
せて、トランス１５の二次巻線１５saに電圧を誘起させ
る。

【００２４】トランス１５の二次巻線１５saに誘起され
た電圧は、全波整流器であるダイオードブリッジ２１で
整流されたのちコンデンサ２２によって平滑されて、直
流電圧Ｖaとして負荷２５に供給される。また、トラン
ス１５の二次巻線１５ssに誘起された電圧は、全波整流
器であるダイオードブリッジ３１で整流されたのちコン
デンサ３２で平滑されて、抵抗器３３を介してフォトカ
プラ３４を構成する発光ダイオード３４１のアノードに
供給される。

【００２５】エラーアンプ３５には負荷２５に供給する
電力の直流電圧レベルを設定するための基準電圧生成部
３６が接続されており、エラーアンプ３５では、負荷２
５に供給される電力の直流電圧Ｖaと、基準電圧生成部
３６から供給された基準電圧Ｖrfとの電圧差に応じて発
光ダイオード３４１を駆動する。なお、エラーアンプ３
５では、負荷２５に供給される直流電圧Ｖaを分圧した
電圧と基準電圧Ｖrf’との電圧差に応じて発光ダイオー
ド３４１を駆動するものとしても良い。

【００２６】発光ダイオード３４１が駆動されると、フ
ォトカプラ３４のホトトランジスタ３４２も駆動され
て、負荷２５に供給される直流電圧Ｖaと基準電圧Ｖrf
との電圧差を示す信号ＥＲが抵抗器４１を介して発振部
４２に供給される。

【００２７】発振部４２では、発振信号Ｓfを生成して
スイッチ駆動部５０に供給する。ここで、発振部４２で
は、接続されている抵抗器４３の抵抗値とコンデンサ４
４の容量によって発振信号Ｓfの周波数が設定されると
共に、フォトカプラ３４から供給された信号ＥＲが発振
部４２と抵抗器４３との接続点Ｐに供給されて、信号Ｅ
Ｒに基づき負荷２５に供給される直流電圧Ｖaと基準電
圧Ｖrfが等しくなるように発振信号Ｓfの周波数が可変
される。さらに、接続点Ｐには周波数可変部６０が接続
されており、入力電圧Ｖinが所定電圧よりも低下したと
きには、周波数可変部６０によって、発振部４２での発
振信号Ｓfの周波数が入力電圧の低下に応じて上昇され
る。なお、図１では、周波数可変部６０をＮＰＮ形トラ
ンジスタや演算増幅器を用いて構成した場合を示してい
る。

【００２８】周波数可変部６０のＮＰＮ形トランジスタ
６１のコレクタは抵抗器６２を介して接続点Ｐに接続さ
れる。また、トランジスタ６１のエミッタは接地されて
いると共に、トランジスタ６１のベースとエミッタは抵
抗器６３を介して接続される。トランジスタ６１のベー
スは抵抗器６４を介して演算増幅器６５の出力端子と接
続される。このトランジスタ６１が演算増幅器６５の出
力端子から出力された出力信号ＤＦによって駆動される
と、トランジスタ６１に流れる電流に応じて発振部４２
での発振信号Ｓfの周波数が制御される。

【００２９】スイッチ駆動部５０では、発振信号Ｓfに
基づいて電界効果トランジスタ１２，１３を交互に駆動
する駆動信号ＤＲa，ＤＲbを生成して、駆動信号ＤＲa
を電界効果トランジスタ１２に供給すると共に駆動信号
ＤＲbを電界効果トランジスタ１３に供給する。

【００３０】また、直流電源１０には、抵抗器６６の一
方の端子が接続されると共に、抵抗器６６の他方の端子
は抵抗器６７を介して接地される。抵抗器６６と抵抗器
６７の接続点Ｑは演算増幅器６５の反転入力端子が接続
される。この反転入力端子は抵抗器６８を介して演算増
幅器６５の出力端子と接続されると共に、アノードが接
地されているツェナーダイオード６９のカソードと接続
される。また、演算増幅器６５の非反転入力端子には、
判別基準回路７０から基準電圧Ｖrgが供給される。

【００３１】このように構成されたブリッジ型電流共振
コンバータでは、直流電源１０からの直流電圧（以下
「入力電圧」という）Ｖinが抵抗器６６，６７によって
分圧されて、入力電圧Ｖinが動作保証範囲の最低電圧レ
ベルであるときの接続点Ｑの電圧Ｖqが、ツェナーダイ
オード６９のツェナー電圧Ｖｚに設定される。ここで、
入力電圧Ｖinが動作保証範囲内であるときには、接続点
Ｑの電圧Ｖqがツェナー電圧Ｖｚでクランプされる。ま
た、入力電圧Ｖinが動作保証範囲内よりも低下したとき
には、接続点Ｑの電圧Ｖqがツェナー電圧Ｖｚでクラン
プされることなく演算増幅器６５の反転入力端子に供給
される。

【００３２】また、演算増幅器６５の非反転入力端子に
供給される基準電圧Ｖrgは、入力電圧Ｖinが動作保証範
囲よりもわずかに低下した電圧レベルＶLであるときの
接続点Ｑの電圧とされており、基準電圧Ｖrgより接続点
Ｑの電圧が低下すると、基準電圧Ｖrgと接続点Ｑの電圧
Ｖqとの電圧差に応じた出力信号ＤＦが演算増幅器６５
から出力されて、この出力信号ＤＦによってトランジス
タ６１が駆動される。

【００３３】このため、入力電圧Ｖinとスイッチングコ
ンバータの動作周波数の関係は、図２に示すものとな
る。すなわち、入力電圧Ｖinが動作保証範囲であるとき
には、トランジスタ６１がオフ状態となることから、従
来のブリッジ型電流共振コンバータと同様に、入力電圧
が低下するに伴い動作周波数を低下する。

【００３４】また、入力電圧Ｖinが動作保証範囲より低
い電圧レベルＶL以下となると、演算増幅器６５からの
出力信号ＤＦによってトランジスタ６１が駆動されると
共に、入力電圧Ｖinが電圧レベルＶLよりも低下するに
伴い、トランジスタ６１に流れる電流が増加される。こ
のため、入力電圧Ｖinが電圧レベルＶLよりも低下する
に伴い、発振部４２で生成される発振信号Ｓfの周波数
が高いものとなり、動作周波数は例えば直線的に増加す
る。なお、最低周波数は、発振部４２によって発振信号
Ｓfの周波数を可変して設定可能な動作周波数の最低周
波数を示している。

【００３５】ここで、入力電圧Ｖinが電圧レベルＶLよ
りも低下したときの入力電圧と動作周波数の関係は、図
２に示すように入力電圧Ｖinの低下と共に動作周波数を
直線的に増加させる場合に限られるものでない。例え
ば、入力電圧Ｖinの低下分に対する動作周波数の増加分
を図２の破線で示すように二次関数的に変化させるもの
としたり、あるいは指数関数的に変化させるものとして
も良い。この場合には、コンバータの共振特性により、
入力電圧が下がったときの周波数の上昇が一次関数的変
化では不足するようなときでも、入力電圧が下がったと
きの周波数の上昇を大きくできるので対応させることが
可能となる。また、二次関数的に変化させるものとした
り、あるいは指数関数的に変化させることにより、電圧
レベルＶL部分での動作周波数の変化を連続的なものと
することができる。

【００３６】このように、上述の実施の形態によれば、
入力電圧Ｖinが電圧レベルＶLよりも低下したときに
は、入力電圧Ｖinの低下と共に動作周波数が順次高くさ
れる。このため、瞬断等によって入力電圧が低下して過
負荷状態が生じたとき、直列共振周波数が高くなっても
動作周波数が直列共振周波数よりも高い周波数とされる
ので、動作モードがアッパーサイド動作からローアーサ
イド動作に切り換えられてしまうことがなく、電界効果
トランジスタ１２，１３にサージ電流等が流れてしまう
ことを防止できる。

【００３７】また、入力電圧Ｖinの低下と共に動作周波
数が順次高くされるものであることから、入力電圧Ｖin
が動作保証入力電圧範囲よりも低下したときに動作周波
数を高い周波数に切り換える方式のように、負荷に供給
する電力が急激に絞られることがないため、動作周波数
を高い周波数に切り換える方式に比べて、出力保持時間
を長くすることができる。また、出力保持時間を長くす
ることができるので、所望の出力保持時間を確保するた
めに平滑用のコンデンサ２２を大型化する必要もない。

【００３８】

【発明の効果】この発明によれば、入力電圧が所定電圧
よりも低下したとき、入力電圧の低下に応じて動作周波
数が上昇されて、動作周波数が共振回路の共振周波数よ
りも低下することが防止される。このため、瞬断等によ
って入力電圧が低下して過負荷状態が生じたとき、共振
周波数が高くなっても動作周波数が共振周波数よりも高
い周波数とされるので、スイッチ素子にサージ電流等が
流れてしまうことを防止できる。また、入力電圧が所定
電圧よりも低下したとき、入力電圧の低下に応じて動作
周波数が上昇されるので、負荷に供給する電力が急激に
絞られることがないため、入力電圧が所定電圧よりも低
下したときに動作周波数を高い周波数に切り換える場合
に比べて出力保持時間を長くできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るスイッチングコンバータの実施
の形態の構成を示す図である。

【図２】入力電圧と動作周波数との関係を示す図であ
る。

【図３】スイッチングコンバータの従来の構成を示す図
である。

【図４】スイッチングコンバータの動作を説明するため
の各部の信号波形を示す図である。

【図５】入力電圧と出力電圧と動作周波数の関係を示す
図である。

【図６】ローアーサイド動作時の信号波形を示す図であ
る。

【符号の説明】

１０・・・直流電源、１２，１３・・・電界効果トラン
ジスタ、１４・・・共振インダクタ、１５・・・トラン
ス、１５p・・・一次巻線、１５sa，１５ss・・・二次
巻線、１６・・・共振コンデンサ、３４・・・フォトカ
プラ、３５・・・エラーアンプ、３６・・・基準電圧生
成部、４２・・・発振部、５０・・・スイッチ駆動部、
６０・・・周波数可変部、７０・・・判別基準回路、

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トランスの一次巻線側に流れる励磁電流
   をスイッチング制御するスイッチ素子と、前記スイッチ
   素子に接続された共振回路と、入力電圧が低下したとき
   に前記スイッチ素子でのスイッチング動作の動作周波数
   を低下させると共に、前記入力電圧が上昇したときに前
   記動作周波数を上昇させて、前記トランスの二次巻線側
   から所望の出力電圧が得られるように制御する制御手段
   を備えたスイッチングコンバータにおいて、 前記入力電圧が所定電圧よりも低下したときには、前記
   入力電圧の低下に応じて前記制御手段によって制御され
   る動作周波数を上昇させることにより、前記動作周波数
   が前記共振回路の共振周波数よりも低下することを防止
   する周波数可変部を設けたことを特徴とするスイッチン
   グコンバータ。