JP2006042545A

JP2006042545A - スイッチング電源

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Publication number: JP2006042545A
Application number: JP2004221348A
Authority: JP
Inventors: Tsugumoto Nishihara; 嗣礎西原; Akiyuki Komatsu; 明幸小松
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-07-29
Filing date: 2004-07-29
Publication date: 2006-02-09
Anticipated expiration: 2024-07-29
Also published as: JP4661119B2

Abstract

【課題】負荷が大きくなると出力を得ることができなくなる。
【解決手段】１次側コイル６２ａと２次側コイル６２ｂとの間に漏洩インダクタンスを有する電源トランス６２を用いるとともに、前記漏洩インダクタンスと負荷６９とが直列に接続された第１の直列接続体８０ａと、この第１の直列接続体８０ａと前記１次側コイル６２ａとで並列接続体８０ｂが形成され、この並列接続体８０ｂとコンデンサ６１とで形成される第２の直列接続体８０ｃの自己共振周波数より、発振回路５８の発振周波数が高くなるように制御回路７１で前記発振回路５８を制御する構成としたものである。これにより、初期の目的を達成することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源に関するものである。

以下、従来のスイッチング電源について説明する。従来のスイッチング電源は図８に示すように、直流電源が供給される入力端子１ａ、１ｂと、この入力端子１ａ、１ｂに直列接続されたスイッチングトランジスタ２ａ、２ｂと、このスイッチングトランジスタ２ａ、２ｂの接続点に一端が接続されたコンデンサ３と、このコンデンサ３の他端に１次側コイル４ａが接続された電源トランス４と、この電源トランス４の２次側コイル４ｂに接続された整流ダイオード５ａ、５ｂ及びコンデンサ６とで構成された整流平滑回路７と、この整流平滑回路７の出力に接続された出力端子８ａ、８ｂと、この出力端子８ａ、８ｂの両端に接続される負荷９と、前記出力端子８ａ、８ｂから出力される電圧を検出する検出回路１０と、この検出回路１０の出力に接続された発振回路１２と、この発振回路１２の出力を前記スイッチングトランジスタ２ａ、２ｂの制御入力端子に伝達するトランス１３とで構成されていた。

以上のように構成されたスイッチング電源において、出力端子８ａ、８ｂに出力される電圧が低下すると、その低下した電圧を検出回路１０で検出して発振回路１２の発振周波数を微小量下げていた。そして、出力端子８ａ、８ｂから出力される電圧を微少量上昇させていた。また、出力端子８ａ、８ｂに出力される電圧が上昇すると、今度は逆に検出回路１０で上昇した電圧を発振回路１２に加え、発振回路１２の発振周波数を微小量上げることにより、出力端子８ａ、８ｂから出力される電圧を微少量低下させていた。このようにして、出力端子８ａ、８ｂから出力される電圧を常に一定になるように制御していた。

ここで、負荷９をも含めたスイッチング電源の自己共振周波数を規定する等価回路は図９に示すようになる。即ち、図９において、１５は主にコンデンサ３が有するキャパシタンスであり、１６は電源トランス４の１次側コイル４ａが有するインダクタンスである。また、１７は電源トランス４の１次側コイル４ａと２次側コイル４ｂとの間の漏洩インダクタンスであり、１８は負荷９や整流平滑回路７を含めた抵抗である。

従って、このスイッチング電源の自己共振周波数を規定するインピーダンスは、抵抗１８とインダクタンス１７が直列に接続された第１の直列接続体１４ａのインピーダンスと、この第１の直列接続体１４ａのインピーダンスとインダクタンス１６が並列に接続されて並列接続体１４ｂのインピーダンスが形成され、この並列接続体１４ｂのインピーダンスとキャパシタンス１５が直列に接続された第２の直列接続体１４ｃのインピーダンスがスイッチング電源の自己共振周波数を規定するインピーダンスとなる。

ここで、無負荷時（出力端子８ａ、８ｂが開放）には、第１の直列接続体１４ａのインピーダンスは無限大となり、インダクタンス１６とキャパシタンス１５との直列接続体で構成される共振周波数がスイッチング電源の自己共振周波数になる。

また、最大電流の場合、即ち、負荷９が短絡（０オーム）されたときは、インダクタンス１７とインダクタンス１６で形成される並列接続体１４ｂと、この並列接続体１４ｂとキャパシタンス１５との直列接続体１４ｃで形成される直列接続体１４ｃの共振周波数がスイッチング電源の自己共振周波数となる。このように、負荷電流１９が大きくなるほど自己共振周波数は高くなる。

即ち、図１０に示すように、負荷９が大きくなる（負荷電流１９が大きくなる）ほど自己共振周波数２１は２１ａ、２１ｂ、２１ｃというように大きくなっていく。ここで、横軸２２は周波数と負荷電流１９であり、縦軸２３は、出力端子８ａ、８ｂから出力される電圧である。

図１０において、出力端子８ａ、８ｂの出力が設定電圧２５となるように発振回路１２の発振周波数が予め設定されている。このとき負荷電流１９が増加したとすると、発振周波数２５ａは矢印２６のように増加して２７ａとなる。そうすると出力電圧２５も減少して２７のようになる。この電圧２７を検知回路１０が検知すると発振回路１２の発振周波数２７ａを下げるように働く。そうすると矢印２８のように電圧が上昇して出力電圧２７が設定電圧２５になる。

また、負荷電流１９が減少したときはこの逆の動作をする。即ち、発振周波数２５ａは矢印２９のように減少して３０ａのようになる。そうすると設定電圧２５は増加して３０のようになる。この電圧３０を検知回路１０が検知と発振回路１２の発振周波数３０ａを上げるように働く。そうすると矢印３１が示すように電圧が下降して出力電圧３０が設定電圧２５になる。このようにして、負荷電流１７が変化しても一定の設定電圧２５を保つように働く。

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開２００２−３６９５１４号公報

しかしながらこのような従来のスイッチング電源では、負荷９が大きくなるほど、負荷電流１９は増加する。そうすると第２の直列接続体１４ｃのインピーダンスは低くなり、自己共振周波数２１は共振曲線３４に示すように高くなる。

そうすると、発振回路１２から出力される発振周波数は、略共振曲線３４上で動作することになる。即ち、更に出力電圧を高くするため発振回路１２の周波数を下げると増す増す矢印３３のように共振曲線３４のピーク点３５を通り過ぎて出力電圧が下がることになる。即ち、スイッチング電源から出力が得られなくなるという問題があった。

そこで本発明はこのような問題を解決したもので、例え負荷が大きくなっても出力が得られるスイッチング電源を得ることを目的としたものである。

この目的を達成するために本発明のスイッチング電源は、電源トランスに１次側コイルと２次側コイルとの間に漏洩インダクタンスを有する電源トランスを用いるとともに、前記漏洩インダクタンスと負荷とが直列に接続される第１の直列接続体と、この第１の直列接続体と前記１次側コイルとで並列接続体が形成され、この並列接続体とコンデンサとで形成される第２の直列接続体の自己共振周波数より、発振回路の発振周波数が高くなるように制御回路で前記発振回路を制御する構成としたものである。これにより初期の目的を達成することができる。

以上のように本発明によれば、電源トランスの１次側コイルと２次側コイルとの間に漏洩インダクタンスを有する電源トランスを用いるとともに、前記漏洩インダクタンスと負荷とが直列に接続される第１の直列接続体と、この第１の直列接続体と前記１次側コイルとで並列接続体が形成され、この並列接続体とコンデンサとで形成される第２の直列接続体の自己共振周波数より、発振回路の発振周波数が高くなるように制御回路で前記発振回路を制御する構成としたものである。

この構成により、負荷電流が大きくなって、自己共振周波数が高くなっても、この自己共振周波数より、発振回路の発振周波数が高くなるように制御回路で制御するので、常に電圧制御範囲内で制御することができ、例え負荷が大きくなっても出力を得ることができる。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。図１において、５１，５２は商用交流電源（ＡＣ１００Ｖ）の入力端子である。この入力端子５１，５２は整流ダイオードブロック５３に接続されており、この整流ダイオードブロック５３で全波整流される。全波整流された整流ダイオードブロック５３の出力の両端にはコンデンサ５４が接続されており、このコンデンサ５４で平滑される。

このようにして得られた直流電源は直流電源端子（入力端子の一例として用いた）５５ａ、５５ｂに供給される。この直流電源端子５５ａはＮチャンネルＭＯＳ型電界効果トランジスタ（以下、トランジスタという）５６（スイッチ回路の一例として用いた）のドレイン端子に接続されている。このトランジスタ５６のソース端子はトランジスタ５７（スイッチ回路の一例として用いた）のドレイン端子に接続されており、このトランジスタ５７のソース端子は直流電源端子５５ｂに接続されている。

５８は発振回路である。この発振回路は抵抗とコンデンサの定数により任意の発振周波数を決めている。この発振周波数は６０ＫＨｚ〜１５０ＫＨｚの範囲で可変できるようにしている。

この発振回路５８の出力は、制御トランス５９の１次側コイル５９ａに接続されている。ここで、この制御トランス５９には２次側コイル５９ｂ、５９ｃが巻回されている。この２次側コイル５９ｂ、５９ｃは夫々逆極性となっており、一方のコイル５９ｂの出力はトランジスタ５６のゲート端子とソース端子に夫々接続されている。また、他方のコイル５９ｃの出力はトランジスタ５７のゲート端子とソース端子に夫々接続されている。

トランジスタ５６のソース端子とトランジスタ５７のドレイン端子との接続点６０からは、コンデンサ６１を介して電源トランス６２の１次側コイル６２ａの一方の端に接続されおり、他方の端は直流電源端子５５ｂに接続されている。

また、電源トランス６２の２次側コイル６２ｂの一方の端と他方の端は夫々整流ダイオード６３，６４のアノード側に接続されている。そして、この整流ダイオード６３，６４のカソード側は接続点６５で接続されて出力端子６６に接続されている。

電源トランス６２の２次側コイル６２ｂの中点６２ｃはグランド側の出力端子６７に接続されている。また、整流ダイオード６３，６４のカソード側の接続点６５とグランドとの間には、平滑用のコンデンサ６８が接続されており、この整流ダイオード６３，６４とで整流平滑回路７２を形成している。なお、この電源トランス６２は、１次コイル６２ａと２次コイル６２ｂとの間に漏洩インダクタンスを有するものを使用している。

このようにして、電源トランス６２の２次側コイル６２ｂから出力される約４５０Ｖの交流はダイオード６３，６４で全波整流されて、コンデンサ６８で平滑される。そして直流となって、出力端子６６，６７から出力される。そして、この出力端子６６，６７には負荷６９が接続される。

また、接続点６５とグランド（出力端子６７）との間には、出力電圧を検出する検出回路７０が設けられている。この検出回路７０は出力端子６６，６７の電圧を検出するものである。なお、負荷６９に流れる電流も電圧降下を抽出することにより間接的に検出することができる。この検出回路７０の出力は制御回路７１を介して発振回路５８の制御端子５８ａに接続されている。

次に、このスイッチング電源の自己共振周波数について説明する。図２において、７５はコンデンサ６１が有するキャパシタンスであり、７６は電源トランス６２の１次側コイル６２ａが有するインダクタンスである。また、７７は電源トランス６２の１次側コイル６２ａと２次側コイル６２ｂとの間の漏洩インダクタンスである。７８は整流ダイオード６３，６４や負荷６９等を含む抵抗である。

このスイッチング電源の自己共振周波数を規定するインピーダンスは、負荷６９等の抵抗７８と、漏洩インダクタンス７７が直列に接続された第１の直列接続体８０ａのインピーダンスと、この第１の直列接続体８０ａのインピーダンスとインダクタンス７６が並列に接続されて並列接続体８０ｂのインピーダンスが形成され、この並列接続体８０ｂのインピーダンスとキャパシタンス７５が直列に接続された第２の直列接続体８０ｃのインピーダンスがスイッチング電源の自己共振周波数を規定するインピーダンスとなる。

ここで、無負荷時（出力端子６６、６７が開放）には、第１の直列接続体８０ａのインピーダンスは無限大となり、インダクタンス７６とキャパシタンス７５との直列接続で構成される第２の直列接続体８０ｃの共振周波数がスイッチング電源の自己共振周波数となる。

また、最大電流を取った場合、即ち、抵抗７８が略０オーム（負荷６９が短絡）のときは、インダクタンス７６とインダクタンス７７で形成される並列接続体８０ｂと、この並列接続体８０ｂとキャパシタンス７５が直列接続される第２の直列接続体８０ｃの共振周波数がスイッチング電源の自己共振周波数となる。即ち、負荷電流８１が大きくなるほど自己共振周波数は高くなる。

即ち、図３（ａ）に示すように、負荷６９が重くなる（負荷電流８１が大きくなる）ほど自己共振周波数８２は８２ａ、８２ｂ、８２ｃというように高くなっていく。ここで、横軸８３は周波数と負荷電流８１であり、縦軸８４は、出力端子６６、６７から出力される電圧である。

８５は、出力端子６５，６７から出力される予め定められた設定電圧である。８５ａがそのときの発振回路５８の周波数である。この状態において、負荷電流８１が増加したとすると、自己共振周波数８２ｂは自己共振周波数８２ｃに移動する。しかし、このとき発振回路５８の発振周波数も高くなるので、自己共振周波数８２ｃを有する共振曲線８６上に移動する。従って、出力電圧は設定電圧８５で略一定となる。

また、負荷電流８１が減少したときは、この逆の動作をする。即ち、自己共振周波数８２ａを有する共振曲線８７上に移動する。しかし、このとき発振回路５８の発振周波数も低くなるので、出力電圧は設定電圧８５で略一定となる。

このように、負荷電流８１が増減すると自己共振周波数８２が移動するが、この移動に追従して発振回路５８の発振周波数が移動するので、安定した出力を得ることができるものである。

また、このとき、負荷電圧の微小変化に対しては、従来例と同様の制御も併せて行なうことができる。即ち、微小の負荷変動に対して、図３（ｂ）に示すように、例えば自己共振周波数８２ｂを有する共振曲線８８で代表して説明する。

出力端子６６，６７の出力が設定電圧８５となるように発振回路５８の発振周波数が予め設定されている。このとき負荷電流８１が微小増加したとすると、発振周波数８５ａは矢印８９のように増加して９０ａとなる。そうすると出力電圧８５は減少して電圧９０のようになる。この電圧９０を検知回路７０が検知すると発振回路５８の発振周波数９０ｂを下げるように働く。そうすると矢印９１で示すように電圧が上昇して出力電圧９０が設定電圧８５になる。

また逆に、負荷電流８１が微小量減少したときは、この逆の動作をする。即ち、発振周波数８５ａは矢印９２のように減少して９３ａのようになる。そうすると設定電圧８５は増加して電圧９３のようになる。この電圧９３を検知回路７０が検知すると発振回路５８の発振周波数９３ａを上げるように働く。そうすると矢印９４で示すように電圧が下降して出力電圧９３を設定電圧８５にする。このようにして、負荷電流８１の微小の変化に対しても常に一定の設定電圧８５を保つように働く。なお、説明のために無視したが、正確にはこの場合も共振曲線８８は微少量移動する。

図４は、検出回路７０と制御回路７１の回路図である。ここで、抵抗１０５，１０６，１０７、トランジスタ１１０までを検出回路７０とし、それ以降を制御回路７１とする（以後、検出回路７０と制御回路７１をまとめて単に制御回路７０と記す）。

図４において、１０１は安定化電源が接続される端子である。なお、この安定化電源は、図１の回路図には開示していないが、電源トランス６２の２次側コイル６２ｂの他にもう一つ巻線を追加して、公知の方法で安定化した電源である。即ち、前記巻線の出力に整流ダイオードを接続し、この整流ダイオードの出力とグランドとの間に平滑用のコンデンサを接続し、この整流用ダイオードの出力に定電圧ダイオード等で構成されたレギュレータを接続したものである。そして、この安定化電源から得られる定電圧出力を端子１０１に接続している。

１０２は出力端子６６に接続される端子である。また、１０３は発振回路５８の制御端子５８ａに接続される端子であり、この端子１０３から出力される出力電圧で発振回路５８の発振周波数を制御するものである。また、端子１０２とグランドとの間には抵抗１０５，１０６，１０７の直列接体が接続されいる。１０８はこの直列接続体の抵抗１０６と１０７の接続点である。端子１０１には、抵抗１０９を介してＰＮＰ型のトランジスタ１１０エミッタ端子が接続されており、そのコレクタ端子はダイオード１２９を介して端子１０３に接続されている。なお、ベース端子は前記接続点１０８に接続されている。

このように接続された制御回路７１において、負荷電流８１が少ない間は、端子１０１に供給された安定化電源は抵抗１０４を介して端子１０３から発振回路５８の制御端子５８ａに供給される。このことにより、発振回路５８は予め定められた周波数を出力する。

次に、負荷電流８１が大きくなったとすると、出力端子６６に接続された端子１０２の電圧が低下してくる。そうすると、このトランジスタ１１０はオンとなり、端子１０３には抵抗１０４と抵抗１０９の並列回路を介して電圧が供給されることになる。

即ち、端子１０２に供給される電圧が低くなると、端子１０３の電圧は高くなる。この端子１０３からの電圧により、発振回路５８から出力される周波数が高くなる。従って、負荷電流８１が増加することにより、自己共振周波数が８２が高くなったとしても、これに追従して、発振回路５８から出力される発振周波数が高くなるので、出力端子６６，６７からは出力電圧が出力される。

このように本実施の形態の制御回路７１においては、負荷電流８１が予め定められた値より大きいか少ないかによって、抵抗１０４のみを介して定電圧電源を発振回路５８の制御端子５８ａに供給するか、或いは抵抗１０４と抵抗１０９の並列回路を介して定電圧電源を発振回路５８の制御端子５８ａに供給するかを２段階で決めている。この段階をもっと多くすればするほど詳細に負荷電流８１に対して発振周波数を追従させることができる。しかし回路は複雑となる。

図５は、このように２段階で制御した場合をグラフ化したものである。図５において、横軸１１１は出力端子６６，６７から出力される電圧であり、１１２は発振回路５８から出力される周波数である。図５において、出力電圧が約２０Ｖの点１１３でトランジスタ１１０のオン・オフが切り替わるように設定している。

即ち、出力電圧が約２０Ｖ以上では、トランジスタ１１０はオフし、発振回路５８の制御端子５８ａへは定電圧源から抵抗１０４のみを介して供給される。また、出力電圧が約２０Ｖ以下では、トランジスタ１１０がオンされる。従って、発振回路５８の制御端子５８ａへは定電圧源から抵抗１０４と抵抗１０９の並列回路を介して供給される。１１４は、負荷電流８１が０Ａのときの出力電圧と発振回路５８の発振周波数の関係を示す特性曲線である。同様に、１１５は負荷電流８１が４．５Ａのときであり、１１６は負荷電流８１が９Ａのときの夫々特性曲線である。

なお、この制御回路７１においては、従来の技術のように出力電圧の微調整も行なっている。即ち、図４において、コンパレータ１２０を用い、このコンパレータ１２０の一方の端子には、定電圧が供給される端子１０１とグランドとの間に抵抗１２１と１２２を直列接続し、この接続点１２３の電位を基準電位として加えている。

また、出力電圧が供給される端子１０２とグランドとの間に抵抗１２４と１２５を直列接続し、この直列接続体の接続点１２６の電位をコンパレータ１２０の他方の端子に加えている。そして、このコンパレータ１２０の出力は抵抗１２７で重み付けをして、発振回路５８の制御端子５８ａへ供給する端子１０３に接続している。ダイオード１２８，１２９は逆流防止用に挿入されたものである。この場合、コンパレータ１２０の出力までが検出回路７０を構成する。

このような制御回路７１において、負荷電流８１が微小量増加すると、端子１０２の電圧は微小量低下する。すると接続点１２６の電位も微少量低下する。この電圧が接続点１２３の基準電位より低くなると、コンパレータ１２０からマイナス方向の信号が出力され、重み付け抵抗１２７の割合で端子１０３の電圧を微少量低くする。そうすると、発振回路５８の発振周波数は微少量減少する。すると出力端子６６，６７から出力される電圧が微少量増加して一定の電圧になる。

逆に、負荷電流８１が微小量減少すると、端子１０２の電圧は微小量増加する。すると接続点１２６の電位も微少量増加する。この電圧が接続点１２３の基準電位より高くなると、コンパレータ１２０からプラス方向の信号が出力され、重み付け抵抗１２７の割合で端子１０３の電圧を微少量高くする。そうすると、発振回路５８の発振周波数は微少量増加する。すると出力端子６６，６７から出力される電圧が微少量減少して一定の電圧になる。

このようにして、抵抗１０４の出力或いは抵抗１０４と抵抗１０９の出力の何れかと、重み付け抵抗１２７の出力とはダイオード１２９．１２８で合成されて端子１０３から出力される。そして、出力端子６６，６７から出力される電圧を一定に保つように働く。

（実施の形態２）
以下、実施の形態２について説明する。実施の形態２は、負荷電流の変化を連続的に検出して、この検出結果に基づいて発振回路５８の発振周波数を連続的に変化させるものである。なお、実施の形態１と同じものについては、同符合を付して説明を簡略化している。

図６は、実施の形態２におけるスイッチング電源の回路図である。図２において、実施の形態１と異なるところは、整流ダイオード６３，６４のカソード側の接続点６５と、出力端子６６との間に負荷電流を検出する検出回路１３０を設け、この検出回路１３０から出力される検出出力を制御回路１３１を介して発振回路５８の制御端子５８ａに接続した点である。

この検出回路１３０及び制御回路１３１について、図７を用いて説明する。図７において１３２は、整流ダイオード６３，６４のカソード側の接続点６５と、出力端子６６との間に挿入された微小抵抗（数オーム）である。そして、この微小抵抗１３２の両端には、抵抗１３３とホトカプラ１３４の発光ダイオード１３４ａが接続されている。

１３５は定電圧電源（実施の形態１で説明した端子１０１に同じ）が接続される端子であり、この端子１３５はホトカプラ１３４を形成する受光ダイオード１３４ｂのコレクタ側に接続されている。そして、この受光ダイオード１３４ｂのエミッタ側は抵抗１３６を介してグランドに接続されている。また、この受光ダイオード１３４ｂのエミッタ側は端子１３７に接続されており、この端子１３７は発振回路５８の発振周波数を制御する制御端子５８ａに接続されている。

また、１３８は、受光ダイオード１３４ｂのコレクタとエミッタ間に接続された保護用の抵抗である。なお、この抵抗１３８は無くても良い。ここで、微小抵抗１３２から発光ダイオード１３４ａまでが検出回路１３０であり、受光ダイオード１３４ｂから端子１３７までが制御回路１３１である。

以上のように構成された検出回路１３０と制御回路１３１について以下にその動作を説明する。出力端子６６，６７に接続された負荷６９に負荷電流１３９が流れると、微小抵抗１３２の両端には電位差が生ずる。この電位差の大小に正比例して発光ダイオード１３４ａが発光する。なお、この発光ダイオード１３４ａに流れる電流は略微小抵抗１３２と抵抗１３３の値に逆比例する。

一方、受光ダイオード１３４ｂでは、発光ダイオード１３４ａの発光の強弱に比例して、その電気抵抗を変化させる。この電気抵抗及び抵抗１３８の並列接続体と、抵抗１３６とで端子１３５に加わる電圧を内分している。従って、端子１３７にはこの内分された電圧が出力される。即ち、負荷電流１３９に正比例して、端子１３８に発振回路５８の制御電圧が発生する。

即ち、負荷電流１３９に正比例して、発振回路５８の発振周波数が高くなるように制御される。なおここで重要なことは、スイッチング電源の自己共振周波数より、発振回路５８から出力される周波数が高くなるように制御することである。

このことにより、負荷電流１３９が変化しても出力端子６６，６７から略一定の電圧を負荷６９に供給することができる。なお、実施の形態１の図４で述べたようにコンパレータ１２０を用いて微小電圧変化に対する制御を併せて用いることができる。

本発明にかかるスイッチング電源は、負荷が大きくなっても電流を取り出すことができるので、電子機器等に用いられるスイッチング電源に用いることができる。

本発明の実施の形態１におけるスイッチング電源の回路図同、要部の等価回路図（ａ）は同、特性曲線図（ｂ）は同、要部拡大特性曲線図同、検出回路と制御回路の回路図同、周波数と出力電圧の特性図本発明の実施の形態２におけるスイッチング電源の回路図同、検出回路と制御回路の回路図従来のスイッチング電源の回路図同、要部の等価回路図同、特性曲線図

符号の説明

５５ａ直流電源端子
５５ｂ直流電源端子
５６トランジスタ
５７トランジスタ
５８発振回路
６１コンデンサ
６２電源トランス
６６出力端子
６７出力端子
６９負荷
７０発振回路
７１制御回路
７２整流平滑回路
８０ａ第１の直列接続体
８０ｂ並列接続体
８０ｃ第２の直列接続体

Claims

直流電源が供給される入力端子と、この入力端子に接続されたスイッチ回路と、このスイッチ回路の出力に一端が接続されたコンデンサと、このコンデンサの他端が1次側コイルに接続された電源トランスと、この電源トランスの２次側コイルに接続せれた整流平滑回路と、この整流平滑回路に接続されるとともに負荷が接続される出力端子と、前記スイッチ回路をスイッチングさせる発振回路と、前記出力端子から出力される電圧を検出する検出回路と、この検出回路からの出力により前記発振回路の発振周波数を制御する制御回路とを備え、前記電源トランスには、前記１次側コイルと前記２次側コイルとの間に漏洩インダクタンスを有する電源トランスを用いるとともに、前記漏洩インダクタンスと前記負荷とが直列に接続される第１の直列接続体と、この第１の直列接続体と前記１次側コイルとで並列接続体が形成され、この並列接続体と前記コンデンサとで形成される第２の直列接続体の自己共振周波数より、前記発振回路の発振周波数が高くなるように前記制御回路で前記発振回路を制御するスイッチング電源。
発振回路の発振周波数を出力端子に出力される電圧に応じて、段階的に変化させる請求項１に記載のスイッチング電源。
発振回路の発振周波数を出力端子から出力される電流に応じて、連続的に変化させる請求項１に記載のスイッチング電源。